DE3725323C2 - Volldifferential-, CMOS-Operations-Leistungsverstärker - Google Patents
Volldifferential-, CMOS-Operations-LeistungsverstärkerInfo
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Description
Die vorliegende Erfindung betrifft CMOS-Operations-Leistungs
verstärker mit hoher Güte. Im allgemeinen betrifft die
vorliegende Erfindung monolithisch integrierte Halbleiter-
Verstärker und insbesondere Verstärker, die in komplementä
ren MOS (kurz CMOS) -Vorrichtungen integriert sind; d. h. in
monolithischen Vorrichtungen, die auf einem einzelnen Chip
aus Halbleitermaterial hergestellt werden, typischerweise
Silizium, und in denen die aktiven Schaltkreis-Elemente
(Transistoren etc.) im allgemeinen vom einpoligen, n-Kanal-
und p-Kanal-Typ mit Oberflächen-Feldeffekt sind. Trotzdem
ist es möglich, auf demselben Chip oder halbleitenden
Substrat ebenso bipolare aktive Elemente vom Übergangs-Typ
zu bilden, um besondere Schaltkreis-Anforderungen zu erfül
len. Darüber hinaus ist die Erfindung besonders nützlich bei
der Schaffung von analogen Untereinheiten in integrierten
Schaltkreisen digitalen Typs, d. h. für die Implementierung
von analogen Funktionen in integrierten Vorrichtungen
digitaler Art.
In letzter Zeit hat sich das Problem gestellt, analoge und
digitale Untereinheiten in demselben monolithisch integrier
ten Schaltkreis unter Verwendung derselben Herstellungstech
nologie zu implementieren. Aus diesem Grund nimmt die
Implementierung von analogen Funktionen in der sog. MOS-
Technologie (Metall-Oxide-Semiconductor) an Bedeutung immer
mehr zu und insbesondere die Entwicklung von Operati
onsverstärkern, die mit Oberflächenfeldeffekt-aktiven
Elementen hergestellt werden, steigt rasch an.
Der Operationsverstärker ist in der Tat das Schlüsselele
ment, ein wirklicher Baustein, in der Mehrzahl der analogen
Systeme und seine Eigenschaft bestimmt die Eigenschaften des
gesamten Systems entscheidend.
Im allgemeinen sind die Operationsverstärker innerhalb eines
analog-digitalen Systems von sehr einfacher Art, weil sie
eine Last treiben müssen, die während der Auslegung sehr gut
definiert ist, und die sehr oft rein kapazitiv bei Werten
von wenigen Picofarad liegt, und daher werden solche "inter
nen" Operationsverstärker in ihren Eigenschaften sehr leicht
gerade für diese besondere Funktion optimiert. Auf der
anderen Seite müssen solche Systeme notwendigerweise Infor
mationen mit der Welt außerhalb des integrierten Schaltkrei
ses austauschen, und daher brauchen sie eine Art von Schnitt
stelle, die einen ordnungsgemäßen Betrieb unter verschiede
nen Belastungszuständen (außerhalb des integrierten Schalt
kreises) gewährleistet. Die externe Last erreicht leicht
einige hundert Picofarad und/oder geht hinunter bis zu einem
Minimum von ungefähr 1 Kohm.
Zum Ausgeben von Signalen analogen Typs aus dem IC wird sehr
oft ein Operations-Leistungsverstärker verwendet.
Das Wort "Leistung" wird darin benützt, um zu kennzeichnen,
daß der Operationsverstärker zum Treiben von differenzierten
und schweren Lasten im Vergleich zu denen in der Lage ist,
die normalerweise innerhalb des integrierten Schaltkreises
selbst getrieben werden.
Eine Vielzahl von unabhängigen und verschiedentlich einsetz
baren integrierten Operationsverstärkern sind auf der
anderen Seite verfügbar und für viele verschiedene Anwendun
gen verwendbar, wenn die Hinweise und Empfehlungen in den
diesbezüglichen Datenblättern dieser Geräte genau beachtet
werden. Diese integrierten, vielfältig einsetzbaren Operati
onsverstärker zeigen im allgemeinen eine ausgezeichnete
Güte, wenn keine Eingangsstrom-Pegel vorliegen, die sehr
hoch sind und mit den Basisströmen der bipolaren Transisto
ren zusammenfallen, die gewöhnlich in der Eingangsstufe des
Verstärkers verwendet werden. Wenn man bedenkt, daß in
vielen Anwendungen, insbesondere in denen, die eine hohe
Präzision erfordern, extrem geringe Eingangs- oder (genauer
gesagt) Vorspannungs-Ströme erforderlich sind, haben aus
diesem Grunde die meisten IC-Produzenten gemischte Technolo
gien entwickelt, um auf demselben Silizium-Chip Feldeffekt-
Transistoren (JFET-Typ) zusammen mit Übergangstransistoren
(BJT) vom Bipolartyp zu integrieren, wodurch sich notwendiger
weise die Komplexität des Herstellungsprozesses ebenso wie
die Anzahl der Masken erhöht, die zur Herstellung der
integrierten Vorrichtung nötig sind.
Weiterhin hat aus Gründen unterschiedlicher Natur im Hin
blick auf Probleme, die eng mit den sog. Ausgangspuffern von
komplexen integrierten Systemen zusammenhängen, die Entwick
lung neuer Typen von Operationsverstärkern unter ausschließ
licher Verwendung von Transistoren des MOS-Typs einen großen
Aufschwung erfahren. MOS-Transistoren, d. h. Oberflächenfeld-
Effekt-Transistoren, haben den großen Vorteil der tatsäch
lich vernachlässigbaren Eingangsströme.
Es wird bestätigt, daß seitens der Benutzer ein großer
Bedarf nach Operations-Leistungsverstärkern besteht, die
hohe Güte- und Präzisionseigenschaften besitzen, und gänz
lich mit CMOS-Technologie hergestellt werden, und zwar für
die allgemeinsten Anwendungsfelder, d. h. sowohl als Schnitt
stellen-Operations-Leistungsverstärker (Ausgangspuffer) in
analog-digitalen integrierten Systemen als auch als vielfäl
tig verwendbare, integrierte Operationsverstärker.
Typischerweise zeigt das Blockdiagramm eines Operations-Lei
stungsverstärkers eine differentielle Eingangsstufe, eine
Verstärkungsstufe und eine Ausgangsstufe. Die dynamischen
Eigenschaften (Einschwingverhalten, Bandbreite, Einstell
zeit) werden ausschließlich bestimmt durch die ersten beiden
Stufen. Daher muß die Ausgangsstufe eine große Bandbreite
besitzen und darf keine deutliche Phasenverschiebung bei der
Offenkreis-Abschneidefrequenz einführen, die durch die
beiden ersten Stufen bestimmt ist, um die dynamische Güte
des Gesamt-Operationsverstärkers nicht zu verschlechtern.
Andere Anforderungen an die Ausgangsstufe sind eine geringe
Ausgangsimpedanz (viel kleiner als die der Last), eine große
maximale Schwingungsbreite des Ausgangssignals, d. h. einen
hohen Spitzenwert der Ausgangsspannung, bevor die Begrenzung
(clipping) einsetzt, und die Fähigkeit, einen hohen Strom an
die Last bei einer relativ geringen gesamten Klirrverzerrung
abzugeben, d. h. bei hoher Linearität.
Es existiert eine umfangreiche Literatur über die Herstel
lung sowohl der ersten beiden Stufen als auch der Ausgangs
stufe des Operationsverstärkers unter ausschließlicher
Verwendung von MOS-Vorrichtungen, beispielsweise "MOS
Operational Amplifier Design - A Tutorial Overview", IEEE
Solid State Circuits, Vol. SC - 17, No. 6, Dezember 1982;
ebenso auch die Datenbücher der IC-Hersteller.
Alle CMOS-Operations-Leistungsverstärker, die in der Litera
tur beschrieben sind, sind unsymmetrisch (single-ended).
Häufig ist die verwendete Ausgangsstufe der Source-Folger,
d. h. eine Stufe, die aus zwei p-Kanal oder n-Kanal MOS-Tran
sistoren in gemeinsamer Drain-Konfiguration gebildet wird,
die eine Spannungsverstärkung liefert, welche geringer als 1
ist und eine große Stromverstärkung.
Eine Ausgangsstufe dieses Typs ist gekennzeichnet durch ein
äußerst breites Band und führt eine vernachlässigbare
Phasenverschiebung an der Offenkreis-Abschneidefrequenz ein.
Andererseits bringt sie einige wichtige Nachteile mit sich,
nämlich:
- a) Die Spannungs-Schwingungsbreite auf der Last, positiv im Falle einer Source-Folger-Stufe, die mit n-Kanal-Vor richtungen gebildet ist, oder negativ im Falle einer Source-Folger-Stufe, die mit p-Kanal-Vorrichtungen gebildet ist, ist durch eine Summe der intrinsischen Eigenschaften der beiden integrierten MOS-Transistoren beschränkt, d. h. durch den Wert ihrer Zwischenschaltung (cut-in)-Schwellenspannung, durch den Volumeneffekt und durch das Übersteuern;
- b) eine beschränkte Fähigkeit zur Aufnahme von Strom von dem diesbezüglichen Stromgenerator.
Bei dem Ziel, den ersten Nachteil zu verhindern, ist vorge
schlagen worden, eine Emitter-Folger-Ausgangsstufe unter
Verwendung eines Bipolar-Transistors vom Übergangtyp anstel
le des MOS-Transistors zu benutzen, d. h. eine absichtliche
Bildung eines bipolaren Transistors vom Übergangstyp auf dem
CMOS-Chip, der eine bereits gesicherte Technik darstellt und
keine weiteren Masken zusätzlich zu den normalerweise im
CMOS-Prozeß verwendeten erfordert. Jedoch hat auch diese
Lösung einige Nachteile, nämlich:
- i) Eine fortwährend begrenzte Fähigkeit, Strom von dem Stromgenerator aufzunehmen;
- ii) Das Risiko, die Verstärkung der vorhergehenden Stufen (Operationsverstärker) zu verschlechtern, wenn die Verstärkung des bipolaren Transistors nicht sehr hoch ist, weil die Impedanz von der Basis eines solchen bipolaren Transistors aus gesehen gleich etwa dem Produkt aus seinem β und dem Widerstand der externen Last ist, und die Möglichkeit, Stabilitätsprobleme aufgrund der geringen und kaum steuerbaren Abschneidefrequenz eines solchen integrierten bipolaren Transistors zu erhalten;
- iii) Die Möglichkeit eines parasitären SCR (latch-up), das durch den Kollektorstrom hervorgerufen wird, der durch das Substrat des integrierten Schaltkreises fließt.
Eine weitere umfänglich verwendete Lösung ist die Class-AB-
Ausgangsstufe. Die Eigenschaften dieser Ausgangsstufe sind
in der Praxis denen der einfachen Source-Folger-Stufe sehr
ähnlich, obwohl sie die Begrenzungen in der Fähigkeit der
Strom-Aufnahme oder -Abgabe jeweils von oder an die Last
nicht zeigen. Nichtsdestoweniger hat diese Ausgangsstufe die
Nachteile einer Ausgangsimpedanz, die im Vergleich mit der
Last relativ hoch ist, und den Nachteil einer maximalen
Schwingungsbreite des Ausgangssignals, die hinsichtlich
beider Versorgungsschienen begrenzt ist.
Ein Operations-Leistungsverstärker, der gänzlich in CMOS-
Technologie gefertigt ist, und der keine der oben genannten
Nachteile zeigt, ist beschrieben in "Large Swing CMOS Power
Amplifier", IEEE Journal of Solid State Circuits, Vol. SC -
18, No. 6, Dezember 1985. Solch ein Verstärker hat jedoch
eine ziemlich geringe Bandbreite (ungefähr 500 KHz) und eine
ziemlich lange Einstellzeit (ca. 5 microsec.). Darüber
hinaus ist auch in diesem Fall der Verstärker ein Verstärker
mit unsymmetrischem Ausgang.
In besonderen Anwendungen, am Ausgang von integrierten
analogen Untereinheiten ebenso wie in vielfältig einsetzba
ren Operations-Leistungsverstärkern, ist das Treiben einer
bestimmten Last in ausgeglichener Weise nötig. In diesen
Fällen besteht die verwendete Lösung im allgemeinen darin,
das Signal direkt auf den Eingang eines unsymmetrischen
(single-ended) Operationsverstärkers zu geben, beispielswei
se einen der oben genannten bekannten Typen, und dasselbe
Signal invertiert (negiert) auf den Eingang eines anderen
unsymmetrischen Operationsverstärkers zu geben, der mit dem
ersten identisch ist. Zur Invertierung des Signals, d. h. zur
Gewinnung des Negativen daraus, ist es notwendig, einen
weiteren Operationsverstärker zu verwenden, der theoretisch
ideal sein muß, soweit als er irgendwelche anderen Eigen
schaften der Eingangssignale nicht modifizieren darf (z. B.
darf er keine deutliche Amplituden- oder Phasenverzerrung
der Spektrumskomponenten des Eingangssignals einführen). Ein
Blockdiagramm eines solchen Systems ist in Fig. 1 gezeigt.
Eine solche Lösung ist nicht frei von Nachteilen, die im
wesentlichen der Asymmetrie des Schaltkreises zuzuschreiben
sind.
Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, einen
CMOS-Operations-Leistungsverstärker zu schaffen, der frei
von den oben genannten Nachteilen ist, die CMOS-Operations-
Verstärker im Stand der Technik zeigen.
Die Aufgabe wird gelöst mit einem Verstärker mit den Merkmalen
des Patentanspruchs 1. Vorteilhafte Ausgestaltungen davon sind in
den Unteransprüchen angegeben.
Die vorliegende Erfindung liefert einen Volldifferential-
Operations-Leistungsverstärker, der gänzlich in CMOS-Techno
logie gefertigt ist und der schematisch wie in Fig. 2
gezeigt dargestellt werden kann.
Der CMOS-Operations-Leistungsverstärker der vorliegenden
Erfindung ist im Gegensatz zu den bekannten CMOS-Verstärkern
volldifferential und weist eine differentielle Eingangsstu
fe, zwei parallele Verstärkungsstufen, zwei parallele
Ausgangsstufen und einen Steuerkreis des Ausgangs-Gleich
taktes (output common mode) auf; jede der beiden Ausgangs
stufen kann eine individuelle Rückkopplung haben und darf
lokal kompensiert sein, um eine ausreichende Stabilität, die
durch die Einführung der Rückkopplung beeinträchtigt sein
könnte, wiederherzustellen. Ein solcher Ausgangs-Gleichtakt-
Steuerkreis kann kontinuierlich betrieben werden oder
abwechselnd in Abtastung unter Verwendung eines geeigneten
Taktgenerators.
Gemäß einer besonders bevorzugten Ausführungsform der
Erfindung weist der Verstärker eine Einrichtung zur Stabili
sierung des Ruhestroms (quiescent), d. h. des Stroms, der von
der Ausgangsstufe in Abwesenheit eines Signals an den
Eingängen des Operationsverstärkers aufgenommen wird, durch
einen besonderen Steuerkreis, der die Stabilisierung des
Ruhestroms auch bei Anwesenheit von deutlichen intrinsischen
Ungleichgewichten oder aufgrund anderer zufälliger Ursachen
gestattet. Jede der beiden Ausgangsstufen weist wenigstens
zwei Ausgangstransistoren auf, die mittels zweier Rückkopp
lungskondensatoren kompensiert sind.
Der Operationsverstärker der Erfindung ist völlig symme
trisch und zeigt deutliche Vorteile im Vergleich mit herkömm
lichen Verstärkern, nämlich:
- - Verbesserung der maximalen Spannungsschwingbreite des Ausgangssignals (die maximale Schwingungsbreite ist praktisch verdoppelt);
- - Verbesserung des Signal/Rausch-Verhältnisses (s/n): Dieses ist eine direkte Folge des vorangegangenen Merkmals, denn während die maximale Schwingungsbreite des Ausgangssignals um 6 dB verbessert ist, ist das Rauschen nur um 3 dB erhöht;
- - Verbesserung der Klirrverzerrung: Dieser Vorteil ist direkt der Symmetrie des Schaltkreises zuzuschreiben, weil die Verzerrungen gerader Ordnung (insbesondere die zweiten harmonischen Komponenten, die im allgemeinen für die gesamte Klirrverzerrung verantwortlich sind) in vorteilhafter Weise ausgeschaltet sind;
- - Verbesserung des Unterdrückungsverhältnisses (rejection ratio) auf der Versorgung (PSRR): Dieser Vorteil leitet sich ebenfalls von der Symmetrie der integrierten Verstärkerstruktur ab; in der Tat sind die beiden Versorgungsspannungsschienen im gleichen Maße mit den beiden Ausgangsanschlüssen wegen der gleichen "gesehe nen" Strecke gekoppelt; daher ergibt sich die "Diffe renz" zwischen den beiden Kopplungen (was negativ die differentielle Ausgangsspannung beeinflußt) theoretisch zu Null;
- - Verbesserung der Unterdrückung (rejection) im Hinblick auf die Kopplungen mit anderen Signalen (z. B. mit Taktsignalen): Diese Verbesserung leitet sich auch von der Symmetrie des Schaltkreises ab;
- - Verbesserung der Eingangs-Gleichtakt-Unterdrückung (CMRR): Diese Eigenschaft wird ebenfalls durch die Symmetrie des Verstärkerschaltkreises verbessert.
Für rein erläuternde und nicht beschränkende Zwecke setzt
sich die Beschreibung der Erfindung mit Bezug auf die
angehängte Zeichnung fort, in der einige besonders bevorzugte
Ausführungsformen der Erfindung gezeigt sind. In dieser
zeigt:
Fig. 1 ein Blockdiagramm eines typischen Schaltkreises im
Stand der Technik, um aus einem Eingangssignal
zwei Ausgangssignale zu erhalten von ebensovielen
Operationsverstärkern, wobei der eine die Negation
des anderen darstellt;
Fig. 2 ein schematisches Diagramm des
Volldifferential-, CMOS-Operations-Leistungs
verstärkers der vorliegenden Erfindung;
Fig. 3 ein Blockdiagramm der Stufen, die einen Verstärker
bilden, der gemäß der vorliegenden Erfindung
gefertigt ist;
Fig. 4 ein Schaltdiagramm der Eingangsstufe des
Verstärkers der Fig. 3;
Fig. 5 ein Schaltdiagramm der beiden Verstärkungsstufen
des Operationsverstärkers der Fig. 3;
Fig. 6 ein Schaltdiagramm der beiden Ausgangsstufen des
Operationsverstärkers der Fig. 3;
Fig. 7 ein Schaltdiagramm des
Ausgangsstufen-Ruhestrom-Steuerkreises des Opera
tionsverstärkers der Fig. 3,
Fig. 8 ein Schaltdiagramm des
Ausgangsgleichtakt-Steuerkreises des Operations
verstärkers der Fig. 3.
Ein grundlegendes Blockdiagramm einer bevorzugten Ausfüh
rungsform des Volldifferential-Operationsverstärkers der
vorliegenden Erfindung ist in Fig. 3 gezeigt.
In einer voll-differentialen Struktur kann im wesentlichen
nur die Differenz der Ausgangs-Potentiale
(VOUT = VOUT ⁺ - VOUT ⁻) durch die Differenz der Eingangspoten
tiale (VIN) gesteuert werden, während es unmöglich ist, den
Durchschnittswert der Ausgangs-Potentiale zu steuern; d. h.:
(VOUT ⁺ + VOUT ⁻) ÷ 2, auch genannt der "Ausgang-Gleichtakt"
(Output common mode).
Um die maximal mögliche Schwingungsbreite der Ausgangssignale
(die maximale Dynamik) ohne Begrenzungsprobleme zu erreichen,
ist es bevorzugt, einen Ausgangs-Gleichtakt zu haben, der
dem Durchschnittswert der Versorgungen eng anliegt. Um dies
zu erreichen, ist der Operationsverstärker der Erfindung mit
einem bestimmten Schaltkreis ausgestattet, der den Ausgangs-
Gleichtakt eng an den Durchschnittswert der beiden Versor
gungsspannungen zwingt, ohne dagegen mit dem Differen
tialsignal in irgendeiner Weise zu interferieren:
VOUT = VOUT ⁺ - VOUT und umgekehrt. Die Eingangs-Differential
stufe des Verstärkers ist daher mit zwei Hilfseingängen
ausgestattet, um den Ausgangs-Gleichtakt zu steuern.
Die beiden Verstärkungsstufen (I und II) sind genau iden
tisch, ebenso wie die beiden Ausgangsstufen (I und II) des
Operationsverstärkers. Jede der beiden Ausgangsstufen kann
daher mit einem Rückkopplungs-Netzwerk ausgestattet werden,
um die maximale Schwingungsbreite und Linearitätseigenschaf
ten des Ausgangssignals zu verstärken. Die Ausgangsstufen
sind beide lokal kompensiert, um in ausreichendem Maße die
Stabilitätseigenschaften wiederherzustellen, die durch die
Einführung der Rückkopplung unterdrückt sind. Gemäß einer
besonders bevorzugten Ausführungsform des Verstärkers ist
der Ruhestrom, d. h. der Strom, der von den Ausgangsstufen in
Abwesenheit eines Signals an den Eingängen des Operations
verstärkers aufgenommen wird, mittels eines besonderen
Steuerkreises stabilisiert, der es erlaubt, den Ruhestrom
auch in Gegenwart von deutlichen intrinsichen Ungleich
gewichten oder von Ungleichgewichten aufgrund anderer
zufälliger Ursachen zu stabilisieren, womit der Leistungs
verlust überprüft und grundsätzlich vermindert wird.
Eine Ausführungsform der Eingangsstufe ist in dem Schaltdia
gramm der Fig. 4 gezeigt. Die Schaltung weist die Konstant
strom-Generatoren M1 (4I₀) und M8, M9, M10 und M11 (2I₀)
auf.
Bei Ruhe-Bedingungen, d. h. wenn die Eingangsspannung VIN
null ist, verteilt sich der Strom 4I₀, der durch M1 erzeugt
ist, gleichermaßen zwischen M2 und M3, welche die Transisto
ren sind, deren Steuerelektroden (Gates) die Hilfseingänge
für die Steuerung des Ausgangs-Gleichtaktes darstellen.
Danach verteilt sich der Strom, der durch den Transistor M2
gelangt, gleichermaßen zwischen den Transistoren M4 und M5.
Danach verteilt sich der Strom, der durch den Transistor M3
gelangt, gleichermaßen zwischen den beiden Transistoren M6
und M7.
Die Transistoren M4 und M7 haben ihre jeweiligen Steuerelek
troden (Gates) gemeinsam verbunden und stellen den positiven
Eingangsanschluß des Verstärkers dar. Die Transistoren M5
und M6 haben ebenso ihre jeweiligen Steuerelektroden gemein
sam verbunden, und solch ein Knoten stellt den negativen
Eingangsanschluß des Verstärkers dar.
Die Differenzen zwischen den diesbezüglichen Ruheströmen der
Transistoren M8, M9, M10 und M11 und jeweils der Transisto
ren M4, M5, M6 und M7, angezeigt mit I₀, fließt in die
folgenden Stufen, und zwar bei (1), (2), (3) und (4), d. h.
in die beiden Verstärkungsstufen des Verstärkers, wie in
Fig. 4 gezeigt.
Die Vorspannungs-Spannungen VBIAS1, VBIAS2 und VBIAS4 sind
voreingestellte Konstantspannungen, so wie die beiden
Versorgungsspannungen VDD und VSS konstant sind.
In Fig. 5 ist das Schaltdiagramm einer bevorzugten Ausfüh
rungsform der beiden Verstärkungsstufen des Operationsver
stärkers der Erfindung gezeigt.
Die Verstärkungsstufe I ist gebildet durch Transistoren M26
und M28, welche den Ruhestrom I₀ von (1) empfangen; durch
Transistoren M12 und M14, die den Ruhestrom I₀ von (3)
empfangen; durch Transistor M16, der als Stromspiegel für
die Transistoren M30, M32 und M19 betrieben wird; durch
Transistoren M34 und M20, die die Vorspannungs-Ströme von
den Transistoren M32 und M18 jeweils empfangen; und durch
Transistor M22, der als ein Stromspiegel für Transistor M24
betrieben wird.
Der Drainstrom des Transistors M30, angezeigt mit (5) und
der Drainstrom des Transistors M28, angezeigt mit (8),
fließen in die folgende Ausgangsstufe I. Die beiden Konden
satoren CFF2 und CFF4 dienen zur Verbesserung der Hochfre
quenz-Eigenschaften der Verstärkungsstufe I.
Die Verstärkungsstufe II ist in ähnlicher Weise durch
Transistoren M27 und M29 gebildet, die den Ruhestrom I₀ von
(2) empfangen; durch Transistoren M13 und M15, welche den
Strom I₀ von (4) empfangen; durch Transistor M17, der als
ein Stromspiegel für die Transistoren M31, M33 und M18
betrieben wird; durch Transistoren M35 und M21, die die
Ströme von den Transistoren M33 und M19 jeweils empfangen;
und durch Transistor M23, der als ein Stromspiegel für
Transistor M25 betrieben wird. Der Drainstrom des Transi
stors M31, angezeigt mit (6), und der Drainstrom des Transi
stors M25, angezeigt mit (7), fließen in die folgende
Ausgangsstufe II. Die Kondensatoren CFF1 und CFF3 dienen zur
Verbesserung der Hochfrequenz-Eigenschaften dieser Verstär
kungsstufe II. Die Spannung VBIAS3 ist eine voreingestellte
Konstantspannung.
Eine bevorzugte Ausführungsform der beiden Ausgangsstufen I
und II des Operationsverstärkers der Erfindung ist in dem
Schaltdiagramm der Fig. 6 gezeigt.
Die Ausgangsstufe I wird durch Transistor M36 gebildet,
dessen Steuerelektrode (Gate) das Signal empfängt, das von
dem Drainknoten (5) des Transistors M30 der vorhergehenden
Verstärkungsstufe und von dem Transistor M38 kommt, dessen
Steuerelektrode das Signal empfängt, welches von dem Drain
knoten (8) des Transistors M24 der vorhergehenden Verstär
kungsstufe kommt.
Die Abmessungen dieser beiden Transistoren M36 und M38 sind
so beschaffen, einen Ruhestrom kI₀ kreisen zu lassen, wobei
k geeignet in Verbindung mit den Werten der Kondensatoren
CC2 und CC4 eingestellt wird, welche die Kompensationskon
densatoren darstellen, um in einem ausreichenden Maße die
Stabilitätseigenschaften der Strecken VIN . . . VOUT ⁺ wieder
herzustellen, wenn dem Operationsverstärker ein Rückkopplungs-
Netzwerk hinzugefügt wird (welches in den Schaltdiagrammen
der Figuren nicht gezeigt ist), um die gewünschte Funktion
des Verstärkers für die besondere Anwendung zu bestimmen.
Der gemeinsame Drain der Transistoren M36 und M38 stellt den
VOUT ⁺-Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers dar.
Die Ausgangsstufe II, ähnlich der Ausgangsstufe I, wird
durch Transistor M37 gebildet, dessen Steuerelektrode das
Signal von dem Drainknoten (6) des Transistors M31 der
vorhergehenden Verstärkungsstufe empfängt und durch Transi
stor M39, dessen Steuerelektrode das Signal empfängt, das
von dem Senkenknoten (7) des Transistors M25 der vorherge
henden Verstärkungsstufe kommt. Die Abmessungen dieser
beiden Transistoren M37 und M39 werden ähnlich zu denen der
Transistoren M36 und M38 ausgelegt, ebenso wie die Werte der
Kompensationskondendatoren CC1 und CC3, um die Stabilität
der Strecke VIN . . . VOUT zu gewährleisten, wenn der Opera
tionsverstärker in geeigneter Weise mit einem Rückkopplungs-
Netzwerk ausgestattet wird.
Der gemeinsame Drain der Transistoren M37 und M39 stellt den
VOUT-Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers dar.
In beiden Ausgangsstufen I und II können unter besonderen
Umständen Differenzen im Pegel des Ruhestroms im Vergleich
mit dem gewählten voreingestellten Wert kI₀ auftreten, der
ihm bei der Auslegung des Verstärkers zugeordnet ist.
Beispielsweise können an den Ausgängen der Verstärkungsstu
fen, d. h. an den Eingängen der Ausgangsstufen Ungleichgewicht-
Zustände in den beiden Paaren von identischen Transistoren
M23 und M25 oder M22 und M24 dergestalt auftreten, daß in
Abwesenheit eines Signals an den Eingängen des Operations
verstärkers die Steuerelektrode eines der Transistoren der
Ausgangsstufen sich bei einem geringeren Potential im
Vergleich mit dem Potential befindet, das durch die Ausle
gung vorgesehen ist, und ein solcher Umstand würde eine
starke Erhöhung des Stroms durch einen solchen Transistor
der einen oder der anderen der beiden Ausgangsstufen erzeu
gen, im Vergleich mit dem voreingestellten Nominalwert kI₀.
Unter der Annahme, daß dies in dem Fall des Transistors M38
der Ausgangsstufe I passiert, und daß zur selben Zeit ein
ähnliches Ungleichgewicht durch den Transistor M36 ebenfalls
eine ähnliche Erhöhung des Ruhestroms im Vergleich mit dem
voreingestellten Wert kI₀ bestimmt, wird die Ruhe-Ausgangs
spannung VOUT ⁺ auf der Last grundsätzlich unempfindlich
gegen die gleichzeitige Erhöhung des Ruhestroms durch die
beiden Zweige der Ausgangsstufe I sein, so daß das Rückkopp
lungs-Netzwerk (nicht gezeigt) der Strecke I des Operations
verstärkers solch eine Erhöhung des Ruhestroms mit der
letztlichen Folge einer ungeprüften Erhöhung des Leistungs
verlustes unter Ruhebedingungen durch den Operationsverstär
ker nicht kompensieren kann.
Natürlich kann ebenso die umgekehrte Situation eintreten,
daß nämlich, verursacht durch gleichzeitige Ungleichgewichte,
eine Verminderung des Ruhestroms im Vergleich mit dem
voreingestellten Wert kI₀ mit zugehörigen Instabilitäts
problemen auftritt.
Um den Ruhestrom in den Ausgangsstufen des Volldifferential-
Verstärkers zu stabilisieren und somit für die Stabilität
der Ausgangsstufen zu sorgen, weist eine bevorzugte Ausfüh
rungsform des Verstärkers der Erfindung einen speziellen
Steuerkreis auf, der zur Erfassung von möglichen Ungleich
gewichts-Zuständen in Abwesenheit eines Signals an den
Eingängen des Verstärkers und zur Wiederherstellung der
korrekten Zustände in der Lage ist.
Der Ausgangs-Ruhestrom-Steuerkreis kann, wie im Schaltdia
gramm der Fig. 7 gezeigt, verwirklicht sein.
Der gesamte Schaltkreis wird genauer gesagt durch zwei
identische Schaltkreise gebildet: Einer, gebildet durch die
Transistoren MST2, MST4, MST6, MST8, MST10, MST12 und MST14
steuert den Ruhestrom in der Ausgangsstufe I, während der
andere, gebildet durch die Transistoren MST1, MST3, MST5,
MST7, MST9, MST11 und MST13 den Ruhestrom in der Ausgangs
stufe II steuert.
Durch die Dimensionsierung MST8 = MST10 = 2 × MST14 (und
gleichermaßen MST7 = MST9 = 2 × MST13), wenn das Drainpo
tential von M30 (M31), welches mit dem Steuerelektroden
potential von M36 (M37) zusammenfällt und welches für den
Strom kI₀ durch die Ausgangstransistoren verantwortlich ist,
gleich dem Drainpotential von M16 (M17) ist, dann wird
derselbe Strom durch die beiden Zweige von MST8 (MST7) und
von MST14 (MST13) fließen, weil die Serie von MST8 (MST7)
und von MST10 (MST9) äquivalent mit einem Transistor ist,
der dieselben Dimensionen wie MST14 (MST13) hat. Der Strom
von MST8 (MST7) wird ganz in M22 (M23) durch MST4 (MST3)
fließen, wobei dessen Ruhestrom erhöht wird und offenbar in
M24 (M25) gespiegelt wird; dieser zusätzliche Strom fließt
in den Zweig von MST14 (MST13), ohne durch MST2 (MST1) zu
gelangen. Auf diese Weise ist das Drainpotential M24 (M25)
gleich dem Drainpotential von M22 (M23), welches ebenso mit
dem Steuerelektrodenpotential von M38 (M39) zusammenfällt
und daher den Strom kI₀ durch die Ausgangsstufe I (II)
bestätigt. Wenn aus irgendeinem Grunde (Schwellen-Ungleich
heiten, Größen-Unterschiede etc.) der Drain von M30 (M31)
beispielsweise größer ist als das Drainpotential von M16
(M17), dann wird ein Strom von MST8 (MST7) fließen, der
größer ist als der Strom von MST14 (MST13).
Der MST8 (MST7)-Strom wird immer ganz in M22 (M23) fließen,
immer durch MST4 (MST3), und wird in M24 (M25) gespiegelt,
aber jetzt, weil er gehindert ist, ganz durch den MST14
(MST13)-Zweig zu fließen, wird ein Teil in MST2 (MST1)
fließen und das Drainpotential von M24 (M25) im Vergleich
mit dem Drainpotential von M22 (M23) heben, d. h. das Steuer
elektrodenpotential von M38 (M39) wird gehoben, womit der
Ausgangs-Ruhestrom vermindert wird.
Der Umstand, daß der Drain von M30 (M31), der mit der
Steuerelektrode von M36 (M37) zusammenfällt, auf einem
höheren Potential war als der Drain von M16 (M17), sollte
mit anderen Worten einen Ausgangsstrom verursachen, der viel
größer als der Nominalwert kI₀ ist. Der Steuerkreis gestat
tet jedoch gemäß der beschriebenen Betriebsweise, den
korrekten Wert kI₀ wiederherzustellen. Nur für den erläu
ternden Zweck der Erklärung des Betriebs des Steuerkreises
ist eine "Fehlanpassung" (Mismatch) zwischen den Transistor
paaren M30 (M31) und M16 (M17) unterstellt worden. Der
Steuerkreis wird jedoch in derselben Weise arbeiten, auch
wenn irgendein anderer Fehlanpassungs-Zustand an irgendeinem
Transistor des Operationsverstärkers vorliegt.
Eine Eigenschaft des Steuerkreises des Ruhestroms ist, daß
der Schaltkreis nur und ausschließlich eingreift, wenn ein
Signal an den Eingängen des Verstärkers nicht vorliegt; in
der Tat deaktiviert die Gegenwart eines Signals an den
Eingängen der Verstärker (VIN ≠ 0) die Ruhestrom-Stabilisie
rungsschleife, womit die Ausgangsstufe in die Lage versetzt
wird, die gesamte Spannung über der Last zu entwickeln.
Eine bevorzugte Ausführungsform des Ausgangs-Gleichtakt-
Steuerkreises ist in dem Schaltdiagramm der Fig. 8 gezeigt.
Dieser Schaltkreis wird durch einen "kontinuierlichen"
Kondensator (CMCP) gebildet, der zwischen die Steuerelektrode
des Transistors M2 der differentiellen Eingangsstufe der
Fig. 4 und einer Bezugsspannung (in dem gezeigten Beispiel
entsprechend dem Massepotential) geschaltet ist; durch einen
geschalteten Kondensator (CMCSP), der einerseits zwischen
die Steuerelektrode des Transistors M2 und eine Bezugsspan
nung VBIAS2 geschaltet ist, und andererseits mit derselben
Bezugsspannung verbunden ist, mit der der kontinuierliche
Kondensator CMCP verbunden ist; durch einen kontinuierlichen
Kondensator (CMCN1), der zwischen den positiven Ausgangsan
schluß VOUT ⁺ und die Steuerelektrode des Transistors M3 der
Eingangsstufe der Fig. 4 geschaltet ist; durch einen konti
nuierlichen Kondensator (CMCN2), der zwischen den negativen
Ausgangsanschluß VOUT ⁻ des Verstärkers und die Steuerelek
trode des Transistors M3 geschaltet ist; durch einen geschal
teten Kondensator (CMCSN1), dessen einer Anschluß alternativ
von dem Ausgangsanschluß VOUT ⁺ auf eine Bezugsspannung
geschaltet wird (in dem gezeigten Beispiel entsprechend dem
Massepotential), wobei der andere Anschluß des Kondensators
alternativ von der Steuerelektrode des Transistors M3 auf
die Bezugsspannung VBIAS2 geschaltet wird; und durch einen
geschalteten Kondensator (CMCSN2), dessen einer Anschluß
alternativ von dem Ausgangsanschluß VOUT ⁻ auf die Bezugs
spannung geschaltet wird (in dem gezeigten Beispiel entspre
chend dem Massepotential), wobei der andere Anschluß des
geschalteten Kondensators alternativ geschaltet wird zwi
schen der Steuerelektrode des Transistors M3 und der Bezugs
spannung VBIAS2.
Die oben erwähnten Kondensatoren haben die unten aufgeführ
ten Kapazitätsverhältnisse:
CMCSN1 = CMCSN2
CMCN1 = CMCN2
CMCSP = 2 × CMCSN1 = 2 × CMCSN2
CMCP = 2 × CMCN1 = 2 × CMCN2.
CMCSN1 = CMCSN2
CMCN1 = CMCN2
CMCSP = 2 × CMCSN1 = 2 × CMCSN2
CMCP = 2 × CMCN1 = 2 × CMCN2.
Die Schalter zum Bewirken der notwendigen Vertauschungen
sind in den Schaltdiagrammen der Fig. 8 gezeigt und für
jeden von ihnen sind die Taktsignale, welche den Tiefwider-
Stand-Zustand der n-Kanal-Transistorschalter bestimmen, als
θ₁ und θ₂ und umgekehrt und für p-Kanal-Transistor
schalter gezeigt.
Solche Schaltsignale θ und ihre Negative (Gegensätze)
werden geeignet mittels eines Taktsignal-Generators erzeugt,
und die Signale müssen vom nicht-überlappenden Typ sein.
Der Betrieb eines solchen Abtast-Steuerkreises des Gleich
taktes ist leicht zu verstehen. Der Kondensator CMCSP, der
fortfährt, von VBIAS2 auf die Steuerelektrode von M2 umzu
schalten, lädt den Kondensator CMCP auf eine kontinuierliche
Spannung gleich VBIAS2 auf.
CMCSN1 und CMCSN2 fahren fort, umzuschalten, laden CMCN1 und
CMCN2 jeweils auf eine kontinuierliche Spannung gleich der
Differenz zwischen einer Bezugsspannung (in dem gezeigten
Beispiel entsprechend dem Massepotential) und VBIAS2.
Da nun die Steuerelektrode von M2 auf dem Potential von
VBIAS2 liegt, besteht der einzige Gleichgewichtszustand
eines solchen Schaltkreises darin, daß die Steuerelektrode
von M3 auch ein Potential gleich VBIAS2 einnimmt, und
folglich, daß der andere Anschluß der Kondensatoren CMCN1
und CMCN2 ein Potential gleich dem Bezugspotential einnimmt
(welches in dem gezeigten Beispiel dem Massepotential
entspricht).
Natürlich können andere bekannte Typen von Steuerkreisen für
den Gleichtakt, die in getasteter oder in kontinuierlicher
Weise arbeiten, auch in dem Operationsverstärker der vorlie
genden Erfindung verwendet werden.
Die Gegenwart eines Signals, das an die differentiellen
Eingangsanschlüsse des Operationsverstärkers angekoppelt
ist, wird als ein Ungleichgewicht der Ströme erfaßt, die
durch die Eingangsstufen-Transistoren M4, M5, M6 und M7
fließen, und daher auch der Ströme, die aus den Knoten (1),
(2), (3) und (4) fließen.
Wenn man in der Tat annimmt, daß der (+)-Eingangsanschluß
positiver ist als der (-)-Eingangsanschluß, erhöhen sich die
durch die Transistoren M7 und M4 fließenden Ströme, während
die Ströme, die durch die Transistoren M6 und M5 fließen,
abfallen. Folglich erhöhen sich die Ströme auf (3) und (2),
und die Ströme auf (1) und (4) fallen ab.
Das Ungleichgewicht unter den Strömen ist gleich dem Produkt
des Eingangssignal-Pegels und dem Übertragungsleitwert der
Eingangs-Differentialstufe des Verstärkers.
Dieses Strom-Ungleichgewicht, nachdem es gespiegelt wurde,
wird schließlich an den Knoten indiziert mit (5), (6), (7)
und (8) als ein Spannungs-Ungleichgewicht erfaßt.
In dem besonderen, oben beschriebenen Beispiel fällt das
Potential der Knoten (5) und (8), während das Potential der
Knoten (6) und (7) steigt. Das Spannungs-Ungleichgewicht
solcher Knoten ist gleich dem Strom-Ungleichgewicht, multi
pliziert mit der von diesen Knoten gesehenen Impedanz, die
äußerst hoch ist.
Die Ausgangsstufen des Verstärkers erfassen solch ein
Spannungs-Ungleichgewicht der Knoten (5), (6), (7) und (8)
und wandeln es in ein Strom-Ungleichgewicht um, das dem
Spannungs-Ungleichgewicht, multipliziert mit dem diesbezüg
lichen Übertragungsleitwert der Ausgangsstufen, gleich ist.
Für den oben beschriebenen Fall erhöht sich der Strom durch
die Transistoren M37 und M38 wieder, während der Strom durch
die Transistoren M36 und M39 abfällt, und ein solcher
Stromunterschied zwischen M36 und M38 wird auf die externe
Last des Verstärkers abgegeben, während die Stromdifferenz
zwischen den Transistoren M37 und M39 von der externen Last
abgezogen wird, womit sich ein positives Signal in dem
ersten Fall und ein negatives Signal in dem zweiten Fall
über dieselbe externe Last entwickelt.
Natürlich ist es für einen geübten Fachmann klar, daß die
Beschreibung des Verhaltens in Gegenwart eines Signals an
dem Eingang des Operationsverstärkers für geringe Frequenzen
gültig bleibt, wobei kapazitive Effekte vernachlässigt
werden können. Natürlich müssen bei hohen Frequenzen solche
kapazitiven Effekte berücksichtigt werden und daher ist die
Beschreibung des Betriebs des Verstärkers keineswegs so
genau, obwohl sie durch einen Fachmann leicht analysiert
werden kann. In jedem Fall ist die lokale Kompensation in
beiden Ausgangsstufen, die mittels der Kondensatoren CC1,
CC2, CC3 und CC4 verwirklicht ist, in der Lage, eine ausrei
chende Stabilität zu gewährleisten, die für einen korrekten
Betrieb des Operationsverstärkers notwendig ist, wenn
letzterer mit einer angemessenen Rückkopplung ausgestattet
ist, die von der Funktion, die der Operationsverstärker
auszuführen hat, abhängt.
Der Volldifferential-Operationsverstärker, der Gegenstand
der vorliegenden Erfindung ist, ist gänzlich in CMOS-Techno
logie verwirklicht, d. h. mit komplementären MOS-Transistoren,
und kann daher leicht in moderne, komplexe analog-digitale
Systeme integriert werden. Auch als ein unabhängiger
Operationsverstärker, d. h. als eine vielfältig einsetzbare
integrierte Vorrichtung, ist der Verstärker der Erfindung
äußerst vorteilhaft bei Anwendungen, bei denen das Treiben
einer Last in ausgeglichener Weise bevorzugt oder notwendig
ist.
Der Verstärker der Erfindung bietet eine Reihe von wichtigen
Vorteilen im Vergleich mit traditionellen, unsymmetrischen
Operationsverstärkern im Stande der Technik, nämlich:
- 1) Der Verstärker ist volldifferential und bietet somit alle Vorteile einer symmetrischen Struktur, die schon ausgeführt wurden,
- 2) Der Verstärker kann ausgeglichene (abgeglichene) Lasten treiben, ohne eines zusätzlichen Verstärkers (ideal) zur Umkehrung des Eingangssignals zu bedürfen;
- 3) Der Verstärker der Erfindung kann ebenso als ein unsymmetrischer Verstärker verwendet werden, der den einen oder den anderen seiner Ausgangsanschlüsse verwendet, ohne irgendeine Verschlechterung der Ver stärker-Eigenschaften auszulösen;
- 4) Die Spannungs-Schwingungsbreite des Ausgangssignals kann gleich den Versorgungsspannungen VDD und VSS sein;
- 5) Es besteht keine grundsätzliche Beschränkung des Stroms, der an die externe Last abgegeben wird, weil die Differenz zwischen dem Steuerelektroden- und Sorucepotential der Transistoren der beiden Ausgangs stufen sehr groß sein darf;
- 6) Die Ausgangsimpedanz ist relativ gering, weil beide Ausgangsstufen lokal kompensiert sind; sie sind daher in der Lage, mit Widerstand behaftete Lasten bis hinauf zu 100 Ohm und kapazitive Lasten bis hinauf zu 400 Picofarad ohne Verschlechterung ihrer Stabilitätseigen schaften zu treiben.
Der CMOS-integrierte Operations-Leistungsverstärker der
vorliegenden Erfindung, illustriert mit Bezug auf die
Schaltdiagramme der Fig. 4, 5, 6, 7 und 8, kann auch
verwirklicht werden, indem die Polaritäten durch geeignetes
Verändern der Abmessungen der Transistoren (untereinander)
ausgetauscht werden.
Obwohl die Erfindung mit Bezug auf eine besonders bevorzugte
Ausführungsform von ihr beschrieben wurde, ist es beabsich
tigt, daß die Erfindung nicht auf ein solches Beispiel zu
begrenzen ist, sondern daß der Fachmann leicht verschiedene
Alternativen und Modifikationen erkennt, die auf die hier
beschriebenen Schaltdiagramme anwendbar sind, ohne den
Erfindungsgedanken und den Umfang der vorliegenden Erfindung
zu verlassen.
Claims (3)
1. Volldifferential-, CMOS-Operations-Leistungsverstärker, der betriebs
fähig ist, um Signale an zwei Differential-Ausgangsanschlüssen gemäß
einem Signal, das an die zwei Differential-Eingangsanschlüsse ange
legt wird, zu erzeugen, wobei der Verstärker aufweist:
- - eine Eingangs-Differentialstufe mit einem ersten Eingangsknoten (+), der einen Eingangsanschluß des Verstärkers darstellt, und einem zweiten Eingangsknoten (-), der einen anderen Eingangs anschluß des Verstärkers darstellt, wobei die Stufe betriebsfähig ist, um Differential-Ausgangssignale an zwei Paaren (1, 3; 2, 4) von Differential-Ausgangsanschlüssen davon gemäß dem Signal (Vin) zu erzeugen, das an die Eingangsanschlüsse des Verstär kers angelegt wird;
- - eine erste und eine zweite Verstärkungsstufe, von denen jede zwei Differential-Eingangsanschlüsse (1, 3; 2, 4) hat, die jeweils mit einem Paar der Differential-Ausgangsanschlüsse der Ein gangs-Differentialstufe gekoppelt sind, um Differential-Ausgangs signale an einem Paar von jeweiligen Differential-Ausgangsan schlüssen (5, 8; 6, 7) zu erzeugen;
- - eine erste und eine zweite Ausgangsstufe, von denen jede zwei Differential-Eingangsanschlüsse (5, 8; 6, 7) hat, die jeweils mit einem der Paare von Differential-Ausgangsanschlüssen einer jeweiligen Verstärkungsstufe gekoppelt sind, um jeweils ein Aus gangssignal an den beiden Differential-Ausgangsanschlüssen des Verstärkers gemäß den Differential-Ausgangssignalen der jeweili gen Verstärkungsstufe zu erzeugen; und
- - eine Einrichtung zur Steuerung der Ausgangs-Gleichtakt-Span nung des Verstärkers, die zwischen den beiden Differential- Ausgangsanschlüssen (VOUT ⁺; VOUT ⁻) der ersten und zweiten Ausgangsstufe und der Eingangs-Differentialstufe angeordnet ist.
2. Verstärker gemäß Anspruch 1, weiterhin gekennzeichnet durch eine
Einrichtung zur Stabilisierung des Ruhestroms, der durch die Aus
gangsstufen bei Abwesenheit eines Signals an den Eingängen des
Operationsverstärkers fließt, wobei die Einrichtung auf Ungleichge
wichte in den Ruhepotentialen der Verstärkungsstufen empfindlich ist
und in der Lage ist, die Wirkungen der Ungleichgewichte auszuglei
chen, indem er geeignete Verschiebungen an den Differential-Ein
gangsanschlüssen (5, 8; 6, 7) der ersten und zweiten Ausgangsstufen
erzeugt, wenn an die Eingangsanschlüsse des Verstärkers kein Signal
angelegt ist.
3. Verstärker nach einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekenn
zeichnet, daß jede der Ausgangsstufen mit einer kapazitiven Kom
pensierungs-Lokalrückkopplung (CC2, CC4; CC1, CC3) versehen ist.
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