DE4011415A1 - Eingabeschaltung zum umsetzen einer eingangsspannung in ein binaeres informationssignal - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Eingabeschaltung zum Umsetzen einer Eingangsspannung in ein binäres Informationssignal, wobei ein Eingangsstrom mit steigender Eingangsspannung zunächst bis zu einem vorgebbaren Maximalwert ansteigt und bei weiter steigender Eingangsspannung oberhalb eines vorgebbaren Eingangsspannungswertes wieder sinkt und ein binäres Ausgangssignal generiert, dessen Zustand sich in die eine Richtung ändert, wenn die Eingangsspannung einen vorgebbaren Grenzwert, nachfolgend Einschaltspannung genannt, überschreitet, und sich in die andere Richtung ändert, wenn die Eingangsspannung diesen Grenzwert oder wahlweise einen um eine Hysteresespannung niedrigeren Grenzwert unterschreitet.

Diese Eingabeschaltung kann mit Eingangsspannungen beaufschlagt werden, die innerhalb eines großen Bereichs liegen. Beispielsweise können Eingangsnennspannungen im Bereich von 0 bis 300 V angelegt werden. Einstellungsmaßnahmen für die jeweils vorhandene Eingangsspannung, die innerhalb des Bereichs liegt, sind nicht erforderlich. Häufig besteht die Forderung, eine Potentialtrennung vorzusehen.

In diesem technischen Gebiet müssen elektrische Signale unterschiedlichster Form und Größe verarbeitet werden. Meist handelt es sich hierbei um binäre Signale, d. h. es gibt für ein Signal nur zwei relevante Zustände (z. B. Ein und Aus bzw. 1 und 0). Normalerweise ist einer der beiden Zustände durch das Vorhandensein einer bestimmten elektrischen Signalspannung gekennzeichnet, während der andere Zustand durch das Fehlen der Spannung dargestellt wird. Als Signalspannungen werden sowohl Gleich- als auch Wechselspannungen (vorzugsweise mit Netzfrequenz: 50, 60 Hz) verwendet. Die Nennspannungsbereiche der Prozeßsignale liegen in der Regel zwischen 24 V und 230 V - in mobilen Anlagen (z. B. Fahrzeugen) auch darunter.

Welche Signalspannungen (Höhe, Frequenz) im konkreten Fall zum Einsatz kommen, ist abhängig von aktuellen Anforderungen (Energiequellen: Anlagenspannung, Bordnetz . . .; Signalquellen: Sensoren, Geber, Relais . . .; Leitungslängen, Störumgebung . . .), aber auch von den ursprünglichen Einsatzfeldern der eingesetzten Technik (Relaissteuerungstechnik, Meßtechnik, Regelungstechnik, Energieübertragungstechnik, Elektromaschinenbau, Fahrzeugsteuerungen, Bergbau, Schiffsbau . . .) und den hieraus abgeleiteten Standards. Bei mechanischen Signalquellen (Geber, Relaiskontakte . . .) wird oft ein bestimmter Mindeststrom zur Kontaktreinigung (z. B. 20-30 mA, wenigstens im Einschaltmoment) gefordert. Andererseits ist die Strombelastbarkeit einer Signalquelle nach oben begrenzt. Häufig müssen in einer Anlage Komponenten mit unterschiedlichen Signalspannungen kombiniert werden.

Bekannt sind auch Eingabeschaltungen, bei denen Prozeßsignale in einer eigenen Signalanpaßschaltung potentialtrennend in ein Signal der Steuerungslogik umgewandelt werden (Elektronik 12/12.6, 1987, S. 146). Die erforderliche Störfestigkeit wird dadurch erreicht, daß die Signalanpaßschaltung von einer Signalquelle nur unter Aufbringung einer bestimmten Mindestleistung in den Ein-Zustand gebracht werden kann. Diese Mindestleistung (Störleistungsbarriere) wird so gewählt, daß sie nur durch reguläre Signalquellen (Nutzsignale) und nicht durch Störeinkopplung (Störsignale) aufgebracht werden kann (z. B. 500 mW). Ein großer Störspannungsabstand alleine bewirkt keine allgemeine Störfestigkeit, da er nur vor speziellen Störsignalen schützt.

Nachteilig im Zusammenhang mit der leistungsbezogenen Störfestigkeit ist die Tatsache, daß die erforderliche Leistung als Verlustleistung in der Signalanpaßschaltung anfällt. Da die anfallende Verlustleistung bei Standardschaltungen etwa quadratisch mit der tatsächlichen Signalspannung ansteigt (ohmsches Verhalten), mußten bisher individuell dimensionierte Anpaßschaltungen eingesetzt werden, um einen Kompromiß zwischen der zulässigen Verlustleistung der Schaltung und der Störfestigkeit (Störleistung) zu erreichen. Könnte man die Störfestigkeit ignorieren, dann wäre eine Anpaßschaltung mit einfachsten Mitteln realisierbar. Den Schaltpunkt würde man so wählen, daß er auch bei der kleinsten Nennspannung noch sicherer unterhalb des Wertes für Ein-Signale liegt (z. B. 6 V).

Die Schaltung müßte auch bei hohen Eingangsspannungen mit einem relativ niedrigen Eingangsstrom auskommen, um Verlustleistungsprobleme auszuschließen. Dies führt bei einfachen Schaltungen mit etwa ohmschem Eingangswiderstand zu einer relativ hohen Eingangsempfindlichkeit. Leider ist eine so konzipierte Schaltung in der Praxis viel zu störanfällig, da schon geringe Störenergien unzulässige Zustandsänderungen des Ausgangssignals bewirken.

Eine Anpaßschaltung für eine bestimmte Nennspannung sollte eine gewisse Störleistungsbarriere haben. Diese ist dann auch maßgebend für die untere Grenze der Verlustleistung, die von der Anpaßschaltung mindestens beherrscht werden muß. Legt man z. B. eine Anpaßschaltung für 24-Volt-Signale so aus, daß der Schaltpunkt bei 18 V und 30 mA (Kontaktreinigungsstrom) liegt, dann muß zum Erreichen des Einschaltzustandes eine Schaltleistung von mindestens 540 mW aufgebracht werden. Dies ergibt zugleich eine Störfestigkeit von 540 mW, da Störsignale, die diese Leistung nicht erreichen, keine Zustandsänderung bewirken können. Voraussetzung ist eine ausreichend genaue Einhaltung der Schaltpunktparameter. Eine Abhängigkeit des Schaltpunktes von stark streuenden Bauelementeparametern, wie z. B. Transistorverstärkungsfaktoren oder stark alterungsabhängige Übertragungsfaktoren von Optokopplern, sollte vermieden werden.

Steigt die Verlustleistung, wie angenommen, quadratisch mit der Eingangsspannung an, dann müßte bei der Nennspannung von 24 V lediglich eine Verlustleistung von 960 mW beherrscht werden. Bei einer Signalspannung von 240 V würde in der Anpaßschaltung jedoch eine Verlustleistung von 96 W (3) anfallen und an die Umgebung abgegeben werden. Schaltungen, die solche Verlustleistungen vertragen, sind sehr voluminös und teuer. In einer Anlage wird meist eine größere Anzahl von Anpaßschaltungen benötigt, so daß die Beherrschung der insgesamt entstehenden Verlustleistung der Anpaßschaltungen erhebliche (manchmal unlösbare) Probleme bereiten würde. Erschwerend kommt hinzu, daß die Energie- und die Signalquellen diese Leistungen bereitstellen und schalten müssen, was nicht immer erfüllbar ist. Die hieraus entstehenden Verhältnisse sind in elektronischen Geräten normalerweise nicht akzeptabel. Deshalb können bekannte Anpaßschaltungen die für eine bestimmte Schaltspannung (z. B. 24 V) ausgelegt sind, nicht mit höheren Spannungen betrieben werden.

Andererseits ist es auch nicht möglich, Anpaßschaltungen, die für eine bestimmte Signalspannung ausgelegt sind, mit niedrigerer Signalspannung zu betreiben, da dann der Spannungspegel des Nutzsignals die erforderliche Schaltspannung (Schaltpunkt) nicht erreicht.

Die Verwendung von Tiefpässen eignet sich nur zur Unterdrückung hochfrequenter Störsignale. In ausgedehnten Anlagen mit Gleichspannungssignalen treten Störsignale aber oft in Form von Gleichspannungen auf. Diese werden z. B. durch Leck- und Kriechströme verursacht. Selbst wenn die durch Störströme eingekoppelte Störenergie nicht zum Schalten ausreicht, genügt oft eine zusätzliche Störung (z. B. durch Netzfrequenzeinstreuungen), um den Schaltpunkt zu überschreiten. Dies gilt besonders bei Anpaßschaltungen, deren Eingangswiderstand im gesamten Spannungsbereich unterhalb der Schaltschwelle relativ hochohmig ist.

Ist das Nutzsignal ein Wechselspannungssignal (z. B. 50 Hz Netzfrequenz), dann können Tiefpässe nicht vor Störeinstreuungen in diesem Frequenzbereich schützen, da sie das Nutzsignal genauso dämpfen.

In manchen Anwendungen sind Tiefpässe, die bei Netzfrequenzen wirksam sind, grundsätzlich nicht einsetzbar, da die entsprechenden Zeitkonstanten zu groß würden.

Wegen der oben dargelegten Schwierigkeiten werden in heutigen Anlagen und Geräten normalerweise für jede vorkommende Anlagenspannung speziell dimensionierte Anpaßschaltungen eingesetzt. Eine besondere Schwierigkeit liegt darin, daß sie meist auf vorgefertigten Baugruppen benötigt werden. Diese enthalten normalerweise mehrere Anpaßschaltungen (z. B. eine "Digital-Eingabekarte" mit 16 Eingängen). Neben Baugruppen, auf denen jeweils alle Anpaßschaltungen einheitlich für eine bestimmte Nennspannung ausgelegt sind, werden oft auch Baugruppen benötigt, die eine Kombination von Anpaßschaltungen für unterschiedliche Nennspannungen beinhalten. Häufig wird die notwendige Anpaßung der vorgefertigten Baugruppen erst bei der Projektierung bzw. zum Einbau in die Anlage durch Austausch von Bauelementen oder Steckrüben vorgenommen (erschwert die Wartung). Die Anpaßung an diese Verhältnisse führt zu erheblichem Mehraufwand und entsprechenden Kosten in allen Bereichen, die mit diesen Produkten zu tun haben.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Eingabeschaltung der eingangs beschriebenen Gattung so weiterzuentwickeln, daß sie erst bei einer vorgebbaren Störleistungsbarriere anspricht, erst bei Unterschreitung einer vorgebbaren Halteenergie zurückfällt, eine Verlustleistungsbegrenzung aufweist, für innerhalb eines großen Bereichs liegende Eingangsnennspannungen geeignet ist und einen Strom aufnimmt, der vor dem Ansprechen höher als bei weit über der Ansprechspannung liegenden Spannungen ist. Es sollen also Signale innerhalb des eingangs erwähnten großen Nennspannungsbereichs verarbeitet werden.

Sie bietet auch die Möglichkeit einer potentialfreien Signalverarbeitung, um Signalquellen mit unterschiedlichen Bezugspotentialen zuzulassen, Potentialausgleichsströme zu vermeiden und Gleichtaktstörungen zu unterdrücken. Durch die genannten Eigenschaften wird eine ausreichende Störfestigkeit an der Schnittstelle zwischen Prozeß und Steuerungssystem erreicht. Ein besonders wichtiger Teil der Aufgabenstellung besteht darin, daß die Eingabeschaltung keine Versorgungsspannung aus einer fremden Betriebsspannungsquelle benötigt.

Die Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die Merkmale des Anspruchs 1 gelöst.

Die Eingabeschaltung bezieht ihre gesamte für die Arbeitsweise notwendige Energie aus der Eingangsspannung. In der zweiten Eingabeschaltung ist insbesondere ein zweites elektrisches Steuerelement vorgesehen. Die Eingabeschaltung kann so aufgebaut sein, daß die eine der beiden Teilschaltungen die andere ganz oder teilweise enthält. Die Teilschaltungen können ganz oder teilweise parallel oder in Reihe zueinander angeordnet sein.

Vorzugsweise geht das zweite elektrische Steuerelement vom nichtleitenden in den leitenden Zustand über, wenn die Eingangsspannung die Schaltwelle überschreitet. Auf dieser Grundlage ergibt sich ein einfacher Schaltungsaufbau.

Das zweite elektrische Steuerelement kann den Ausgang der Eingabeschaltung bilden. Es ist auch möglich, daß das zweite Steuerelement, ohne den Ausgang der Eingabeschaltung zu bilden, einen Strom (der auch nur ein Teil des Eingangsstroms sein kann) schaltet und dieser Strom ein elektrisches Koppelelement durchfließt, das das binäre Ausgangssignal erzeugt, wobei das binäre Ausgangssignal bei Stromfluß durch das Koppelelement in dem einen Zustand und sonst in dem anderen Zustand gehalten wird. Der durch das zweite Steuerelement fließende Strom kann ganz, teilweise oder überhaupt nicht Teil des Stroms durch das erste elektrische Steuerelement sein. Das elektrische Koppelelement kann grundsätzlich an beliebiger Stelle dort angeordnet sein, wo es im wesentlichen nur von dem durch das zweite Steuerelement geschalteten Strom durchflossen wird. Es ist im einfachsten Fall ein Widerstand (das Binärsignal wird durch den Spannungsabfall gebildet). Auch elektromagnetische Koppelelemente sind möglich.

Der durch das zweite Steuerelement geschaltete Strom kann direkt oder über ein elektrisches Netzwerk den Strom durch das erste Steuerelement beeinflussen. Das erste Steuerelement enthält z. B. einen oder mehrere Steuereingänge. Das Netzwerk enthält z. B. ein drittes elektrisches Steuerelement. Die Beeinflussung ist derart, daß dann, wenn der Strom im zweiten Steuerelement eingeschaltet wird und sich das binäre Ausgangssignal ändert, die Verringerung des Eingangsstroms durch das erste elektrische Steuerelement einsetzt. Durch eine Rückkopplung des Stroms durch das erste Steuerelement auf das zweite Steuerelement kann eine Mitkopplung und damit ein eindeutiges Schaltverhalten mit Hysterese erreicht werden. Insbesondere wird der durch das zweite Steuerelement fließende Strom durch Beschaltung des zweiten Steuerelements oder durch besondere Schaltungsteile auf einen vorgebbaren, im einfachsten Fall konstanten Wert begrenzt. Vorzugsweise nimmt bei steigender Eingangsspannung der nur durch die erste Teilschaltung fließende Stromanteil so weit ab, daß er oberhalb einer vorgebbaren Eingangsspannungsgrenze zu null wird und der Eingangsstrom der Eingabeschaltung im wesentlichen nur noch durch den begrenzten Strom im zweiten Steuerelement gegeben ist.

Die Eingabeschaltung kann insbesondere einen von der Eingangsspannung beaufschlagten ersten, bei Eingangsspannungen unterhalb der Einschaltspannung niederohmigen Stromweg enthalten, der mindestens einen Widerstand in Reihe mit einem ersten und einen möglichen zweiten Transistor enthält, wobei mindestens das Auskoppelelement in Reihe mit einem dritten Transistor, der bei Eingangsspannungen unterhalb der Einschaltspannung einen hohen Widerstand hat, einen zweiten Stromweg bildet, der den zweiten Transistor überbrückt, dessen Widerstand bei ansteigenden Eingangsspannungen zunimmt, während sich der Widerstand des dritten Transistors reduziert, und wobei der erste Transistor ab einer hohen Eingangsspannung auf Konstantstrombetrieb eingestellt ist.

Vorzugsweise ist als Auskoppelelement ein Optokoppler mit einem bipolaren Fototransistorausgang vorgesehen. Dies ermöglicht eine einfache, aber sehr flexible Anpaßbarkeit an die anzusteuernde Schaltkreistechnik. Es können TTL-Pegel, aber auch höhere Spannungspegel beherrscht werden. Die Valenz des Ausgangssignals ist frei wählbar. Schließt man z. B. den Emitter an 0 V an und legt den Kollektor über einen Widerstand an +5 V, dann ergibt sich ein TTL-Signal, das bei aktivem Eingangssignal binär Null ist. Legt man den Kollektor direkt an +5 V und den Emitter über einen Widerstand an 0 V, dann ergibt sich ein TTL-Signal in der anderen Valenz.

Eine bevorzugte Ausführungsform besteht darin, daß der erste als FET vom Verarmungstyp ausgebildete Transistor mit der Drain-Elektrode an einen von der Eingangsspannung beaufschlagten Widerstand und mit der Source-Elektrode an die Drain-Elektrode des zweiten Transistors und über einen Widerstand mit dem Optokoppler verbunden ist, dem die Drain-Elektrode des als FET ausgebildeten dritten Transistors nachgeschaltet ist, der mit seiner Source-Elektrode an den anderen Pol der Eingangsspannung gelegt ist, der über einen Widerstand die Source-Elektrode des zweiten Transistors und über einen Widerstand die Gate-Elektrode des dritten Transistors beaufschlagt, dessen Gate-Elektrode über einen weiteren Widerstand mit der Source-Elektrode des ersten Transistors und über einen zusätzlichen Widerstand mit der Drain-Elektrode des ersten Transistors verbunden ist, daß die Gate-Elektrode des ersten Transistors mit dem Optokoppler verbunden ist und daß die Gate-Elektrode des zweiten Transistors an die Drain-Elektrode des dritten Transistors angeschlossen ist. Diese Anordnung hat eine charakteristische, statische Stromspannungskennlinie mit Hystereseverhalten und teilweise negativem differentiellem Widerstand.

Bei geringen Eingangsspannungen hat die Anordnung wenigstens oberhalb einer geringen Schwellenspannung ohmsches Verhalten. Der Strom steigt proportional mit der Spannung zu einem vorgebbaren Wert an. Wird der Wert erreicht, dann wird der dritte Transistor bei Überschreitung seiner Schwellspannung etwas leitend, wodurch die Gate-Spannung des zweiten Transistors sinkt und dieser weniger leitend wird, d. h. der Strom über den Transistor geht zurück. Bei geeigneter Dimensionierung fällt dann schon vor dem Erreichen der Einschaltspannung (also bei gesperrtem dritten Transistor) an dem zwischen der Source-Elektrode des ersten Transistors und der Drain-Elektrode des zweiten Transistors liegenden Widerstand 19 eine so hohe Spannung ab, daß zwischen der Gate- und der Source-Elektrode des ersten Transistors die Gate-Source-Schwellspannung erreicht wird. Von diesem Punkt an begrenzt der erste Transistor den Eingangsstrom auf den gerade erreichten Maximalwert (Imax). Der Strom bleibt bei weitersteigender Eingangsspannung so lange konstant, bis die Eingangsspannung den Wert der Einschaltspannung erreicht (B). Dann setzt auch bei dieser Schaltungsvariante der schon beschriebene Einschaltvorgang ein. Der Strom hat nach dem Umschalten aber immer noch einen so hohen Wert, daß bei der zugehörigen Eingangsspannung eine ausreichend hohe Leistung umgesetzt wird. Diese Verlustleistung verhindert, daß Störspannungen oder Störströme das Ansprechen der Anordnung umkehren, d. h. die der Eingangsspannung von null bis zur Ansprechspannung zugeordnete Valenz des Ausgangssignals wieder auftritt. Ab demjenigen Kennlinienpunkt, an dem der Strom springt, geht der erste Transistor demnach in den Konstantstrombetrieb über, den er bei ansteigender Eingangsspannung beibehält.

Der zweite Transistor wird bei weiter ansteigender Eingangsspannung durch die beschriebene Gegenkopplung in den Arbeitsbereich höherer Widerstände gesteuert, bis er bei einer gewissen Eingangsspannung nichtleitend ist. Im Anschluß daran fließt durch die Anordnung bei noch höheren Spannungen nur noch der Konstantstrom. Die Verlustleistung steigt dann nur noch proportional mit dem über dieser Eingangsspannung liegenden Teil der Eingangsspannung an.

Die hinsichtlich der Störempfindlichkeit sowohl vor als auch nach dem Ansprechen des Eingabebausteins für den gesamten Bereich der Eingangsspannung günstige Kennlinie wird durch die Schaltung mit drei aktiven Bauelementen erreicht, die so miteinander verbunden sind, daß vor dem Erreichen der Ansprechspannung eine Mitkopplung zwischen den aktiven Bauelementen nach dem Ansprechen mindestens teilweise durch eine Gegenkopplung abgelöst wird. Die Kennlinie entspricht in grober Näherung in einem bestimmten Spannungsbereich einer Hyperbel. Eine Hyperbel würde konstante Verlustleistungen bedeuten. Sie kann durch aufwendigere Mit- und Gegenkopplungsnetzwerke, insbesondere unter Verwendung nichtlinearer Bauelemente, weiter angenähert werden.

Um den Einfluß der Schwellspannungstoleranzen der FET's auf die Kennlinie zu vermindern, ist es zweckmäßig, Zener-Dioden in die Anordnung einzufügen. Eine erste Zener-Diode ist zwischen der Gate-Elektrode des dritten Transistors und den Widerständen angeordnet, die das Gate-Potential zur Verfügung stellen. Eine zweite Zener-Diode befindet sich zwischen der Gate-Elektrode des ersten Transistors und der Anode der Lumineszenzdiode des Optokopplers. Um diese Zener-Diode in leitendem Zustand zu halten, ist ein Widerstand notwendig. Der Widerstand ist zwischen der Gate-Elektrode und der Source-Elektrode des ersten Transistors angeordnet, kann auch mit anderen Punkten höheren Potentials verbunden sein. Der erste Transistor kann auch vom Anreicherungstyp sein. Die Verwendung der beiden Zener-Dioden ist unabhängig voneinander. Jede einzelne verbessert bereits für sich die Wirkung der Schaltung.

Die Zener-Spannungen sind gegenüber den Schwellspannungen der Transistoren groß gewählt. Der Einfluß der Schwellspannungen auf die Arbeitspunkte wird hierdurch sehr geringer. Zur Beseitigung des Einflusses von Kriechströmen ist ein Widerstand parallel zu der Lumineszenzdiode des Optokopplers geschaltet.

Es kann erwünscht sein, daß der Maximalstrom schon vor dem Ansprechen erreicht wird. Für die Begrenzung des Stroms wird zweckmäßigerweise die Gate-Spannung am dritten Transistor mit einer Zener-Diode begrenzt. Die dritte Zener-Diode ist zweckmäßigerweise vor dem Optokoppler angeschlossen, so daß der Zener-Strom nicht über den Optokoppler fließt. Diese Strombegrenzung beseitigt in der Kennlinie die Spitze am Schaltpunkt, da der maximale Strom schon vorher erreicht und bis zum Schaltpunkt beibehalten wird. Eine andere Möglichkeit, dem Eingangsstrom diesen Verlauf zu geben, besteht in der folgenden Variante: Statt eines Widerstands im Source-Kreis des ersten Transistors sind zwei Widerstände in Reihe vorgesehen, wobei die Drain-Elektrode des zweiten Transistors an die gemeinsame Verbindungsstelle beider Widerstände gelegt ist.

Der erste Transistor kann auch ein MOSFET vom Anreicherungstyp sein. Damit dieser Transistor beim Anlegen der Eingangsspannung leitend wird, ist ein Widerstand zwischen dem ersten Eingang des Eingabebausteins und der Gate-Elektrode des ersten Transistors vorgesehen. Zwischen Gate- und Source-Elektrode ist dann kein Widerstand notwendig. Im übrigen ändert sich gegenüber der oben beschriebenen Anordnung nichts. Für manche Anwendungsfälle ist der fallende Teil nach dem Sprung in der Kennlinie nach dem Ansprechen nicht notwendig. Dann kann der Widerstand zwischen der Drain-Elektrode des ersten Transistors und der Gate-Elektrode des dritten Transistors entfallen. Nach dem Ansprechen führt der erste Transistor sofort einen Konstantstrom. Nimmt man bei kleinen Eingangsspannungen unterhalb der Einschaltspannung zunächst einen sehr hochohmigen Kurvenverlauf in Kauf, dann kann der zweite Transistor in allen Varianten durch eine Zener-Diode ersetzt werden.

Die Erfindung wird im folgenden anhand eines in einer Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiels näher beschrieben, aus dem sich weitere Einzelheiten, Merkmale und Vorteile ergeben.

Es zeigt

Fig. 1 ein Schaltbild einer Eingabeschaltung zum Umsetzen einer Eingangsspannung in ein binäres Informationssignal,

Fig. 2 ein Schaltbild einer zweiten Eingabeschaltung zum Umsetzen einer Eingangsspannung in ein binäres Informationssignal,

Fig. 3 ein Diagramm des von den Eingabeschaltungen gemäß Fig. 1 oder 2 in Abhängigkeit von der Eingangsschaltung aufgenommenen Stroms,

Fig. 4 ein Schaltbild einer dritten Eingabeschaltung zum Umsetzen einer Eingangsspannung in ein binäres Informationssignal,

Fig. 5 ein Diagramm des von den Eingabeschaltungen gemäß Fig. 4 in Abhängigkeit von der Eingangsspannung aufgenommenen Stroms,

Fig. 6 ein Schaltbild einer vierten Eingabeschaltung zum Umsetzen einer Eingangsspannung in ein binäres Informationssignal,

Fig. 7 ein Schaltbild einer weiteren Eingabeschaltung zum Umsetzen einer Eingangsspannung in ein binäres Informationssignal.

Eine Eingabeschaltung zum Umsetzen einer Eingangsspannung in ein binäres Informationssignal weist zwei Eingänge 1, 2 auf, die an die Eingangsspannung angelegt wird. Die Eingangsspannung ist eine Gleichspannung oder eine pulsierende Gleichspannung.

Falls Wechselspannungen in binäre Signale umgesetzt werden sollen, ist zwischen der Wechselspannungssignalquelle und den Eingängen 1, 2 ein Gleichrichter, z. B. ein Brückengleichrichter, vorgesehen.

Die in Fig. 1 gezeigte Eingabeschaltung enthält einen ersten Stromweg 3, der aus einem an den Eingang 1 angeschlossenen Widerstand 4 in Reihe mit einem ersten Transistor 5 einem zweiten Transistor 6 und einem Widerstand 7 besteht. Der Widerstand 7 ist mit dem zweiten Eingang 2 verbunden. Die beiden Transistoren 5, 6 sind FET's. Zumindest der Transistor 5 ist ein MOSFET-Verarmungstyp-Transistor oder ein p-Kanal-Sperrschichtfeldeffekttransistor. Die Widerstände 4, 7 liegen im Bereich bis zu einigen hundert Ohm.

Ein zweiter Stromweg 8 verläuft parallel zu dem Transistor 6 und dem Widerstand 7. Der zweite Stromweg enthält einen Widerstand 9 in Reihe mit einer Lumineszenzdiode 10 und einem dritten Transistor 11, bei dem es sich ebenfalls um ein FET handelt. Der Transistor 11 ist mit der Drain-Elektrode an die Lumineszenzdiode 10 und an die Gate-Elektrode des Transistors 6 angeschlossen. Die Source-Elektrode des Transistors 11 ist an den Eingang 2 gelegt. Zwischen Gate- und Source-Elektrode ist der Transistor 11 mit einem hochohmigen Widerstand 12 versehen. An die Drain-Elektrode des Transistors 5 ist ein Widerstand 13 angeschlossen, der auch mit der Gate-Elektrode des Transistors 11 verbunden ist. Ein zweiter hochohmiger Widerstand 14 verbindet die Source-Elektrode des Transistors 5 mit der Gate-Elektrode des Transistors 11. Die Gate-Elektrode des Transistors 5 ist mit der Anode der Lumineszenzdiode 10 verbunden. Die Anordnung gemäß Fig. 1 kann mit FET's oder bipolaren Transistoren unter anderem auch mit komplementären Transistoren aufgebaut sein.

Der Transistor 5 ist beim Anlegen einer Eingangsspannung in gesättigtem Zustand, und am Transistor 6 fällt lediglich die Gate-Source-Schwellspannung ab, da er als Source-Folger arbeitet, dessen Gate-Spannung zunächst auf Drain-Potential liegt, wodurch eine niederohmige, leitende Verbindung zwischen den Eingängen 1 und 2 vorhanden ist. Der Transistor 11 ist nichtleitend. Bei ansteigender Spannung wird dem Transistor 11 über die parallelen Widerstände 13, 14 eine Spannung zugeführt, die bei einer bestimmten Eingangsspannung die Schwellspannung überschreitet.

In diesem Fall wird der Transistor 11 leitend und steuert den Transistor 6 im Sinne einer Reduzierung der Leitfähigkeit an. Hierdurch nimmt der über den Transistor 6 fließende Strom ab, wodurch am Widerstand 4 ein kleinerer Spannungsabfall auftritt. Damit steigt die Spannung an der Drain- und Source-Elektrode des Transistors 5 an, was zu einer größeren Aufsteuerung des Transistors 11 infolge Mitkopplung führt.

Da die Stromabnahme durch den zweiten Transistor 6 größer ist als die Stromzunahme durch den dritten Transistor 11, sinkt (sofort) die Gesamtstromaufnahme (etwas). Dadurch wird der Spannungsabfall an dem vom Gesamtstrom durchflossenen Widerstand 4, der zwischen der Drain-Elektrode des ersten Transistors und dem einen (ersten) Eingangsspannungspol 1 angeordnet ist, kleiner. Die Spannung am Rest der Schaltung, insbesondere die Spannung zwischen den drei Elektroden des weiterhin voll durchgesteuerten ersten Transistors 5 und dem anderen (zweiten) Pol der Eingangsspannung 2, wird dadurch größer; selbst bei nicht weiter steigender (oder wieder fallender) Eingangsspannung. Dies wirkt sich über die beiden Widerstände 13, 14, die die Source- und die Drain-Elektrode des ersten Transistors 5 mit der Gate-Elektrode des zweiten Transistors 11 verbinden, mitkoppelnd aus, womit das Umschalten der Transistoren verstärkt wird und die Gesamtstromaufnahme sich (lawinenartig) weiter verringert. Das lawinenartig einsetzende Durchsteuern des dritten Transistors hat einen ebenso ansteigenden Strom durch diesen Transistor zur Folge. Dieser Strom durchfließt weiter die Reihenschaltung aus der Lumineszenzdiode des Optokopplers und dem zwischen Source-Elektrode und Gate-Elektrode des ersten Transistors liegenden Widerstand 9. Erreicht der hierdurch in diesem Widerstand entstehende Spannungsabfall die Gate-Source-Schwellspannung des ersten Transistors, dann beginnt dieser zu sperren und begrenzt so (auch bei größeren Eingangsspannungen) die Höhe des gerade beschriebenen Stromes auf einen vorgebbaren konstanten Wert. Durch die Mitkopplung stellt sich dieser Wert schlagartig ein, d. h. Zwischenwerte sind nicht stabil. Dies hat ein "sauberes" Schalten des Optokopplers zur Folge. Eine Folge des Konstantstromes durch die Reihenschaltung aus der Lumineszenzdiode des Optokopplers und dem zwischen der Source- und der Gate-Elektrode des ersten Transistors liegenden Widerstand ist ein konstanter Spannungsabfall über dieser Reihenschaltung. Dadurch folgt bei fließendem Konstantstrom das Potential der Source-Elektrode des ersten Transistors dem Potential an der Gate-Elektrode des zweiten Transistors, versetzt um den konstanten Spannungsabfall. Da ein weiteres Durchsteuern des ersten Transistors weiterhin eine Abnahme der Spannung an der Gate-Elektrode des zweiten Transistors zur Folge hat, nimmt nun die Spannung an der Source-Elektrode des ersten Transistors nicht mehr zu (wie bisher), sondern ab. Aus der ursprünglich mitkoppelnden Wirkung des Widerstandes 14 zwischen der Source-Elektrode des ersten Transistors und der Gate-Elektrode des dritten Transistors ist damit plötzlich eine Gegenkopplung geworden. Der Einschaltvorgang ist beendet, wenn die Wirkung der plötzlich einsetzenden Gegenkopplung gerade die Wirkung der weiterhin bestehenden Mitkopplung, die über den zwischen der Drain-Elektrode des ersten Transistors und der Gate-Elektrode des dritten Transistors liegenden Widerstand 13 auftritt, kompensiert wird. Der Eingangsstrom ist dann bei der Einschaltspannung vom Maximalwert (B) auf einen kleinen Wert (C) gefallen. Bei weitersteigender Eingangsspannung wird durch die Mitkopplung über den Widerstand 13 und durch die Gegenkopplung über den Widerstand 14 eine lineare Stromabnahme erreicht, bis der Transistor 6 vollkommen gesperrt (Punkt D in Fig. 3) ist. Ab diesem bleibt bei weitersteigender Eingangsspannung der Strom konstant (Punkt E in Fig. 3). Dies ist der durch den Optokoppler und dem Transistor 11 fließende Strom.

Die Eingangsschaltung gemäß Fig. 1 erlaubt einen Betrieb des Bausteins bei unterschiedlichsten Eingangssignalnennspannungen (24 V . . . 230 V, bei Gleichspannungen bis 320 V) durch eine besondere Berücksichtigung der erforderlichen Störverlustleistungsbarriere bei gleichzeitiger Beachtung einer Verlustleistungsbegrenzung.

Dies wird hauptsächlich durch die spezielle Form der Eingangskennlinie erreicht, die in Fig. 3 dargestellt ist. In Abszissenrichtung ist die an die Eingabeschaltung angelegte Eingangsspannung und in Ordinatenrichtung der von der Eingabeschaltung aufgenommene Strom dargestellt. Bei Verwendung eines Gleichrichters und Wechselspannungen als Eingangsspannungen hat die daraus resultierende Kennlinie eine Fortsetzung. In Fig. 3 ist nur ein Teil der charakteristischen statischen Stromspannungskennlinie der Eingabeschaltung dargestellt, und zwar für positive Eingangsspannungen.

Die Fortsetzung der Kennlinie erhält man durch Drehung der Eingangssignalkurve im Nullpunkt um 180 Grad in den 3. Quadranten und Spiegelung der Ausgangskennlinie an der "Stromachse".

Dies bedeutet, daß der Betrag des Eingangsstromes und der Schaltzustand des Ausgangs nur vom Betrag der Eingangsspannung abhängig sind. Für das Verhalten der Eingabeschaltung ist die Polarität des Eingangssignals bedeutungslos, der Baustein kann grundsätzlich auch bei Wechselspannungssignalen eingesetzt werden.

Der Verlauf der Kennlinien zeigt, daß die Schaltung ein Hystereseverhalten besitzt. Die einzelnen Kurvenabschnitte werden normalerweise reversibel durchlaufen. Lediglich die senkrechten Kurventeile können nur in Richtung der dort eingezeichneten Richtungspfeile durchlaufen werden. Die Eingangsspannungsachse ist sowohl für die Eingangsstromkurve als auch für die Zustandskurve des Ausgangssignals gültig. Dies bedeutet, daß beide Kurven immer gleichzeitig mit gleichen Spannungswerten durchlaufen werden.

Jeder durch einen Buchstaben mit angehängtem Hochkomma gekennzeichnete Punkt der Ausgangszustandskurve findet seine Entsprechung in dem durch dieselbe Zahl (ohne Hochkomma) ausgezeichneten Punkt der Eingangssignalkennlinie.

Der Verlauf der Kurve zwischen den Punkten O und A (kein Strom bei kleinen Eingangsspannungen) ist schaltungstechnisch bedingt und kann zugelassen werden, da hieraus keine Nachteile entstehen.

Zwischen den Punkten A und B steigt der Strom relativ steil mit der Eingangsspannung an. Dies bewirkt einen niedrigen Eingangswiderstand in diesem Bereich absolut und differentiell und garantiert eine entsprechende Störfestigkeit, die vor unzulässigem Einschalten schützt. Der Maximalwert des Stromes reicht bei mechanischen Signalgebern für die erforderliche Kontaktreinigung aus.

Wird Punkt B überschritten, dann nimmt der Eingangsstrom sprunghaft ab, und Punkt C wird erreicht bzw. durchlaufen. Dies ist der Einschaltpunkt der Eingabeschaltung, da exakt gleichzeitig mit der sprunghaften Abnahme des Eingangsstromes der Ausgang der Eingabeschaltung ebenso sprunghaft durchschaltet.

Bei weiter steigender Eingangsspannung nimmt der Eingangsstrom bis zum Punkt D linear ab (differentiell negativer Widerstand). Die "Widerstandsgerade" durch die Punkte C und D wurde so gewählt, daß über einen möglichst großen Spannungsbereich die der Signalquelle entnommene Verlustleistung möglichst groß ist ("Halteverlustleistung"). Dabei wird niemals eine obere Verlustleistungsgrenze von z. B. 500 mW überschritten.

Ab Punkt D bleibt der Strom bei weiter steigender Spannung mindestens bis zum Punkt der maximalen Dauerbetriebsspannung, Punkt E, konstant. Nimmt die Eingangsspannung ab, dann wird zunächst bis zum Punkt C derselbe Kurventeil durchlaufen, der auch bei steigender Spannung durchlaufen wird. Dies bedeutet, daß bis zum Punkt D der Strom unabhängig von der Spannung konstant bleibt. Zwischen den Punkten D und F steigt der Strom bei sinkender Spannung linear an. Wird dabei der Punkt C erreicht, dann wird das durch die Mitkopplung verursachte Hystereseverhalten der Schaltung bemerkbar und der bisher noch nicht durchlaufene Kurventeil in Richtung Punkt F wirksam.

Wird der Punkt F erreicht, ändert sich der Eingangsstrom sprunghaft auf den größeren Wert im Punkt G auf der Geraden A-B. Dies ist der Ausschaltpunkt der Eingabeschaltung, da exakt gleichzeitig mit der sprunghaften Zunahme des Eingangsstromes der Ausgang der Eingabeschaltung ebenso sprunghaft ausschaltet. Die Differenz aus der Einschaltspannung im Punkt B (C) und der Ausschaltspannung im Punkt F (G) ist die Hysteresespannung. Durch diese Hysterese ist es möglich, immer ein eindeutiges Ausgangssignal zu erzeugen und Zwischenwerte des Ausgangssignals auszuschließen (kein Prellen des Ausgangssignals bei nur langsamer Änderung des Eingangssignals).

Bei weiter fallender Eingangsspannung nimmt der Eingangsstrom bis zum Punkt A linear ab. Unterhalb von Punkt A fließt kein nennenswerter Eingangsstrom.

Vorzugsweise ist vor den Eingängen 1, 2 ein RC-Tiefpaß vorgesehen. Dieser schützt die anderen Schaltungsteile vor kurzen Überspannungsimpulsen insbesondere bei großer Flankensteilheit. Zusätzlich wird hierdurch eine Störsignalunterdrückung bei kurzen Störimpulsen bewirkt. Weitere Schutzbeschaltungen sind möglich.

Die in Fig. 2 dargestellte Eingabeschaltung weist gegenüber der Eingabeschaltung gemäß Fig. 1 einige Änderungen auf. Gleiche Bauelemente sind in den Fig. 1 und 2 mit den gleichen Bezugsziffern versehen. Zwischen der Gate-Elektrode des Transistors 11 und der gemeinsamen Verbindungsstelle der Widerstände 13, 14 ist eine Zener-Diode 15 angeordnet. Eine weitere Zener-Diode 16 ist zwischen der Gate-Elektrode des Transistors 5 und der Anode der Lumineszenzdiode 10 vorgesehen. Damit die Zener-Diode 16 mit Strom versorgt wird, ist zwischen Source- und Gate-Elektrode des Transistors 5 ein Widerstand 17 vorgesehen. Der Zener-Strom fließt nur dann, wenn der Transistor 11 durchgeschaltet ist, und ist Teil des Konstantstroms durch die Lumineszenzdiode des Optokopplers 10. Parallel zur Lumineszenzdiode des Optokopplers liegt der Widerstand 20, der Kriechströme an der Lumineszenzdiode vorbeileitet. Die Drain-Elektrode des Transistors 6 ist über einen weiteren Widerstand 19 mit der Source-Elektrode des Transistors 5 verbunden.

Die Zener-Dioden 15, 16 sind zur Verminderung des Einflusses der Schwellspannungstoleranzen der Transistoren 5, 11 auf die Stromspannungskennlinie vorgesehen und wirken unabhängig voneinander. Die Zener-Diode 15 sperrt so lange, bis die Spannung an den Widerständen 13, 14 die Zener-Spannung überschritten hat. In diesem Fall fließt bei weiter steigender Spannung ein bestimmter Strom über den Widerstand 12, durch den ein Potential an der Gate-Elektrode des Transistors 6 erzeugt wird. Erreicht dieses die Schwellspannung, dann ist die Einschaltspannung erreicht, und der Transistor 11 beginnt zu leiten. Eine Abweichung der Gate-Schwellspannung wirkt sich dabei weniger auf die Einschaltspannung aus, als dies bei fehlender Zener-Diode der Fall wäre.

Mit der Zener-Diode 16 wird die über den Widerstand 19 bzw. 19 und 9 abfallende Spannung, bei der sich Konstantstrombetrieb einstellt, von der Schwellspannung des Transistors 5 auf die Summe aus der Schwellspannung und der Zener-Spannung von 16 erhöht. Der relative Fehler, der durch Schwellspannungstoleranzen erzeugt wird, wird hierdurch kleiner.

Die in Fig. 4 dargestellte Eingabeschaltung entspricht bis auf geringe Abwandlungen der Eingabeschaltung gemäß Fig. 2. Gleiche Bauelemente sind in den Fig. 2 und 4 mit den gleichen Bezugsziffern versehen. Die zusätzlichen Eigenschaften werden unabhängig voneinander und unabhängig von der Ausgestaltung gemäß Fig. 2 erreicht.

Zusätzlich zu den Bauelementen der Eingabeschaltung gemäß Fig. 2 ist bei der in Fig. 4 gezeigten Eingabeschaltung eine Zener-Diode 21 zwischen der Anode der Lumineszenzdiode 10 und dem Eingang 2 angeordnet. Die Zener-Diode 21 beeinflußt die Stromspannungskennlinie der Eingabeschaltung, indem sie den maximalen Eingangsstrom auf einen bestimmten Wert begrenzt. Diese Kennlinie ist in Fig. 5 dargestellt. Dies wird dadurch erreicht, daß vor dem Einschaltpunkt, also noch bei gesperrtem Transistor 11, die Zener-Diode 21 die Gate-Spannung am Transistor 6 und damit den Strom durch den Widerstand 7, der dann den wesentlichen Teil des Gesamtstroms ausmacht, auf den Höchstwert begrenzt. Zwischen Source des Transistors 11 und dem Eingang 2 ist ein Widerstand 22 angeordnet, an dem das binäre Eingangssignal alternativ zum Optokoppler in Form einer Spannung ausgekoppelt werden kann.

Zwischen der Gate-Elektrode des Transistors 11 und dem Eingang 2 ist ein Kondensator 23 angeordnet, der eine Verzögerung des Sprungs B-C in der Stromspannungskennlinie bewirkt.

Wird der Baustein mit Wechselspannung betrieben, dann wird bei vorhandenem Eingangssignal (Ein-Signal) in der Nähe der Eingangssignalnulldurchgänge auch das Ausgangssignal immer wieder Null (100mal pro Sekunde bei 50 Hz).

Die Zeitdauer des periodischen Nullzustandes ist nicht nur von der Frequenz, sondern auch von der Spannungshöhe des Eingangssignals abhängig, da auch hier die statischen Schaltpunkte gelten und diese bei unterschiedlichen Amplituden auch zu unterschiedlichen Zeiten durchlaufen werden.

In manchen Anwendungen ist dieses Verhalten des Ausgangssignals zulässig (z. B. wenn eine nachgeschaltete digitale Verarbeitung des Signals mit entsprechenden Filterfunktionen arbeitet). Zur Nulldurchgangserkennung ist dieses Verhalten sogar notwendig.

In vielen Fällen ist der periodische Verlauf des Ausgangssignals aber unerwünscht oder sogar unzulässig. Hier kann eine nachgeschaltete analoge Signalfilterung die periodischen Nulldurchgänge eliminieren. Dies bewirkt aber immer eine Verlängerung der Ansprechzeiten (Tiefpaß) in der Größenordnung einer halben Signalfrequenzperiodendauer. Die Erzielung kürzerer Reaktionszeiten ist aber bei Wechselspannungssignalen immer problematisch, da in der Nähe der Nulldurchgänge grundsätzlich ein Ein-Signal nicht von einem Aus-Signal unterscheidbar ist und damit "Totzeiten" unvermeidbar sind.

Legt man einen Widerstand in Reihe mit dem Eingang des Bausteins, dann wird damit die Schaltschwelle der Anordnung (Widerstand+-Baustein) zu größeren Werten verschoben, da der im Widerstand erzeugte Spannungsabfall in jedem Kennlinienpunkt zur Gesamtspannung beiträgt.

Die in Fig. 6 dargestellte Eingabeschaltung hat einen etwas einfacheren Aufbau als die Schaltungen gemäß Fig. 1, 2 und 4. Gleiche Bauelemente sind wiederum mit den gleichen Bezugsziffern versehen.

Die Schaltung gemäß Fig. 6 unterscheidet sich von der Anordnung gemäß Fig. 1 darin, daß der Widerstand 13 fehlt, der für die Mitkopplung maßgebend ist. Durch den Wegfall des Widerstandes 13 ergibt sich eine Stromspannungskennlinie ohne den Sprung, d. h. die Kennlinie hat zu Beginn einen dreieckförmigen Verlauf, bei dem nach Erreichen des Punkts C während des Stromanstiegs auf die zum Punkt D abfallende Gerade übergegangen wird.

Der Transistor 5 kann auch vom Anreicherungstyp sein. Damit er beim Anlegen der Spannung leitend ist, wird ein in Fig. 4 gestrichelt dargestellter Widerstand 24 zwischen dem Eingang 1 und der Gate-Elektrode angeordnet. Die oben beschriebenen Schaltungen haben bei der Ansprechspannung, die im unteren Teil des Eingangsspannungsbereichs liegt, aufgrund der oben beschriebenen Kennlinien eine für die Störempfindlichkeit und die Kontaktreinigung ausreichend hohe Verlustleistung. Nach dem Ansprechen tritt auch im gesamten zulässigen Eingangsspannungsbereich eine für die Störempfindlichkeit ausreichend hohe Verlustleistung auf, die aber immer innerhalb der zulässigen Verlustleistung bleibt. Die Schaltungen benötigen für den gesamten Eingangsspannungsbereich keine speziellen Einstellungen auf die jeweils am Montageort auftretende Nennspannung.

Die Fig. 7 zeigt eine Variante der Eingabeschaltung mit einer Kennlinie ähnlich der von Fig. 5. Gleiche Bauelemente in den Fig. 1-7 sind hierbei wieder mit den gleichen Bezugsziffern versehen. Der wesentliche Unterschied zu den bisherigen Schaltungsvarianten besteht darin, daß der zweite Transistor 6 durch eine Zener-Diode 25 ersetzt ist.

Ist die Eingangsspannung kleiner als die Zener-Spannung der zusätzlichen Zener-Diode 25, dann fließt kein nennenswerter Eingangsstrom. Bei steigender Eingangsspannung setzt beim Überschreiten der Zener-Spannung (A) ein Eingangsstrom über den Widerstand 4, den Transistor 5, den Widerstand 19 und die Zener-Diode 25 ein, dessen Anstieg zunächst durch die Summe der Werte der Widerstände 25, 26 bestimmt wird. Bei Eingangsspannungen, die gleich oder größer einen vorgebbaren Wert sind, erreicht der Eingangsstrom einen vorgebbaren Maximalwert Imax.

Bei diesem Strom fällt an dem Widerstand 19 gerade die Gate-Source-Schwellspannung des Transistors 5 ab. Da diese Spannung bei hochohmigem Transistor 11 zugleich die Gate-Source-Spannung des Transistors 5 darstellt, wird der Eingangsstrom auch bei weiter steigender Eingangsspannung durch den Transistor 5 auf diesen Wert (Imax) begrenzt. Wird bei weiter steigender Eingangsspannung die Einschaltschwelle (B) erreicht, dann stellt sich über die Widerstände 13 und 14 und die Zener-Diode 15 am Widerstand 12 und damit am Transistor 11 gerade die Gate-Source-Schwellspannung ein. Der Transistor 11 beginnt zu leiten. Der einsetzende Transistorstrom fließt durch die Lumineszenzdiode des Optokopplers und durch die Widerstände 9 und 19. Die durch diesen Strom an dem relativ hochohmigen Widerstand 9 und am Widerstand 19 zusätzlich anfallende Spannung erhöht die Gate-Source-Spannung von Transistor 5. Dieser wird dadurch so weit zugesteuert, daß der Spannungsabfall kompensiert wird, der im Widerstand 19 durch den Strom hervorgerufen wird, der auch durch die Zener-Diode 25 fließt: Die Summe aus den Spannungsabfällen, die der durch den Transistor 11 fließende Strom in den Widerständen 9 und 19 und der durch die Zener-Diode 25 fließende Strom im Widerstand 19 erzeugen, bleibt konstant (gleich der Gate-Source-Schwellspannung von Transistor 5). Da in dem hochohmigen Widerstand nun ein kleinerer Strom denselben Spannungsabfall erzeugt wie ein größerer Strom in dem niederohmigen Widerstand 19, bedeutet eine Zunahme des Stromes durch den Transistor 11, den Optokoppler und den Widerstand 9 zugleich eine durch den Transistor 5 gesteuerte Verringerung des größeren Stromes durch den Widerstand 19 und durch die Zener-Diode 25. Dadurch verringert sich der gesamte Eingangsstrom. Die hieraus resultierende Verringerung des Spannungsabfalls durch den Widerstand 4 bewirkt (wie bei den anderen Schaltungsvarianten) eine Mitkopplung über den Widerstand 13 und die Zener-Diode 15 auf die Gate-Elektrode von Transistor 11. Dadurch wird der Transistor 11 schließlich ganz durchgeschaltet (auch bei gleichbleibender Eingangsspannung). Der Transistor 5 und die beiden Widerstände 19 und 9 bilden dann eine Strombegrenzungsschaltung, die den Strom durch die Lumineszenzdiode des Optokopplers auf einen endgültigen konstanten Wert begrenzt. Da dabei das Potential an der Verbindung der beiden Widerstände 19 und 9 kleiner als die Zener-Spannung der Zener-Diode 25 ist, wird dann dieser Zener-Strom zu null, und der Eingangsstrom ist im wesentlichen nur noch durch den kleineren Konstantstrom gegeben.

Legt man parallel zu der Zener-Diode 25 einen Widerstand oder eine Reihenschaltung aus einem Widerstand und einer Zener-Diode oder verwendet man anstelle der Zener-Diode 25 ein ähnliches Netzwerk, dann kann man erreichen, daß der Eingangsstrom im Einschaltpunkt (B) nicht sofort auf den Wert des endgültigen Konstantstromes (D, E) abfällt, sondern ähnlich wie bei den anderen Schaltungsvarianten zunächst auf einen Zwischenwert (C) und dann bei weiter steigender Eingangsspannung kontinuierlich auf den endgültigen konstanten Wert (b) zurücksetzt. Enthält das Netzwerk auch dynamisch wirksame Bauelemente, wie z. B. Kondensatoren, Heißleiter usw., dann wird das Einschaltverhalten entsprechend dynamisch beeinflußt. Der in Fig. 7 dargestellte Optokoppler ist mit 26 bezeichnet und enthält einen Transistor 27 als Ausgang. Die Optokoppler der anderen Eingabebausteine sind entsprechend ausgebildet.

Claims (17)

1. Eingabeschaltung zum Umsetzen einer Eingangsspannung in ein binäres Informationssignal, wobei ein Eingangsstrom mit steigender Eingangsspannung zunächst bis zu einem vorgebbaren Maximalwert ansteigt und bei weiter steigender Eingangsspannung oberhalb eines vorgebbaren Eingangsspannungswertes wieder sinkt und ein binäres Ausgangssignal generiert, dessen Zustand sich in die eine Richtung ändert, wenn die Eingangsspannung einen vorgebbaren Grenzwert, nachfolgend Einschaltspannung genannt, überschreitet und sich in die andere Richtung ändert, wenn die Eingangsspannung diesen Grenzwert oder wahlweise einen um eine Hysteresespannung niedrigeren Grenzwert unterschreitet, dadurch gekennzeichnet, daß eine mindestens ein erstes elektrisches Steuerelement enthaltende Teilschaltung vorgesehen ist, welche den Eingangsstrom bei Eingangsspannungen, die kleiner als ein vorgebbarer Spannungswert sind, auf den vorgebbaren Maximalwert ansteigen läßt und bei weiter steigender Spannung wieder sinken läßt, und daß eine ein Auskoppelelement enthaltende zweite Teilschaltung vorgesehen ist, welche das binäre Ausgangssignal der Eingabeschaltung bildet und dieses bei Eingangsspannungen, die größer oder gleich der Einschaltspannung sind, in den einen Zustand versetzt und bei kleineren Eingangsspannungen in den anderen Zustand zurücksetzt.

2. Eingabeschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Teilschaltung ein elektrisches Steuerelement enthält.

3. Eingabeschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß eine der beiden Teilschaltungen die andere ganz oder teilweise enthält.

4. Eingabeschaltung nach einem oder mehreren der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Teilschaltungen ganz oder teilweise parallel oder in Reihe zueinander angeordnet sind.

5. Eingabeschaltung nach einem oder mehreren der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das zweite elektrische Steuerelement vom nichtleitenden in den leitenden Zustand übergeht, wenn die Eingangsspannung den Wert der Einschaltspannung überschreitet.

6. Eingabeschaltung nach einem oder mehreren der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das zweite Steuerelement den Ausgang der Eingabeschaltung bildet.

7. Eingabeschaltung nach einem oder mehreren der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das zweite Steuerelement einen Strom schaltet, der ein elektrisches Koppelelement durchfließt, das das binäre Ausgangssignal erzeugt, und daß das binäre Ausgangssignal bei Stromfluß durch das Koppelelement in dem einen Zustand und ohne Stromfluß im anderen Zustand gehalten wird.

8. Eingabeschaltung nach einem oder mehreren der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der durch das zweite Steuerelement fließende Strom ganz, teilweise oder gar nicht Teil des Stroms durch das erste Steuerelement ist.

9. Eingabeschaltung nach einem oder mehreren der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der vom zweiten Steuerelement geschaltete Strom direkt oder über ein elektrisches Netzwerk den Strom durch das erste elektrische Steuerelement derart beeinflußt, daß dann, wenn der Strom im zweiten Steuerelement eingeschaltet wird und damit das binäre Ausgangssignal ändert, die Verringerung des Eingangsstroms durch das erste Steuerelement einsetzt, daß der durch das zweite Steuerelement fließende Strom durch Beschaltung des zweiten Steuerelements oder durch besondere Schaltungsteile auf einen vorgebbaren konstanten Wert begrenzt wird und daß bei steigender Eingangsspannung der nur durch die erste Teilschaltung fließende Stromteil so weit abnimmt, daß er oberhalb einer vorgebbaren Eingangsspannungsgrenze zu Null wird und der Eingangsstrom der Eingabeschaltung dann im wesentlichen nur noch durch den Konstantstrom im zweiten elektrischen Steuerelement gegeben ist.

10. Eingabeschaltung nach einem oder mehreren der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerelemente Transistoren sind.

11. Eingabeschaltung nach einem oder mehreren der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangsspannung an einen ersten Stromweg (3) angelegt ist, der mindestens einen Widerstand (4 oder 7) in Reihe mit einem ersten und zweiten Transistor (5, 6) enthält, daß die beiden Transistoren (5, 6) bei Eingangsspannungen, die kleiner als ein vorgebbarer Eingangsspannungswert sind, geringe Widerstände haben, daß mindestens das Auskoppelelement in Reihe mit einem dritten Transistor (11) einen zweiten Stromweg (8) bildet, der parallel zu mindestens dem zweiten Transistor (6) liegt, daß der dritte Transistor (11) unterhalb eines vorgebbaren Einschaltspannungswerts einen hohen Widerstand hat, der bei darüber hinaus ansteigenden Eingangsspannungen abnimmt und den Widerstand des ersten Transistors (5) und/oder des zweiten Transistors (6) erhöht und daß der erste Transistor ab einer hohen Eingangsspannung auf Konstantstrombetrieb einstellbar ist.

12. Eingabeschaltung nach einem oder mehreren der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der erste, als FET vom Verarmungstyp ausgebildete Transistor mit der Drain-Elektrode an einen von der Eingangsspannung beaufschlagten Widerstand (4) und mit der Source-Elektrode an die Drain-Elektrode des als FET ausgebildeten zweiten Transistors (6) und über einen Widerstand (9) mit der Gate-Elektrode des ersten Transistors und mit dem Optokoppler verbunden ist, dem die Drain-Elektrode des dritten, als FET ausgebildeten Transistors nachgeschaltet ist, der mit seiner Source-Elektrode an den anderen Pol der Eingangsspannung gelegt ist, mit dem über einen Widerstand (7) die Source-Elektrode des zweiten Transistors (6) und über einen weiteren Widerstand (14) die Gate-Elektrode des dritten Transistors (11) verbunden ist, dessen Gate-Elektrode über einen weiteren Widerstand (12) mit der Source-Elektrode des ersten Transistors (5) und über einen zusätzlichen Widerstand (13) mit der Drain-Elektrode des ersten Transistors (5) verbunden ist, und daß die Gate-Elektrode des zweiten Transistors (6) mit der Drain-Elektrode des dritten Transistors (11) verbunden ist.

13. Eingabeschaltung nach einem oder mehreren der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Optokoppler einen Transistorausgang aufweist.

14. Eingabeschaltung nach einem oder mehreren der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen der Gate-Elektrode des dritten Transistors (11) und der Verbindungsstelle der Widerstände (13, 14) des ersten Transistors (5) eine erste Zener-Diode (15) und zwischen der Gate-Elektrode des ersten Transistors (5) und dem Verbindungspunkt zwischen dem Optokoppler und dem vor dem Optokoppler angeordneten Widerstand (9) eine zweite Zener-Diode (16) angeordnet ist, die über einen Widerstand (17) zwischen der Source-Elektrode und der Gate-Elektrode des ersten Transistors (5) mit Strom versorgt wird, und daß der Verbindungspunkt zwischen der Drain-Elektrode des zweiten Transistors (6) und dem zum Optokoppler führenden Widerstand (9) über einen Widerstand (19) mit der Source-Elektrode des ersten Transistors (5) verbunden ist.

15. Eingabeschaltung nach einem oder mehreren der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen der Gate-Elektrode des dritten Transistors (11) und dem einen Eingang (2) der Eingabeschaltung ein Kondensator (23) angeordnet ist.

16. Eingabeschaltung nach einem oder mehreren der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem Optokoppler und dem einen Eingang (2) der Eingabeschaltung eine dritte Zener-Diode (21) angeordnet ist.

17. Eingabeschaltung nach einem oder mehreren der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß kein Widerstand zwischen der Drain-Elektrode des ersten und der Gate-Elektrode des dritten Transistors (11) oder der ersten Zener-Diode (15) vorgesehen ist und daß der zweite Transistor (6) durch eine Anordnung aus passiven Bauelementen mindestens durch eine Zener-Diode oder einen Widerstand oder Kaltleiter ersetzt ist.