DE3726149C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine schaltende Leistungsendstufe gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Aus der DD-PS 2 12 828 ist eine derartige Leistungsendstufe be­ kannt. Aufgabe dieses bekannten Schaltnetzteils ist es, die Kondensatorumladung nicht mehr netzgeführt durchzuführen, sondern durch eine im Wandlerkreis höher definierte Schalt­ frequenz zu ermöglichen. Hierbei liegt das Prinzip der Kon­ densatorumladung zugrunde. Das Sperrsignal des Schalttran­ sistors wird dabei über den Stromfluß eines weiteren Transi­ stors unter Zwischenschaltung eines Steuertransformators ge­ wonnen.

Aus der Patentschrift DE 32 28 780 C2 sind schaltende Leistungsendstufen, insbesondere Schaltnetzteile bekannt, die als Gegentakt-Durchflußwandler oder unsymmetrische Gegentaktwandler bezeichnet werden. Ein derartiges Schaltnetzteil ist in Fig. 1 wiedergegeben.

Die Netz-Wechselspannung von z. B. 220 Volt wird über einen Brückengleichrichter 1 gleichgerichtet und in einem Glättungskondensator 2 geglättet. Die positive Gleichspannung wird der Drain-Elektrode eines ersten Feldeffekttransistors (nachfolgend abgekürzt mit FET) 3 zugeleitet, dessen Source-Elektrode mit der Drain-Elektrode eines zweiten FET 4 verbunden ist. Die Source-Elektrode des zweiten FET 4 liegt an der negativen Gleichspannungsklemme an. Die Gate-Elektroden werden mittels einer Steuerschaltung 5 mit entsprechenden Schalt- bzw. Steuerimpulsen versorgt. Ein Anschluß einer Primärwicklung 6 eines Strom- bzw. Spannungswandlers 7 ist über einen Kondensator 15 am Verbindungspunkt der Source-Elektrode des ersten FET 3 mit der Drain-Elektrode des zwei­ ten FET 4 angeschlossen. Der andere Anschluß der Primärwicklung 6 liegt am negativen Anschluß bzw. an Masse. Die Anschlüsse einer Sekundärwicklung 8 des Spannungs- bzw. Stromwandlers 7 sind über eine Diode 9 und gegebenenfalls eine Glättungsdrossel 10 mit einem Kondensa­ tor 11 verbunden, dem die gesteuerte Ausgangsspannung U_A abgenommen wird.

Über die Steuerschaltung 5, die Ausgänge 12, 13 und 14 aufweist, werden die in Reihe liegenden FET's 3, 4 folgendermaßen geschaltet: Der Gate- Elektrode des ersten FET 3 wird eine Steuerspannung in Form eines Rechteck- oder Trapezsignals mit einer Frequenz in der Größenordnung von 30 bis 200 kHz angelegt, wobei die Ausgangsleitung des Gegentaktwandlers durch Ändern des Tastverhältnisses und/oder der Frequenz des Steuersignals geregelt wird.

Während an der Gate-Elektrode des ersten FET 3 ein den ersten FET 3 in den leitenden Zustand versetzender Impuls anliegt, muß an der Gate- Elektrode des zweiten FET 4 ein Steuerimpuls anliegen, der den zweiten FET 4 im nicht leitenden Zustand hält. Bei leitendem ersten FET 3 und nicht leitendem zweiten FET 4 fließt Strom durch die Primärwicklung 6 des Spannungswandlers 7 und entsprechend tritt an der Sekundärwicklung 8 des Spannungs- bzw. Stromwandlers 7 eine Sekundärspannung auf, die in bekannter Weise weiter verarbeitet wird.

Nach einem Zeitraum, der nicht größer als 50% der Periodendauer des Steuersignals sein darf (Tastverhältnis kleiner als 0,5), wird der erste FET 3 durch Abfall des Steuerimpulses in den nicht leitenden Zustand versetzt, und danach der zweite FET 4 durch einen entsprechenden Steuerimpuls an dessen Gate-Elektrode in den leitenden Zustand gebracht. In der Durchlaßphase des zweiten FET 4 wird die Entmagnetisierung des Wandlers vorgenommen bzw. der Wandler wird in der entgegengesetzten Richtung magnetisiert.

Der Kondensator 15 dient der Abtrennung einer Gleichspannungskomponente vom Verbraucher.

Wie unmittelbar zu erkennen ist, dürfen die FET's 3 und 4 zu keinem Zeit­ punkt gleichzeitig leitend sein, d. h. der zweite FET 4 muß sich im nicht leitenden Zustand befinden, wenn der erste FET 3 leitend ist. Anderenfalls würde die volle Betriebsspannung durch die beiden in Serie liegenden FET's 3 und 4 gegen Masse kurzgeschlossen, was deren sofortige Zerstörung zur Folge hätte. Die Möglichkeit daß beide FET's leitend sind, ist immer dann gegeben, wenn etwa durch einen sekundärseitigen Kurzschluß oder Schaltvorgänge regeltechnisch sich ergebende Sprungfunktionen auftreten, die bewirken, daß Gleichstromanteile wegen der nicht vollständigen Entmagnetisierung des Ansteuer-Transformator­ kerns auftreten. Dadurch können an der Gate-Elektrode des FET 3 unter­ schiedlich große Steuerimpulse anliegen. Wenn die Steuerimpulse unter einen bestimmten Wert abfallen, reichen sie nicht mehr aus, den FET definiert zu schalten und insbesondere auch dann sicher zu sperren, wenn sich der andere FET im leitenden Zustand befindet. Ersichtlich ist bei den herkömmlichen schaltenden Leistungsendstufen mit im Gegentakt angesteuerten Transistoren eine zuverlässige Funktionsweise, abgesehen von den Symmetrieproblemen, nicht gewährleistet, und daher wurden sie trotz sonstiger Vorteile in der Technik bisher kaum eingesetzt.

Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine sichere Steuerung bzw. Regelung einer schaltenden Leistungs­ endstufe zu schaffen und insbesondere zu vermeiden, daß am Steuertransistor höhere Spannungen, die wesentlich über die Betriebsspannung hinausgehen, auftreten.

Die gestellte Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die kenn­ zeichnenden Merkmale des Anspruchs 1 gelöst. Das bedeutet, daß die am Schaltglied anliegende Spannung im wesentlichen nicht größer als die Betriebsspannung ist, oder anders ausgedrückt, die Spannung, die den Stromfluß durch die Primärwicklung bei Auftreten des Ansteuerimpuls verursacht, ist gleich der Spannung, die beim Stromfluß vorliegt, während dem die magne­ tische Energie im Ansteuertransformator abgebaut wird. Die Diode ist dabei so gelegt, daß der nach Ende des Anssteuerim­ pulses auftretende Gegenstrom in der Primärwicklung über sie zur Betriebsspannungsquelle abfließen kann.

Besonders vorteilhaft ist es, wenn die Primärwicklung des Ansteuertransformators ein Ansteuersignal am einen Anschluß über einen nicht invertierenden Verstärker und am anderen Anschluß über einen invertierenden Verstärker zugeleitet erhält. Auf diese Weise ergibt sich ebenfalls eine sehr definierte, auch bei Auftreten von Gleichspannungskomponenten im Regelkreis sichere Schaltungsweise des am Sekundärkreis des Ansteuertransformators angeschlossenen Schalttransis­ tors. Eine Ausgestaltung der genannten Ausführungsform mit Verstärkern besteht darin, daß zwischen dem invertierenden Ausgang des Verstärkers und dem einen Anschluß der Primärwicklung des Ansteuertransformators eine den Rückfluß leitende Diode und zwischen dem einen Anschluß der Primärwicklung des Ansteuertransformators und der negativen Betriebsspannungsklemme (Masse) eine zweite Diode vorgesehen ist, über die der Strom zur Erzeugung des Gegenimpulses durch die Primärwicklung fließt. Auf diese Weise kann die beim Abbau des Magnetfeldes auftretende Energie während der Gegenschwingung definiert abgeleitet werden, und es kommt wiederum ein Gegenimpuls zustande, der mögliche, auf Gleichspannungskomponenten zurückzuführende Verkleinerungen des Sperrim­ pulses kompensiert und eine sichere Sperrung des Schalttransistors während der Sperrphase gewährleistet.

Vorzugsweise ist der ersten Diode ein Kondensator parallel gelegt. Die­ ser bewirkt, daß die Flanken der Impulse eine Versteilerung erfahren. Der Kapazitätswert des Kondensators liegt dabei in der Größenordnung von einigen hundert pF; ein geeigneter Wert ist beispielsweise 270 pF.

Gemäß einer weiteren Ausführungsform der Erfindung ist zwischen dem nicht invertierenden Ausgang des Verstärkers und dem einen Anschluß der Primärwicklung des Steuertransformators eine den Rückfluß sperrende erste Diode und zwischen dem einen Anschluß der Primärwicklung des Ansteuertransformators und der positiven Betriebsspannungsklemme eine zweite Diode vorgesehen, über die der Strom zur positiven Betriebsspannungsklemme fließt. Auch in dieser Ausführungsform wird die magnetische Energie, die während des Auftretens des Steuerimpulses im Ansteuertransformator gespeichert wird, durch einen Rückfluß in der Pri­ märwicklung abgebaut, wobei der Strom über die zweite Diode zur positiven Betriebsspannungsklemme fließt. Auch hier ergibt sich wiederum ein Gegenimpuls auf der Sekundärseite des Ansteuertransformators. Diese Ausführungsform der Erfindung entspricht also dem zuvor beschriebenen Ausführungsbeispiel, jedoch mit dem Unterschied, daß hierbei die positive und negative Betriebsspannungsklemme ausgetauscht sind.

Unabhängig von der Art, wie der Ansteuertransformator mit Steuerimpulsen angesteuert wird, d. h., unabhängig davon, ob im Primärkreis des An­ steuertransformators ein Ansteuertransistor liegt, oder ob die Primärwicklung des Ansteuertransformators über Verstärker angesteuert wird, ist nach Ende des Steuerimpulses, der bewirkt, daß der sekundärseitig angeschlossene Schalttransistor in den leitenden Zustand gebracht wird, eine Steuerung vorgesehen, gemäß der die im Ansteuertransformator gespeicherte Energie bis zu dem Zeitpunkt vollständig abgebaut wird, zu dem ein neuer Steuerzyklus beginnt. Die Steuerung kann dabei auch mittels eines Prozessors erfolgen, der das entsprechende Signal zum Abbau der gespeicherten magnetischen Energie im Ansteuertransfomator nach Ende des eigentlichen Steuerimpulses liefert. Vorzugsweise ist dabei die gegebenenfalls von einem Operationsverstärker verstärkte Spannung, die den Gegenstrom zum Abbau der gespeicherten magnetischen Energie hervorruft, gleich groß wie die an der Primärwicklung auftretende Spannung während der leitenden Phase des sekundärseitig angeschlossenen Schalttransistors. Die Spannung, welche den Rückfluß zum Abbau der magnetischen Energie im Ansteuertransistor hervorruft, ist dabei gegenüber dem Auftreten des Signals, der den sekundärseitig angeschlossenen Transistor in den leitenden Zustand versetzt, um einen Zeitraum verschoben, der der Länge der Durchlaßphase des sekundärseitig angeschlossenen Schalttransistors entspricht.

Eine weitere Ausführungsform der Erfindung besteht darin, daß die über die Zeit integrierte Spannung des Gegenimpulses im wesentlichen gleich der über die Zeit integrierten Spannung des Ansteuerimpulses ist. Diese Maßnahme bewirkt, daß der Ansteuertransformator der während des Ansteuerimpulses magnetische Ener­ gie speichert, diese während des Gegenimpulses vollständig abgeben kann, so daß der Ansteuertransformator voll entmagnetisiert wird. Dies hat zur Folge, daß unabhängig davon, wie die vorausgegangenen Ansteuerimpulse ausgesehen haben, der Ansteuertransformator bei Beginn eines neuen An­ steuerzyklus keine Energie gespeichert hat. Oder anders ausgedrückt, der Ansteuertransformator wird nach Ende des eigentlichen Steuerimpulses so angesteuert, daß nach der Steuerphase dem Ansteuertransformator eine Phase umgekehrter Stromrichtung aufgezwungen wird, so daß dieser sich vollständig entmagnetisieren kann.

Der Absolut­ wert der Spannung des Gegenimpulses ist vorzugsweise im wesentlichen gleich dem Absolut­ wert der Spannung des Ansteuerimpulses. Da das Spannungszeitintegral des Gegenimpulses im wesentlichen gleich dem Spannungszeitintegral des An­ steuerimpulses sein muß, ergeben sich aus der Tatsache, daß die Spannungsabsolutwerte des Ansteuer- und Gegenimpulses gleich sind, auch gleiche Impulsdauern. Das heißt, die Energieabgabe der im Ansteuertransformator gespeicherten Energie dauert im wesentlichen genau so lang wie der Anssteuerimpuls dauert.

Da das Tastverhältnis des Ansteuerimpulses kleiner 0,5 ist, ist so in jedem Fall die Gewähr gegeben, daß sie die im Ansteuertransformator gespeicherte Energie bis zum Beginn des nächsten Zyklus vollständig abbauen kann.

Vorzugsweise sind die Ansteuer- und/oder Gegenimpulse Rechteckimpulse, sie können jedoch auch Trapezimpulse sein. Auch hierbei gilt jeweils immer die Maßnahme, daß die Spannungszeitintegrale der Ansteuer- und Gegenimpulse jeweils im wesentlichen glseich sind.

Weiterhin ist es vorteilhaft, einen mit der Primärwicklung des Ansteuertransformators in Reihe liegenden Ansteuertransistor bei Auftreten eines Ansteuerimpulses in den leitenden Zustand zu schalten. Auf diese Weise wird dem Ansteuer­ transformator bei Auftreten des Ansteuerimpulses definitiv ein Primärwicklungsstrom aufgezwungen, der sekundärseitig ein definitives Steuersignal für den Schalttransistor erzeugt. Besonders vorteilhaft ist es in diesem Zusammenhang, dem Ansteuertransistor eine Zener-Diode parallel zu legen. Wie im weiteren noch im einzelnen ausgeführt werden wird, kann nach Ende des Ansteuerimpulses durch die Zener-Diode ein Gegenstrom fließen, der den Ansteuertransformator von der zuvor gespeicherten magnetischen Energie befreit. Während des Fließens dieses Gegenstroms wird sekundärseitig eine entsprechend negative Spannung er­ zeugt, die den Schalttransistor sicher im nicht leitenden Zustand hält.

Die Erfindung wird nachstehend anhand der Zeichnungen beispielsweise näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1 eine schematische Darstellung einer herkömmlichen schaltenden Leistungsendstufe in Form eines unsymmetrischen Gegentaktwandlers,

Fig. 2 eine Steuerschaltung,

Fig. 3a, 3b und 3c Signalverläufe, an denen die Funktionsweise der in Fig. 2 dargestellten Schaltungsanordnung erläutert wird,

Fig. 4 eine Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung,

Fig. 5 eine weitere Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Schaltung und

Fig. 6 ebenfalls eine Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltung.

In Fig. 2 ist eine Ausführungsform der in Fig. 1 mit dem Bezugszeichen 5 dargestellten Steuerschaltung wiedergegeben. Die Anschlüsse 12, 13 und 14, sowie die für den Anschluß an den Steuer-IC vorgesehene Klemme 16 entspricht den in Fig. 1 dargestellten Anschlüssen der dort lediglich als Kästchen dargestellten Steuerschaltung 5.

Wie in Fig. 2 dargestellt ist, steht die positive Betriebsspannungsklemme von beispielsweise +12 Volt mit einem Anschluß einer Primärwicklung 22 eines Ansteuertransformators 21 und die Drain- Elektrode eines FET 23 mit dem anderen Anschluß der Primärwicklung 22 in Verbindung. Die Source-Elektrode des FET 23 liegt an Masse. Das Ausgangssignal des Steuer-IC, vorzugsweise ein Rechtecksignal, wird über einen Inverter 26 an den Anschluß 14 und damit an die Gate-Elektrode des zweiten FET 4 (vgl. Fig. 1) einerseits und direkt an die Gate-Elektrode des FET 23 der Steuerschaltung 5 andererseits geführt. Parallel zur Drain-Source-Strecke des FET 23 ist eine Zener-Diode 24 mit einer Zener- Spannung von beispielsweise 24 Volt, also beispielsweise der doppelten Betriebsspannung, gelegt. Die Anschlüsse 12 und 13 der Steuerschaltung 5 sind die Ausgangsklemmen einer Sekundärwicklung 25 des Steuertransformators 21.

Wie im Zusammenhang mit der Beschreibung von Fig. 1 eingangs bereits erläutert, dient die Steuerschaltung 5 (vgl. Fig. 1) dazu, bei leitendem zweiten FET 4 den ersten FET 3 in den nicht leitenden Zustand zu versetzen und umgekehrt. Das vom Steuer-IC kommende Signal ist ein Impulssignal, vorzugsweise ein Rechtecksignal, mit einer Frequenz in der Größenordnung von 100 kHz. Wie Fig. 2 zeigt, liegt das vom Steuer-IC kommende Signal nach Invertierung durch den Inverter 26 über den An­ schluß 14 an der Gate-Elektrode des zweiten FET 4 (vgl. Fig. 1 ) an.

Die in dem vom Steuer-IC kommenden Signal auftretenden positiven Impulse werden im Inverter 26 invertiert, so daß während der Impulsdauer die Spannung Null an der Gate-Elektrode des zweiten FET 4 anliegt und sich dieser im nicht leitenden Zustand befindet. Gleichzeitig wird bei Auftreten eines positiven Impulses in dem vom Steuer-IC kommenden Signal der Ansteuer-FET 23 in den leitenden Zustand versetzt, und ein Strom fließt durch die Primärwicklung 22 des Ansteuertransformators 21, so daß eine Spannung in der Sekundärwicklung 25 erzeugt wird, wodurch der mit dem Anschluß 2 verbundene erste FET 3 (vgl. Fig. 1) in den leitenden Zustand gebracht wird.

Die genaue Funktionsweise der Schaltungsanordnung wird nachfolgend anhand der in den Fig. 3a, 3b und 3c schematisch dargestellten Signalverläufe im einzelnen erläutert.

Fig. 3a zeigt die an der Gate-Elektrode des Steuer-FET 23 anliegende Steuerspannung, während in Fig. 3b der Spannungsverlauf U_B am Schaltungspunkt B (vgl. Fig. 2), also an dem der positiven Betriebsspannungsklemme abgewandten Anschluß der Primärwicklung 22 des Ansteuertransformators 21 dargestellt ist. Fig. 3c gibt den Spannungsverlauf auf der Sekundärseite des Ansteuertransformators und damit an der Gate-Elektrode des ersten FET 3 (vgl. Fig. 1 ) wieder.

Zum Zeitpunkt t₁, wenn ein positiver Spannungsimpuls U_E an der Gate- Elektrode des Ansteuer-FET 23 auftritt (vgl. Fig. 3a) wird der Ansteuer- FET 23 in den leitenden Zustand versetzt, so daß der Schaltungspunkt B, wie Fig. 3b zeigt, von der Betriebsspannung +12 Volt auf 0 Volt absinkt. Dadurch fließt durch die Primärwicklung 22 ein Strom, der in der Sekundärwicklung 25 eine Ausgangsspannung U_A (vgl. Fig. 3c) erzeugt, die über den Anschluß 12 an der Gate-Elektrode des ersten FET 3 anliegt und diesen in leitenden Zustand versetzt. Während dieser Zeit, d. h. im Zeitraum t₁ bis t₂ nimmt der Ansteuertransformator 21 magnetische Ener­ gie auf. Am Ende des Ansteuerimpulses zum Zeitpunkt t₂ wird der Ansteuer-FET 23 wieder in den nicht leitenden Zustand versetzt. Die im Ansteuertransformator 21 gespeicherte Energie baut sich im Zeitraum t₂ bis t₃ durch Stromfluß über die Zener-Diode 24 wieder auf Null ab. Am Schaltungspunkt B liegt während dieser Zeit eine Spannung U_Z an, die der Zener-Spannung der Zener-Diode 24 entspricht und im vorliegenden Beispiel 24 Volt beträgt.

Da die sich im Ansteuertransformator 21 während des Zeitraums t₁ bis t₂ ansammelnde magnetische Energie im Zeitraum t₂ bis t₃ wieder abbaut, muß die über den Zeitraum t₁ bis t₂ integrierte Spannung U_B gleich der über den Zeitraum t₂ bis t₃ integrierten Spannungsdifferenz U_Z-U_B sein. Oder anders ausgedrückt, die in Fig. 3b schraffierten Flächen F 1 und F 2 müssen gleich groß sein.

Durch den Strom, der bei Abgabe der in dem Ansteuertransformator 21 gespeicherten magnetischen Energie fließt, wird die Spannung sekundärseitig umgekehrt, so daß in dieser Zeit, also im Zeitraum t₂ bis t₃ eine negative Spannung an der Gate-Elektrode des ersten FET 3 anliegt (vgl. Fig. 3c). Auf diese Weise ist sichergestellt, daß der erste FET 3 nach Ende des Steuerimpulses sicher und zuverlässig in den nicht leiten­ den Zustand versetzt und in diesem gehalten wird, und auch durch Eingangskapazitäten des ersten FET 3 oder auf Grund von Kurzschlüssen oder Schaltvorgängen auftretende Sprungfunktionen ein unbeabsichtigtes Schalten des ersten Transistors 3 in den leitenden Zustand während des Zeitraums t₂ bis t₃ sicher vermieden wird.

Wenn die magnetische Energie zum Zeitpunkt t₃ abgebaut ist, fließt kein Strom mehr und die Spannung an der Sekundärwicklung 25 ist Null, so daß auch während des Zeitraums t₃ bis t₄ der erste FET 3 gesperrt bleibt. Zum Zeitpunkt t₄ beginnt ein neuer Steuerzyklus, wobei dieser der Signalgperiode des vom Steuer-IC kommenden Steuersignals entspricht, das eine Frequenz in einer Gößenordnung von 100 kHz aufweist.

Bei dem in Fig. 2 dargestellten Beispiel, welches anhand der Fig. 3a, 3b und 3c erläutert wurde, ist die Zener-Spannung U_Z gerade doppelt so groß wie die Betriebsspannung von 12 Volt gewählt. Dies be­ wirkt, daß sich die während des Zeitraums t₁ bis t₂ im Ansteuertransfor­ mator 21 speichernde magnetische Energie in derselben Zeit wieder auf Null abbaut. Oder anders ausgedrückt, der Zeitraum t₁ bis t₂ ist gleich dem Zeitraum t₂ bis t_3. Dies ist besonders günstig und vorteilhaft. Es ist selbstverständlich sofort einsichtig, daß jedoch auch andere Zener-Spannungen gewählt werden können. Zum Abbau der im An­ steuertransformator 21 gespeicherten magnetischen Energie sind dann je­ doch andere Zeiträume erforderlich. Es muß aber sichergestellt sein, daß Zener-Spannungen gewählt werden, die wenigstens so groß sind, daß die gesamte, im Ansteuertransformator 21 gespeicherte magnetische Energie bis zum Zeitpunkt t₄, wenn ein neuer Steuerzyklus beginnt, vollständig abgebaut ist. Die Bedingung t₂-t₁ kleiner gleich t₃-t₂ muß also ein­ gehalten werden, d. h. das Tastverhältnis muß kleiner als 0,5 sein.

Wie aus der zuvor beschriebenen Erläuterung hervorgeht, ist also mit diesen Maßnahmen sichergestellt, daß sich während der Sperrphase des ersten FET 3 , also während des Zeitraums t₂ bis t₄ auch unter ungünstigen Bedingungen keine positive Spannung an der Sekundärwicklung 25 des Ansteuertransformators 21 und damit an der Gate- Elektrode des ersten FET 3 auftreten kann. Damit ist absolut sichergestellt, daß der erste FET 3 während des Zeitraums, in dem der zweite FET 4 sich im leitenden Zustand befindet, keine Möglichkeit hat, in den leitenden Zustand versetzt zu werden.

Eine Ausführungsform der Erfindung ist in Fig. 4 schematisch dargestellt. Schaltungselemente, die denen in Fig. 2 entsprechen, sind mit denselben Bezugszeichen versehen.

Die in Fig. 4 dargestellte Ausführungsform unterscheidet sich gegenüber dem Beispiel gemäß Fig. 2 lediglich dadurch, daß der mit dem Ansteuer-FET 23 verbundene Anschluß der Primärwicklung 22 über eine Diode 41 mit der Betriebsspannungsquelle (+12 V) verbunden ist, wobei die Kathode der Diode 41 mit der Betriebsspannungsquelle in Verbindung steht. Im Gegensatz zu Fig. 2 ist dabei der in Fig. 2 mit der Betriebsspannungsquelle verbundene Anschluß der Primärwicklung 22 nun­ mehr mit dem vom Steuer-IC bereitgestellten Steuersignal beaufschlagt.

Bei Auftreten eines Steuerimpulses wird der Ansteuer-FET 23 in den leitenden Zustand versetzt, so daß ein Strom vom Steuer-IC über die Primärwicklung 22 des Ansteuertransformators 21 und den im leitenden Zustand befindlichen Ansteuer-FET 23 an den negativen Anschluß bzw. auf Masse fließt. Zwischen den auftretenden Steuerimpulsen ist der Ansteuer- FET 23 nicht leitend, und die im Ansteuertransformator 21 gespeicherte magnetische Energie wird durch einen Strom abgebaut, der über die Diode 41 an die positive Betriebsspannungsklemme (+12 Volt) fließt. Auf diese Weise kann die in Fig. 2 erforderliche Zener-Diode 24 durch eine auf die positive Betriebsspannungsklemme geschaltete Diode ersetzt werden, die bewirkt, daß die für den Abbau der im Ansteuertransformator 21 gespeicherten magnetischen Energie erforderliche Spannung im wesentlichen gleich der Betriebsspannung ist. Da die Betriebsspannung auch in diesem Falle wiederum gleich der beim Abbau der magnetischen Energie vorhandenen Spannung ist, sind die Zeitintervalle zum Abbau der im Ansteuertransformator 21 gespeicherten magnetischen Energie im wesentlichen gleich dem Zeitraum, während dem der Ansteuerimpuls auftritt.

Eine Abwandlung der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung ist in Fig. 5 dargestellt. Schaltungselemente, die denen in den Fig. 2 und/oder 4 entsprechen, wurden wiederum mit denselben Bezugszeichen versehen und werden hier nicht nochmals erläutert.

Das vom Steuer-IC kommende Steuersignal wird gemäß dieser Ausführungsform der Erfindung statt einem Ansteuer-FET nunmehr dem Ein­ gang eines Verstärkers 51, beispielsweise eines Operationsverstärkers oder eines Leistungstreibers zugeführt, der einen nicht invertierenden und einen invertierenden Ausgang aufweist. Der nicht invertierende Aus­ gang des Verstärkers 51 ist mit dem Anschluß der Primärwicklung 22 des Ansteuertransformators 21 verbunden, der bei dem in Fig. 2 dargestellten Ausführungsbeispiel mit der Betriebsspannungsquelle verbunden war. Der andere Anschluß der Primärwicklung 22 ist einerseits mit der Anode einer Diode 52, welche andererseits mit dem invertierenden Ausgang des Ver­ stärkers 51 in Verbindung steht, und andererseits mit der Kathode einer Diode 53 verbunden, die andererseits an Masse liegt. Der Diode 52 ist ein Kondesator 54 parallel geschaltet.

Der einen invertierenden und einen nicht invertierenden Ausgang aufweisende Verstärker 51 kann selbstverständlich auch durch jeweils einen einen invertierenden Ausgang aufweisenden Verstärker und einen einen nicht invertierenden Ausgang aufweisenden Verstärker ersetzt werden.

Wie durch Vergleich dieser Ausführungsform mit den in den Fig. 2 und 4 dargestellten Schaltungen ersichtlich ist, wurde der dort verwendete Ansteuer-FET 23 durch einen invertierenden Verstärker 51 mit einer in Reihe zum Ausgang liegenden Diode 52 ersetzt, und das der Diode abgewandte Ende der Primärwicklung 22 wird über einen nicht invertierenden Verstärker angesteuert bzw. dieser Anschluß der Primärwicklung 22 ist mit dem nicht invertierenden Ausgang des Verstärkers 51 verbunden.

Die Funktionsweise dieser Schaltungsanordnung ist der der Schaltungsanordnungen gemäß den Fig. 2 und 4 analog. Bei Auftreten eines Steuerimpulses fließt Strom über den nicht invertierenden Ausgang des Verstärkers 51 zur Primärwicklung 22 des Ansteuertransformators 21 und über die Diode 52 an den nicht invertierenden Ausgang des Verstärkers 51 zurück. Nach Ende des Ansteuerimpulses wird die zuvor im Ansteuer­ transformator 21 angesammelte magnetische Energie durch einen Stromfluß abgebaut, der über die mit Masse verbundene Diode 53 und die Primärwicklung 22 an den nicht invertierenden Anschluß des Verstärkers 51 fließt. Auch hier ist wieder sichergestellt, daß die Spannung, die den Stromfluß durch die Primärwicklung 22 bei Auftreten des Ansteuerim­ pulses verursacht, gleich der Spannung ist, die beim Stromfluß vorliegt, während dem die magnetischen Energie im Ansteuertransformator 21 abge­ baut wird.

Gemäß einer zusätzlichen Ausführungsform der Erfindung ist der mit dem invertierenden Anschluß des Verstärkers 51 verbundenen Diode ein Kondensator 54 parallel gelegt, der beispielsweise eine Kapazität von 240 pF aufweisen kann. Dieser Kondensator bewirkt, daß die Flanken der Spannungsimpulse noch steiler werden.

Eine Abwandlung der in Fig. 5 dargestellten Ausführungsform der Erfindung ist in Fig. 6 wiedergegeben. Auch hier wurden Schaltungsteile, die in wenigstens einer der vorhergehenden Figuren enthalten sind, mit denselben Bezugszeichen versehen und sollen nicht nochmals erläutert werden.

Gegenüber der in Fig. 5 dargestellten Ausführungsform unterscheidet sich das in Fig. 6 wiedergegebene Ausführungsbeispiel darin, daß hier eine Diode 62 mit dem nicht invertierenden Ausgang eines Verstärkers 51 und mit dem Anschluß der Primärwicklung 22 des Ansteuertransformators 21 verbunden ist, der dem mit dem invertierenden Eingang des Verstärkers 51 verbundenen Anschluß abgewandt ist. Dieser dem invertierenden Anschluß des Verstärkers 51 abgewandte Anschluß der Primärwicklung 22 steht weiterhin über eine Diode 63 mit der positiven Spannungsquelle in Verbindung. Die Dioden 62 und 63 sind derart geschaltet, daß die Anode der Diode 62 mit dem nicht invertierenden Ausgang des Verstärkers 51 und die Kathode der Diode 62 mit der Betriebsspannungsquelle (+12 Volt) ver­ bunden ist.

Wie unmittelbar und analog zu Fig. 5 ersichtlich ist, fließt auch hier wiederum während Auftretens eines Steuerimpulses ein Strom vom nicht invertierenden Ausgang des Verstärkers 51 über die Diode 52 und die Primärwicklung 22 des Ansteuertransformators 21 an den invertierenden Anschluß des Verstärkers 51. Nach Auftreten der Ansteuerimpulse wird die im Ansteuertransformator 21 gespeicherte Energie durch einen Strom abgebaut, der über die Diode 63 zur positiven Betriebsspannungsklemme fließt.

Da dieses Ausführungsbeispiel sowohl hinsichtlich der übrigen Merkmale und der Funktionsweise der in Fig. 5 dargestellten Schaltungsanordnung entspricht, wird zur Vermeidung von Wiederholungen darauf Bezug genommen.

Die Erfindung wurde anhand von bevorzugten Ausführungsbeispielen beschrieben. Darüber hinaus ist es auch möglich, die Primärwicklung 22 des Ansteuertransformators 21 mit Spannungen zu beaufschlagen, die von einem Mikroprozessor entsprechend gesteuert werden. Neben der den eigentlichen Ansteuerimpuls darstellenden Spannung muß dabei erfindungsgemäß eine Gegenimpulsspannung bereitgestellt werden, um die beim Auftreten des Ansteuerimpulses im Ansteuertransfomator 21 sich speichernde Energie anschließend abzubauen, wobei die Spannung des Gegenimpulses wenigstens so groß sein muß, daß dieser Energieabbau spätestens zu Beginn des nächsten Steuerzyklusses abgeschlossen ist.

Claims (7)

1. Schaltende Leistungsendstufe, insbesondere für ein Schalt­ netzteil, die zwei in Reihe geschaltete, im Gegentakt von ei­ ner Ansteuerstufe angesteuerte Schalttransistoren aufweist, von denen wenigstens einer über einen Ansteuertransformator Ansteuerimpulse zugeführt erhält, wobei jeweils nach Ende des über den Ansteuertransformator zugeführten Ansteuerimpulses, der den Schalttransistor (3) in den leitenden Zustand versetzt, ein Gegenimpuls mit zum Ansteuerimpuls entgegengesetzter Span­ nung vorgesehen ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Ansteuer­ impulse dem dem Ansteuertransistor (23) der Ansteuerstufe ab­ gewandten Anschluß der Primärwicklung (22) des Ansteuertrans­ formators (21) zugeleitet werden, und daß der mit dem Ansteuer­ transistor (23) verbundene Anschluß der Primärwicklung (22) über eine Diode (41) an eine Betriebsspannungsquelle (+12 Volt) angeschlossen ist (Fig. 4).

2. Schaltende Leistungsendstufe nach Anspruch 1, dadurch ge­ kennzeichnet, daß die Primärwicklung (22) des Ansteuer­ transformators (21) ein Ansteuersignal am einen Anschluß über einen invertierenden Verstärker (51) zugeleitet er­ hält (Fig. 5).

3. Schaltende Leistungsendstufe nach Anspruch 1 oder 2, da­ durch gekennzeichnet, daß zwischen dem invertierenden Aus­ gang des Verstärkers (51) und dem einen Anschluß der Pri­ märwicklung (22) des Ansteuertransformators (21) eine den Rückfluß leitende erste Diode (52) und zwischen dem einen Anschluß der Primärwicklung (22) des Ansteuertransforma­ tors (21) und der negativen Betriebsspannungsklemme (Mas­ se) eine zweite Diode (53) vorgesehen ist, über die der Strom zur Erzeugung des Gegenimpulses durch die Primär­ wicklung (22) fließt (Fig. 5).

4. Schaltende Leistungsendstufe nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der ersten Diode (52) ein Kondensator (54) parallel liegt (Fig. 5).

5. Schaltende Leistungsendstufe nach einem der Ansprüche 2 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem invertierenden Ausgang des Verstärkers (51) und dem einen Anschluß der Pri­ märwicklung (22) des Ansteuertransformators (21) eine den Rückfluß sperrende erste Diode (62) und zwischen dem einen Anschluß der Primärwicklung (22) des Ansteuertransformators (21) und der positiven Betriebsspannungsklemme eine zweite Diode (63) vorgesehsen ist, über die der Strom zur positiven Betriebsspannungsklemme (+12 Volt) fließt.

6. Schaltende Leistungsendstufe nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die über die Zeit in­ tegrierte Spannung des Gegenimpulses im wesentlichen gleich der über die Zeit integrierten Spannung des Ansteu­ erimpulses ist.

7. Schaltende Leistungsendstufe nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Absolutwert der Spannung des Gegenimpulses im wesentlichen gleich dem Absolutwert der Spannung des Ansteuerimpulses ist.