DE3702834A1

DE3702834A1 - AC voltage stabiliser

Info

Publication number: DE3702834A1
Application number: DE19873702834
Authority: DE
Inventors: Heinz Van Der Dr Ing Broeck
Original assignee: REO BORIS VON WOLFF
Current assignee: REO BORIS VON WOLFF
Priority date: 1987-01-30
Filing date: 1987-01-30
Publication date: 1988-08-11

Abstract

The invention relates to an AC voltage stabiliser, in which the mains current is impressed via a two-point current regulator (22) with the aid of a first four-quadrant controller (6) having a first invertor branch (7, 11, 8, 12) and a second invertor branch (9, 13, 10, 14), and in the case of which the capacitor current of the output filter (26, 25) is impressed via a further two-point regulator (37) with the aid of a second four-quadrant controller (6') having a first invertor branch (9, 13, 10, 14) and a second invertor branch (29, 31, 30, 32). In this case, the first four-quadrant controller (6) and the second four-quadrant controller (6') have a common invertor branch (9, 13, 10, 14). This common invertor branch (9, 13, 10, 14) is driven at a frequency which is identical to the mains frequency (fN). The mains current is adjusted by the first invertor branch (7, 11, 8, 12) of the first four-quadrant controller (6), by means of unipolar pulses. The respective state of the common invertor branch (9, 13, 10, 14) in this case defines the adjustment range of the voltage between the first invertor branch (7, 11, 8, 12) of the first four-quadrant controller (6) and the common invertor branch (9, 13, 10, 14). (Zero-positive intermediate-circuit voltage or zero-negative intermediate-circuit voltage). The output voltage is adjusted indirectly via the adjustment of the capacitor current (IC) in the output filter (26, 25)... Original abstract incomplete. <IMAGE>

Description

Die Erfindung betrifft einen Wechselspannungsstabilisator nach dem Oberbegriff des Patentanspruches 1.The invention relates to an AC voltage stabilizer according to the preamble of claim 1.

Da einerseits die Wechselspannung des Netzes nicht streng konstant ist und innerhalb von normalerweise genormten Toleranzen schwankt, die vor allem bei schwachen Netzen in entlegenen Gebieten beträchtliche Werte erreichen können, es aber andererseits Verbraucher gibt, die eine konstante Speisespannung benötigen, werden häufig Wechselspannungs stabilisatoren eingesetzt.On the one hand, the AC voltage of the network is not strict is constant and within normally standardized Tolerances fluctuate, especially in weak networks remote areas can reach considerable values, on the other hand there are consumers who have a constant Supply voltage are often AC stabilizers used.

Ein derartiger Wechselspannungsstabilisator kann bei spielsweise die Form eines Regeltransformators aufweisen. Ein Problem besteht bei Regeltransformatoren jedoch in der relativ geringen Verstellgeschwindigkeit. Aus diesem Grunde können Regeltransformatoren häufig nicht den dyna mischen Anforderungen von Verbrauchern genügen.Such an AC voltage stabilizer can for example in the form of a regulating transformer. However, one problem with regulating transformers is that relatively low adjustment speed. For this In principle, regulating transformers often cannot do the dyna mixing requirements of consumers meet.

Magnetische Wechselspannungstabilisatoren, die eine nicht lineare Sättigungskennlinie einer Eisendrossel aufweisen, arbeiten relativ ungenau, erzeugen Netzrückwirkungen und besitzen ein beträchtliches Gewicht.Magnetic AC stabilizers, one not have a linear saturation characteristic of an iron choke, work relatively imprecisely, create network effects and have a considerable weight.

In neuerer Zeit wurden zur Beseitigung der oben geschil derten Nachteile von Regeltransformatoren und magnetischen Wechselspannungsstabilisatoren vermehrt elektronische Wechselspannungsstabilisatoren entwickelt und auf dem Markt angeboten. Es sind grundsätzlich zwei unterschied liche Schaltungsanordnungen bekanntgeworden.More recently, the above have been removed most disadvantages of regulating transformers and magnetic AC stabilizers increasingly electronic AC stabilizers developed and on the Market offered. There are basically two differences Liche circuitry became known.

Bei einer Schaltungsanordnung handelt es sich um den sogenannten Wechselstromsteller, der zwei gegen-parallel geschaltete steuerbare Ventile aufweist. Durch Teilaus steuerung kann die Ausgangsspannung einer solchen Schal tungsanordnung verändert werden. Dabei eignet sich ein Wechselstromsteller in Verbindung mit einem Spartransfor mator dazu, einen Wechselspannungsstabilisator aufzubauen. Eine derartige Anordnung erzeugt jedoch ebenfalls erhebli che Netzrückwirkungen, zu deren Verminderung ein die Gesamtkosten eines derartigen Wechselspannungsstabilisa tors erheblich vergrößernder Schaltungsaufwand erforder lich ist. Eine weitere Schaltungsanordnung eines elektro nischen Wechselspannungsstabilisators weist die Form eines Umrichters auf, der normalerweise aus einem ungesteuerten Gleichrichter, einem Gleichspannungszwischenkreis und einem selbstgeführten Wechselrichter besteht. Als selbst geführter Wechselrichter werden meistens Transistorwech selrichter angewendet, die üblicherweise mit Pulsweiten modulation (PWM) betrieben werden, durch die sich die Höhe und die Kurvenform der Ausgangsspannung einstellen lassen.A circuit arrangement is the so-called AC power controller, the two counter-parallel has switched controllable valves. By partial can control the output voltage of such a scarf arrangement can be changed. A is suitable AC power controller in conjunction with an autotransfor mator to build an AC voltage stabilizer. However, such an arrangement also produces considerable network perturbations, to reduce them a Total cost of such AC stabilization tors significantly increasing circuit complexity required is. Another circuit arrangement of an electro African AC stabilizer has the shape of a Converter, which normally comes from an uncontrolled Rectifier, a DC link and a self-commutated inverter. As yourself guided inverters are mostly transistor switching rectifier applied, usually with pulse widths modulation (PWM) are operated by which the height and set the waveform of the output voltage.

Ein Nachteil aller zuvor beschriebenen Wechselspannungs stabilisatoren besteht darin, daß in jedem Fall ein Transformator erforderlich ist, der bei einer negativen Toleranzlage der Eingangsspannung eine Ausgangsspannung erzeugen kann, die höher ist als die gerade vorliegende Eingangsspannung. Transformatoren weisen jedoch ein rela tiv großes Gewicht auf und erfordern zu ihrer Unterbrin gung sehr viel Raum. Dies führt dazu, daß alle bisher bekanntgewordenen Wechselspannungsstabilisatoren ein großes Gewicht und große Abmessungen aufweisen. Zudem verursachen Transformatoren relativ hohe Kosten.A disadvantage of all AC voltage described above stabilizers is that in any case Transformer is required which is negative Tolerance position of the input voltage an output voltage can generate, which is higher than the present one Input voltage. However, transformers have a rela tiv heavy weight and require for their accommodation a lot of space. This leads to all of them so far known AC stabilizers have great weight and large dimensions. In addition transformers cause relatively high costs.

Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht daher darin, einen Wechselspannungsstabilisator der eingangs genannten Art dahingehend zu verbessern, daß er ohne die Verwendung eines Transformators bei eingangsseitigen Spannungsschwankungen die Erzeugung einer konstanten Ausgangsspannung ermöglicht.The object of the present invention is therefore in an AC stabilizer at the beginning to improve the type mentioned so that he without the Use of a transformer on the input side Voltage fluctuations generate a constant Output voltage allows.

Diese Aufgabe wird durch einen wie eingangs bereits ge nannten Wechselspannungsstabilisator gelöst, der durch die in dem kennzeichnenden Teil des Patentanspruches 1 ange führten Merkmale gekennzeichnet ist.This task is done by a ge as already mentioned called AC stabilizer solved by the in the characterizing part of claim 1 is characterized.

Der wesentliche Vorteil des erfindungsgemäßen Wechselspan nungsstabilisators besteht darin, daß er bei vergleichs weise kleinen Abmessungen mit einem relativ geringen Kostenaufwand herstellbar ist, weil die Verwendung eines Transformators nicht erforderlich ist. Vorteilhafterweise weist der erfindungsgemäße Wechselspannungsstabilisator aus diesem Grunde auch ein vergleichsweise geringes Ge wicht auf.The main advantage of the alternating chip according to the invention voltage stabilizer is that it compares wise small dimensions with a relatively small Cost can be produced because the use of a Transformer is not required. Advantageously has the AC voltage stabilizer according to the invention for this reason a comparatively small Ge important on.

Der erfindungsgemäße Wechselspannungsstabilisator kann vorteilhafterweise aus herkömmlichen, auf dem Markt ver fügbaren Elementen aufgebaut werden. Insbesondere wird das Kernstück des erfindungsgemäßen Wechselspannungsstabilisa tors, nämlich die neuartige Kombination von zwei Vierqua drantenstellern, bei der der zweite Zweig des ersten Vierquadrantenstellers und der erste Zweig eines zweiten Vierquadrantenstellers zusammengefaßt sind, in der Form eines Wechselrichters in anderem Zusammenhang für dreh zahlvariable Drehstromantriebe bereits eingesetzt.The AC voltage stabilizer according to the invention can advantageously from conventional ver on the market elements that can be added. In particular, it will The core of the AC voltage stabilization according to the invention tors, namely the new combination of two four-qua third parties, in which the second branch of the first Four-quadrant and the first branch of a second Four quadrant are summarized in the form of an inverter in another context for rotation variable three-phase drives already used.

Vorteilhafterweise kann bei dem erfindungsgemäßen Wechsel spannungsstabilisator die Ausgangsspannung ohne die Ver wendung eines Transformators derart eingestellt werden, daß sie größer oder kleiner ist als die Eingangsspannung.Advantageously, the change according to the invention voltage stabilizer the output voltage without the ver using a transformer that it is larger or smaller than the input voltage.

Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung gehen aus den Unteransprüchen hervor.Advantageous embodiments of the invention are shown in the Sub-claims emerge.

Im folgenden werden die Erfindung und deren Ausgestaltun gen im Zusammenhang mit den Figuren näher erläutert. Es zeigtIn the following the invention and its embodiment gene explained in connection with the figures. It shows

Fig. 1 das Schaltbild eines erfindungsgemäßen Wechsel spannungsstabilisators;Voltage stabilizer 1 shows the circuit diagram of a power according to the invention.

Fig. 2 bis 6 Diagramme zur Erläuterung der Funktion des Wechselspannungsstabilisators der Fig. 1. Fig. 2 to 6 are diagrams for explaining the function of the AC voltage stabilizer in FIG. 1.

In Fig. 1 ist die Netzspannungsquelle, deren Spannung U _N durch den vorliegenden Wechselspannungsstabilisator stabi lisiert wird, mit 4 bezeichnet. Die Spannung U _N wird in einem eingangsseitigen Stromregelungskreis über eine Drossel 5 den Anschlußpunkten 1 und 2 eines Vierquadran tenstellers 6 zugeführt, der in Brückenschaltung die elektronischen Schalter 7, 8, 9 und 10 enthält, wobei jeweils einem Schalter 7, 8, 9, 10 eine Diode 11, 12, 13 bzw. 14 antiparallel geschaltet ist. Die Brückenschaltung besteht aus den folgenden beiden Zweigen: Zweig 1: Schal ter 7 und 8, Zweig 2: Schalter 9 und 10. Der Anschlußpunkt 1 bzw. 2 befindet sich zwischen den Schaltern 7, 8 bzw. 9, 10. Die Schalter 7 und 9 sind mit ihren Anschlüssen, die nicht mit den Anschlußpunkten 1 bzw. 2 verbunden sind, mit einer Leitung 15 verbunden. Entsprechend sind die Schalter 8 und 10 mit ihren Anschlüssen, die nicht mit den An schlußpunkten 1 bzw. 2 in Verbindung stehen, mit einer Leitung 16 verbunden.In Fig. 1, the mains voltage source, the voltage U _{N is} stabilized by the present AC voltage stabilizer, denoted by 4 . The voltage U _N is in a current control circuit on the input side via a choke 5 to the connection points 1 and 2 of a four-quad tenstellers 6 , which contains the electronic switches 7, 8, 9 and 10 in a bridge circuit, each with a switch 7, 8, 9, 10th a diode 11, 12, 13 or 14 is connected antiparallel. The bridge circuit consists of the following two branches: branch 1: switches 7 and 8 , branch 2: switches 9 and 10 . The connection point 1 or 2 is located between the switches 7, 8 and 9, 10 . The switches 7 and 9 are connected to a line 15 with their connections, which are not connected to the connection points 1 and 2 , respectively. Accordingly, the switches 8 and 10 are connected to a line 16 with their connections, which are not connected to the connection points 1 and 2, respectively.

Vorzugsweise handelt es sich bei den elektronischen Schal tern 7, 8, 9, 10 um bipolare Transistoren oder Feld effekttransistoren. Zwischen die erwähnten Leitungen 15 und 16 ist ein Kondensator 17 geschaltet, der die einge prägte Zwischenkreisspannung U _Z, mit der der Vierquadran tensteller 6 arbeitet gewährleistet. Zwischen den Anschluß punkten 1 und 2 können daher in Abhängigkeit von der Art der Ansteuerung der Transistoren 7, 8, 9 und 10 der beiden Zweige des Vierquadrantenstellers 6 drei verschiedene Spannungswerte auftreten:Preferably, the electronic scarf ters 7, 8, 9, 10 are bipolar transistors or field effect transistors. Between the lines 15 and 16 mentioned , a capacitor 17 is connected, which ensures the embossed intermediate circuit voltage U _Z with which the four-quadrant tensteller 6 works. Depending on the type of activation of transistors 7, 8, 9 and 10 of the two branches of four-quadrant actuator 6, three different voltage values can therefore occur between connection points 1 and 2 :

1. Positive intermediate circuit voltage (+ U Z )
2. Negative DC link voltage (- U Z )
3. Zero volts

die Induktivität 5 entkoppelt die Spannungen zwischen den Punkten 1 und 2 und der Netzspannung. Mit Hilfe des noch zu beschreibenden Stromregelkreises wird dafür gesorgt, daß dem Netz ein annähernd sinusförmiger Strom entnommen wird, der in Phase zur Netzspannung liegt. Es muß nun in Abhängigkeit von der dem Vierquadrantensteller an den Leitun gen 15 und 16 abgenommenen Zwischenkreisspannung die Amplitude des Netzstromes verändert werden. In Abhängig keit von der Entnahme oder Aufnahme von Energie aus dem Vierquadrantensteller 6 ändert sich die Zwischenkreisspan nung U _Z. Die Zwischenkreisspannung wird in der Form der Spannung U _Z,ist am Kondensator 17 erfaßt und am Punkt I mit einem Soll-Spannungswert U _Z,soll verglichen, wobei die sich aus dem Vergleich ergebende Differenz einem ein Regelsignal Î für eine Sinussollwertquelle 19 erzeugenden Strom-Regler 18 zugeführt wird. Dabei wird die Amplitude des Ausgangssignales I _N,soll der Sinussollwertquelle 19 in Abhängigkeit von der Differenz zwischen den Spannungen U _Z,soll und U _Z,ist bestimmt. Das erzeugte Ausgangssignal I _N,soll der Sinussollwertquelle 19 weist die Frequenz f _N der Netzspannung U _N der Netzspannungsquelle 4 auf. Um dies sicherzustellen, wird der Sinussollwertquelle 19 über die schematisch dargestellte Sensoreinrichtung 20, die der Netzspannungsquelle 4 nachgeschaltet ist, ein die Netzfre quenz f _N repräsentierendes Signal zugeführt. Das von der Sinussollwertquelle 19 erzeugte Ausgangssignal I _N,soll schwingt phasengleich mit der Netzspannung U _N.the inductor 5 decouples the voltages between points 1 and 2 and the mains voltage. With the help of the current control circuit to be described, it is ensured that an approximately sinusoidal current is drawn from the network which is in phase with the network voltage. It must now be changed as a function of the four-quadrant regulator on the lines 15 and 16 tapped DC link voltage, the amplitude of the mains current. Depending on the withdrawal or absorption of energy from the four-quadrant 6 , the DC link voltage changes U _Z. The intermediate circuit voltage is recorded in the form of the voltage U _{Z, is} detected at the capacitor 17 and _is compared at point I with a target voltage value U _Z, Soll, the difference resulting from the comparison being a current that generates a control signal Î for a sine value source 19 . Regulator 18 is supplied. The amplitude of the output signal I _{N, soll of} the sinusoidal setpoint source 19 is determined as a function of the difference between the voltages U _{Z, soll} and U _{Z, ist} . The generated output signal I _{N, should of} the sinusoidal setpoint source 19 has the frequency f _{N of} the mains voltage U _{N of} the mains voltage source 4 . To ensure this, the sinusoidal reference source 19 via the schematically shown sensor 20, which is connected downstream of the mains voltage source 4 is an Netzfre the frequency f _N signal representing supplied. The output signal I _N generated by the sinusoidal setpoint source 19 is _{intended to} oscillate in phase with the mains voltage U _N.

Die Sinussollwertquelle 19 wird in an sich bekannter Weise über eine Phase-Lock-Loop (PLL)-Schaltung synchronisiert.The sinusoidal setpoint source 19 is synchronized in a manner known per se via a phase lock loop (PLL) circuit.

Hinter dem Anschlußpunkt 1 des Vierquadrantenstellers 6 wird der Ist-Wert I _N,ist des Netzstromes durch einen Sensor 21 abgenommen. Dieser Ist-Wert wird mit dem von der Sinussollwertquelle 19 erzeugten Soll-Wert I _N,soll ver glichen. Das bei diesem Vergleich erzeugte Differenz signal Δ I _N wird einem Zweipunktregler 22 zugeführt, der die Transistoren 7 und 8 des ersten Zweiges des Vierqua drantenstellers 6 ansteuert. Dabei ist zwischen den Steu eranschluß des Transistors 7 und den Steueranschluß des Transistors 8 ein Inverter 23 geschaltet, so daß sicherge stellt ist, daß dann, wenn der eine Transistor 7 bzw. 8 ausgeschaltet ist, der andere Transistor 8 bzw. 7 durchge schaltet ist und umgekehrt. Dabei wird das Steuersignal am Ausgang des Zweipunktreglers 22 in Abhängigkeit von den Schwankungen des Ist-Wertes I _N,ist um den sinusförmigen Soll-Wert I _N,soll erzeugt. Dies wird im folgenden im Zusammenhang mit den Fig. 2 bis 5 näher erläutert.After the connection point 1 of the four-quadrant actuator 6 , the actual value I _N, the mains current is taken by a sensor 21 . This actual value is compared with the target value I _N, target generated by the sinusoidal reference source 19 . The difference signal Δ I _N generated in this comparison is fed to a two-point controller 22 , which controls the transistors 7 and 8 of the first branch of the four-quadrant actuator 6 . In this case, an inverter 23 is connected between the control terminal of the transistor 7 and the control terminal of the transistor 8 , so that it is ensured that when one transistor 7 or 8 is switched off, the other transistor 8 or 7 is switched through and vice versa. The control signal is generated at the output of the two-point controller 22 as a function of the fluctuations in the actual value I _{N, is} around the sinusoidal setpoint I _{N, should} . This is explained in more detail below in connection with FIGS. 2 to 5.

In der Fig. 2 sind die Ströme I _N,soll am Ausgang der Sinussollwertquelle 19 und I _N,ist am Ausgang des Sensors 21 dargestellt. Dabei ist die Dreieckform des schwankenden Stromes I _N,ist auf den rechteckförmigen Spannungsverlauf an der Drossel L ₁, zurückzuführen. Durch die Drossel 5 wird auch die Stromanstiegsgeschwindigkeit von I _N,ist bestimmt. Der sich im Punkt II ergebende Differenzstrom Δ I _N entspricht einem um den Wert 0 schwankenden Ober schwingungsstrom. In FIG. 2, the currents I _N, at the output _to the sinusoidal reference source 19, and I _{N is} shown at the output of the sensor 21. The triangular shape of the fluctuating current I _{N is} due to the rectangular voltage profile at the choke L ₁ . The choke 5 also determines the rate of current rise of I _N. The resulting differential current Δ I _N corresponds to a harmonic current fluctuating around the value 0.

Der Differenzstrom Δ I _N wird an den Eingang des Zwei punktreglers 22 angelegt, so daß an dessen Ausgang das Steuersignal S ₇ für den ersten Zweig des Vierquadranten stellers 6 entsteht. Das Steuersignal S ₇ für den Transi stor 7 wird durch den Inverter 23 invertiert als Steuer signal ₇ an den Transistor 8 angelegt. Der fiktive Punkt M wird durch die gedankliche Aufteilung der Zwischenkreis spannung U _Z an den Leitungen 15 und 16 auf zwei gleiche Kondensatoren 17-1 und 17-2 erzeugt, die in der Fig. 1 durch gestrichelte Linien dargestellt sind. Am Anschluß punkt 1 ergibt sich daher in bezug auf den fiktiven Punkt M die Spannung U ₁ der Fig. 3, die ein Abbild des Signals S ₇ darstellt. Durch das Umschalten des ersten Zweiges kommt es zu einem schnellen Ansteigen bzw. Absinken des Netzstromes. Durch die beschriebene Zweipunktregelung wird erreicht, daß der Netzstrom je nach Höhe der Schaltfre quenz nur minimal in der Form einer hochfrequenten Drei eckschwingung vom Sollwert abweicht. Die in Fig. 2 und 3 dargestellte Zweipunktregelung arbeitet mit einem konstan ten Hystereseband. Hierdurch erfolgt immer dann eine Umschaltung, wenn der Differenzstrom Δ I _N eine bestimmte positive oder negative Schwelle überschreitet. Es sind auch andere Verfahren der Zweipunktregelung anwendbar. Während der zuvor beschriebenen Regelung liegt die Span nung U _Z am Anschlußpunkt 2 des zweiten Zweiges bezogen auf den Punkt M immer auf dem positiven oder negativen Poten tial der halben Zwischenkreisspannung. Alle halbe Periode der Netzspannung U _N muß ein Wechsel erfolgen (siehe Fig. 4). Hierdurch wird sichergestellt, daß die Spannung U ₁₂ pro Halbwelle der Netzspannung U _N immer nur zwischen den Werten 0 und +U _Z bzw. den Werten 0 und -U _Z wechselt, wodurch gewährleistet wird, daß der Oberschwingungsanteil minimal wird (Fig. 5). Mit den beiden unterschiedlichen Zuständen kann jeweils nur eine Hälfte des erforderlichen Stellbereiches der oben beschriebenen Stromregelung abge deckt werden. Die Umschaltung des Stellbereiches erfolgt automatisch mit der Umschaltlogik 24, wie dies aus den Fig. 4 und 5 hervorgeht. Hierzu werden der Differenz strom Δ I _N vom Punkt II und der augenblickliche Schaltzustand des Zweiges 1, der vorzugsweise durch das Ausgangssignal des Zweigpunktreglers 22 repräsentiert wird, erfaßt. Sobald der Differenzstrom Δ I _N eine be stimmte äußere Schwelle überschreitet, muß der Stellbe reich umgeschaltet werden, was über den Zweig 2 erfolgt (Fig. 2 und 4). Dies zeigt sich darin, daß innerhalb eines festen Schaltzustandes die Stromänderung ihr Vorzeichen ändert und dadurch der Differenzstrom zwangs läufig das innere Toleranzband verläßt. Mit dem Errei chen des äußeren Toleranzbandes wird dann der Stellbe reich der Spannung U ₁₂ umgeschaltet (siehe auch Zeit punkt 4 in den Fig. 2 bis 5). Ausgangsseitig erzeugt die Umschaltlogik 24 das Steuersignal S ₉ für den Tran sistor 9 des zweiten Zweiges. Dieses Steuersignal wird auch auf den Inverter 36 gegeben und von diesem in der Form des Steuersignales ₉ an den Steueranschluß des Transistors 10 des zweiten Zweiges angelegt. Am Anschluß punkt 2 ergibt sich aufgrund der Ansteuerung der Transi storen 9 und 10 des zweiten Zweiges mit den Steuersignalen S ₉ bzw. ₉ die Spannung U ₂ gegenüber dem Potential des Punktes M, die in der Fig. 4 dargestellt ist.The differential currentΔ I. _N is going to the entrance of the two point controller22 created so that at the exit Control signalS ₇ for the first branch of the four-quadrant stellers6 arises. The control signalS ₇ for the transi sturgeon7 is through the inverter23 inverted as a tax signal ₇ to the transistor8th created. The fictional point M is the intermediate circuit through the mental division tensionU _Z on the lines15 and16 on two of the same Capacitors17-1 and17-2 generated in theFig. 1 are represented by dashed lines. At the connection Point1 therefore arises in relation to the fictitious point M the voltageU ₁ theFig. 3, which is an image of the signal S ₇ represents. By switching the first branch there is a rapid increase or decrease in the Mains current. The described two-point control achieved that the mains current depending on the amount of switching fre quenz only minimally in the form of a high-frequency three corner vibration deviates from the setpoint. In theFig. 2 and 3 The two-point control shown works with a constant hysteresis band. This always results in a Switching when the differential currentΔ I. _N a particular positive or negative threshold. There are other two-point control methods can also be used. The span lies during the previously described regulation nungU _Z at the connection point2nd of the second branch related to the pointM always on the positive or negative pot tial of half the DC link voltage. Every half period the mains voltageU _N a change must be made (seeFig. 4). This ensures that the voltageU ₁₂ per half-wave of the mains voltageU _N only between the Values 0 and +U _Z or the values 0 and -U _Z changes, which ensures that the harmonic content becomes minimal (Fig. 5). With the two different ones Only one half of the states required Adjustment range of the current control described above be covered. The switching range is switched automatically with the switching logic24thhow this from the Fig. 4 and 5 emerges. This will be the difference electricityΔ I. _N from point II and the current one Switching state of branch 1, which is preferably by the Output signal of the branch point controller22 represents is recorded. As soon as the differential currentΔ I. _N a be If the agreed external threshold is exceeded, the deputy be switched richly what about the branch2nd he follows (Fig. 2 and 4). This is shown by the fact that within a fixed switching state the current change her Sign changes and thus the differential current is forced frequently leaves the inner tolerance band. With the Errei Chen the outer tolerance band is then the Stellbe realm of tensionU _12th switched (see also time Point4th in theFig. 2 to 5). Generated on the output side the switching logic24th the control signalS ₉ for the oil sistor9 of the second branch. This control signal will also on the inverter36 given and by this in the Form of the control signal ₉ to the control connection of the Transistor10th of the second branch. At the connection Point2nd results from the control of the transis to disturb9 and10th the second branch with the control signals S ₉ respectively. ₉ the voltageU _2nd towards the potential of the PointMthat in theFig. 4 is shown.

In der Fig. 5 ist die Spannung U ₁₂ dargestellt, die zwischen den Anschlußpunkten 1 und 2 besteht. Diese Spannung, die der Differenz der Spannungen U ₁ und U ₂ der Fig. 3 und 4 entspricht, stellt in gewisser Weise schon eine Nachbildung einer sinusförmigen Spannung U _N dar.In FIG. 5, the voltage U is shown ₁₂ that exists between the terminals 1 and 2. This voltage, which corresponds to the difference between the voltages U ₁ and U ₂ of FIGS. 3 and 4, already represents in a way a simulation of a sinusoidal voltage U _N.

Ausgangsseitig soll die stabilisierte Ausgangsspannung U _St an dem Kondensator 25 eines Tiefpaßfilters, das aus dem Kondensator 25 und einer Drossel 26 besteht, abgenommen werden. Die stabilisierte Ausgangsspannung U _St wird wieder über einen Spannungsregelkreis, der ähnlich dem zuvor beschriebenen Stromregelkreis aufgebaut ist, geregelt. Hierzu wird der Strom im Kondensator 25, der ausgangssei tig parallel geschaltet ist, mit einer bestimmten Ampli tude und Frequenz eingeprägt. Damit wird sichergestellt, daß die gewünschte stabilisierte Ausgangsspannung U _St erreicht wird. Der Kondensatorstrom I _C,ist wird über einen Sensor 40 erfaßt und dem Punkt III zugeführt. Dem Punkt III wird auch ein sinusförmiges Ausgangssignal I _C,soll zugeführt, das durch eine weitere Sinussollwertquelle 27 des Spannungsregelkreises erzeugt wird, die ähnlich arbei tet und aufgebaut ist, wie die Sinussollwertquelle 19 des bereits beschriebenen Stromregelkreises. Die Frequenz f ₂ der Sinussollwertquelle 27 wird z. B. dadurch auf die Netzfrequenz f _N eingestellt, daß das Steuersignal S ₉ am Ausgang der Umschaltlogik 24, dessen Frequenz der Netzfre quenz f _N entspricht, ausgewertet wird. Alternativ kann der Sinussollwertquelle 27 jedoch auch ein anderes Signal zur Auswertung zugeführt werden, dessen Frequenz der Netzfre quenz f _N entspricht. Beispielsweise kann als derartiges Signal auch das Ausgangssignal des Sensors 20 dienen. Der zweite Vierquadrantensteller 6′ des Spannungsregelkreises besteht aus dem bereits erwähnten zweiten Zweig des ersten Vierquadrantenstellers 6, der beiden Vierquadrantenstel lern 6 und 6′ gemeinsam ist, und einem dritten, zwischen den Leitern 15 und 16 angeordneten Zweig, der die weiteren Schalter 29 und 30 sowie die jeweils antiparallel geschal teten Dioden 31 bzw. 32 aufweist. Der bereits erwähnte Anschlußpunkt 3 zwischen den Schaltern 29 und 30, für die ähnliche Schaltelemente bzw. Transistoren vorgesehen sein können, wie für die Schalter 7 bis 10, ist über die Drossel 26 mit dem einen Anschluß des Kondensators 25 verbunden. Der andere Anschluß des Kondensators 25 ist mit dem Anschlußpunkt 2 des zweiten Zweiges verbunden. Der Spannungsregelkreis arbeitet am Punkt III ähnlich wie der bereits beschriebene Stromregelkreis (Punkt II). Die Differenz aus dem Ausgangssignal I _C,soll der Sinussoll wertquelle 27 und des Ausgangssignales I,ist des Sensors 40 wird wieder einem Zweipunktregler 37 zugeführt, der das Steuersignal S ₂₉ für den Schalter 29 und über einen Inverter 35 das Steuersignal ₂₉ für den Schalter 30 erzeugt. Die Sollwertamplitude Î _C,soll ist entsprechend der gewünschten Ausgangsspannung U _St konstant. Für die Regelung ist es von Bedeutung, daß die Phasenlage d ₂ der stabilisierten Ausgangsspannung U _st lastabhängig angepaßt wird. Der positive und negative Stellbereich der Spannung U ₃₂ ist durch die festgelegte Spannung U ₂ vorgegeben. Die Sinussollwertquelle 27 wird daher mit der Phasenverschie bung ϕ ₂ so angesteuert, daß die Stromdifferenz Δ I _C einen bestimmten äußeren Toleranzbereich nicht verläßt. Hierzu wird der Phasenregler 34 benutzt, der bei auftre tenden Fehlern die Phase d ₂, beispielsweise durch einen Integrator, verschiebt. Durch die Auswertung des Strom signales S ₉ des zweiten Zweiges wird festgestellt, ob die Phase ϕ ₂ voreilend oder nacheilend zu korrigieren ist.The stabilized output voltage should be on the output sideU _St on the capacitor25th a low pass filter, which from the capacitor25th and a choke26 exists, decreased will. The stabilized output voltageU _St will be back via a voltage control loop similar to the one before described current control loop is built, regulated. For this, the current in the capacitor25th, the starting egg tig is connected in parallel with a certain ampli imprinted frequency and frequency. This ensures that the desired stabilized output voltageU _St is achieved. The capacitor currentI. _{C, is} is about one sensor40 recorded and fed to point III. The point III also becomes a sinusoidal output signalI. _{C, should} supplied by another sine setpoint source27th of the voltage control loop is generated, which work similarly is set up and constructed like the sine setpoint source19th of current control loop already described. The frequencyf _2nd the sinusoidal setpoint source27th z. B. thereby on Mains frequencyf _N set that the control signalS ₉ at the Switching logic output24thwhose frequency is the mains fre quenzf _N corresponds, is evaluated. Alternatively, the Sine setpoint source27th however, another signal for Evaluation are supplied, the frequency of the network fre quenzf _N corresponds. For example, as such Signal also the output signal of the sensor20th serve. The second four-quadrant6 ′ of the voltage control loop consists of the already mentioned second branch of the first Four quadrant6, the two four-quadrant digits learn6 and6 ′ is common, and a third, between the leaders15 and16 arranged branch that the further counter29 and30th as well as the antiparallel formwork diodes31 respectively.32 having. The one already mentioned Connection point3rd between the switches29 and30th, for the Similar switching elements or transistors can be provided can, as for the switches7 to10th, is about the throttle26 with one connection of the capacitor25th connected. The other terminal of the capacitor25th is with the connection point2nd connected to the second branch. The Voltage control loop works similarly to that at point III Current control loop already described (point II). The Difference from the output signalI. _{C, should} the sinus target source of value27th and the output signalI., is the sensor 40 becomes a two-point controller again37 fed the Control signalS ₂₉ for the switch29 and about one Inverter35 the control signal ₂₉ for the switch30th generated. The setpoint amplitudeÎ _{C, should} is appropriate the desired output voltageU _St constant. For the Regulating it is important that the phase positiond _2nd the stabilized output voltageU _st adjusted depending on the load becomes. The positive and negative adjustment range of the voltage U ₃₂ is by the set voltageU _2nd given. The Sine setpoint source27th is therefore different with the phase exerciseϕ _2nd controlled so that the current differenceΔ I. _C. does not leave a certain external tolerance range. For this the phase controller34 used, which occurs at the mistakesd _2nd, for example by a Integrator, postpones. By evaluating the current signalsS ₉ the second branch is determined whether the phaseϕ _2nd leading or lagging correction.

Da die Erfassung des Kondensatorstromes bzw. des Aus gangssignales I _C,ist des Sensors 40 immer mit einem Fehler behaftet ist, der sich insbesondere am Mittelwert bemerk bar macht, wird vorzugsweise ein zusätzlicher Korrekturre gelkreis vorgesehen, der gewährleistet, daß die Kondensa torspannung mittelwertfrei bleibt. Hierzu wird die Konden satorspannung, die identisch der stabilisierten Ausgangs spannung U _st ist, erfaßt (Sensor 28) und über ein Tief paßfilter 41 dem Punkt III zugeführt. Hierdurch wird bei Auftreten eines Mittelwertes ein Gleichsignal dem Regel kreis überlagert, das dafür sorgt, daß der Fehler ausge glichen wird.Since the detection of the capacitor current or the output signal I _C, the sensor 40 is always afflicted with an error, which is particularly noticeable in the mean value, an additional correction control circuit is preferably provided which ensures that the capacitor voltage remains free of mean values . For this purpose, the capacitor voltage, which is identical to the stabilized output voltage U _st, is detected (sensor 28 ) and fed through a low-pass filter 41 to point III. As a result, a DC signal is superimposed on the control circuit when a mean value occurs, which ensures that the error is compensated for.

Betrachtet man die Grundschwingungen der Spannungen und Ströme im Wechselspannungsstabilisator, im Netz und in der Last, wird die Funktionsweise der Schaltung nochmals verdeutlicht. In Fig. 6 sind alle zugehörigen Spannungen und Ströme in einem Zeigerdiagramm dargestellt. Hierbei ist von einer ohmsch-induktiven Last ausgegangen worden (U _St, I _A). Die Netzspannung U _N ist hier kleiner als die stabilisierte Ausgangsspannung U _St. Der Netzstrom I _N liegt in Phase mit der Netzspannung U _N. Er verursacht an der Netzdrossel L ₁ den Spannungsabfall I _N ω _N L ₁. Die Klem menspannungen U ₁₂ und U ₂₃ sind in Phase zueinander, da beide Vierquadrantensteller einen gemeinsamen Zweig (2) benutzen. Sie können jedoch verschiedene Amplituden auf weisen, da diese über die Zweige (1) und (3) unabhängig voneinander eingestellt werden können. Der zwischen der Klemmenspannung U ₂₃ und der stabilisierten Ausgangsspan nung U _St auftretende Phasenwinkel ϕ ₂ ist lastabhängig. Er ergibt sich aus dem Spannungsabfall, den der Laststrom I _A und der Kondensatorstrom I _C an der Filterinduktivität L ₂ verursacht. Dieser Phasenwinkel ϕ ₂ muß über den sinus förmigen Sollwert I _{C,soll _(t) des PLL-Kreises 27 vorgegeben
werden. Hierzu dient der Phasenregler 37.
Im Zusammenhang mit dem vorliegenden Wechselspannungssta
bilisator ist es von wesentlicher Bedeutung, daß die
beiden eingangs- und ausgangsseitig vorgesehenen Vier
quadrantensteller so miteinander kombiniert sind, daß
sie einen gemeinsamen Zweig, nämlich den zweiten Zweig
mit den Transistoren 9 und 10, aufweisen. Dadurch kann
ein Zweig eingespart werden. Außerdem wird dieser eine
Zweig mit einem geringen Strom belastet und braucht nur
mit Netzfrequenz zu schalten. Vorteilhafterweise ist die
beschriebene Kombination aus den Quadrantenstellern 6
und 6′ in der Form eines Wechselsrichters für drehzahl
variable Drehstromantriebe bereits auf dem Markt verfüg
bar, so daß sie in fertiger Form modulartig in die
vorliegende Schaltung eingesetzt werden kann.
Allgemein ausgedrückt wird bei dem vorliegenden Wechsel
spannungsstabilisator aus einer schwankenden Wechsel
spannung des Netzes bzw. der Wechselspannungsquelle 4
eine stabilisierte Wechselspannung U _St erzeugt, die eine
konstante Amplitude und näherungsweise Sinusform auf
weist. Hierbei wird dem unstabilisierten Netz immer ein
näherungsweise sinusförmiger Strom entnommen, der in
Phase oder um 180° versetzt mit der Netzspannung U _N
liegt.
Zur Realisierung wird ein spannungseingeprägter Puls
wechselrichter mit drei Zweigen 7, 11, 8, 12 und 9, 13,
10, 14 und 29, 31, 30, 32 benutzt, wie er auch bei
umrichtergespeisten Drehstromantrieben eingesetzt wird.
die unstabilisierte Wechselspannung U _N wird über eine
Glättungsdrossel bzw. Induktivität 5 mit dem ersten
Zweig 7, 11, 8, 12 und dem zweiten Zweig 9, 13, 10,
14 verbunden. Die stabilisierte Ausgangsspannung U _St
ergibt sich aus der Tiefpaßfilterung der Spannungen
zwischen dem dritten Zweig 29, 31, 30, 32 und dem
zweiten Zweig 9, 13, 10, 14 mit der Hilfe eines LC-
Tiefpaßfilters 26, 25.
Die Funktionsweise des vorliegenden Wechselspannungssta
bilisators beruht darauf, daß der Netzstrom über einen
Zweipunktstromregler 22 mit Hilfe eines ersten Vierqua
drantenstellers 6 eingeprägt wird und daß der Kondensa
torstrom des Ausgangsfilters 26, 25 über einen weiteren
Zweipunktregler 37 mit Hilfe eines zweiten Vierquadran
tenstellers 6′ eingeprägt wird. Dabei weisen der erste
Vierquadrantensteller 6 und der zweite Vierquadranten
steller 6′ den zweiten Wechselrichterzweig 9, 13, 10,
14 gemeinsam auf. Der zweite Wechselrichterzweig 9, 13,
10, 14 wird mit einer der Netzfrequenz f _N gleichen
Frequenz angesteuert.
Die Einstellung des Netzstromes erfolgt durch den ersten
Wechselrichterzweig 7, 11, 8, 12 mit unipolaren Pulsen.
Der jeweilige Zustand des zweiten Wechselrichterzweiges
9, 13, 10, 14 legt dabei den Stellbereich der Spannung
zwischen dem ersten Wechselrichterzweig 7, 11, 8, 12 und
dem zweiten Wechselrichterzweig 9, 13, 10, 14 fest (Null-
positive Zwischenkreisspannung oder Null-negative Zwi
schenkreisspannung).
Die Einstellung der Ausgangsspannung erfolgt indirekt
über die Einstellung des Kondensatorstromes I _C im Aus
gangsfilter 26, 25 in ähnlicher Weise über den dritten
Wechselrichterzweig 29, 31, 30, 32. Die Phasenlage
des Sollwertkondensatorstromes wird lastabhängig angepaßt.} If you consider the fundamental vibrations of the voltages and currents in the AC stabilizer, in the network and in the load, the functioning of the circuit is clarified again. In FIG. 6, all of the associated voltages and currents are shown in a vector diagram. An ohmic-inductive load was assumed here (U _St , I _A ). The mains voltage U _N is smaller than the stabilized output voltage U _St. The line current I _N is in phase with the line voltage U _N. It causes at the mains choke L ₁ the voltage drop I _N _N ω _L1. The terminal voltages U ₁₂ and U ₂₃ are in phase with one another, since both four-quadrant actuators use a common branch ( 2 ). However, they can have different amplitudes, since these can be set independently of one another via branches ( 1 ) and ( 3 ). The phase angle ϕ ₂ occurring between the terminal voltage U ₂₃ and the stabilized output voltage U _St is load-dependent. It results from the voltage drop caused by the load current I _A and the capacitor current I _C across the filter inductance L ₂ . This phase angle ϕ ₂ must be _specified via the sinusoidal setpoint I _{C, should _{(t) of} the PLL circuit 27 . The phase controller 37 serves this purpose. In connection with the present AC voltage stabilizer, it is essential that the two four-quadrant actuators provided on the input and output sides are combined with one another in such a way that they have a common branch, namely the second branch with transistors 9 and 10 . This saves one branch. In addition, this branch is loaded with a low current and only needs to switch at the mains frequency. Advantageously, the combination of the quadrant actuators 6 and 6 'described in the form of an inverter for variable-speed three-phase drives is already available on the market, so that it can be used in modular form in the present circuit in finished form. Generally speaking, in the present AC voltage stabilizer a stabilized AC voltage U _{St is} generated from a fluctuating AC voltage of the network or the AC voltage source 4 , which AC voltage has a constant amplitude and approximately sinusoidal shape. In this case, an approximately sinusoidal current is always taken from the unstabilized network, which is in phase or offset by 180 ° with the network voltage U _N. To achieve this, a voltage-impressed pulse inverter with three branches 7, 11, 8, 12 and 9, 13, 10, 14 and 29, 31, 30, 32 is used, as is also used in converter-fed three-phase drives. the unstabilized AC voltage U _N is connected to the first branch 7, 11, 8, 12 and the second branch 9, 13, 10, 14 via a smoothing inductor 5 . The stabilized output voltage U _St results from the low-pass filtering of the voltages between the third branch 29, 31, 30, 32 and the second branch 9, 13, 10, 14 with the aid of an LC low-pass filter 26, 25 . The functioning of the present AC voltage bilisators is based on the fact that the mains current is impressed via a two-point current regulator 22 with the aid of a first four-quadrant actuator 6 and that the capacitor current of the output filter 26, 25 is impressed via a further two-point regulator 37 with the aid of a second four-quadrant regulator 6 ' . The first four-quadrant actuator 6 and the second four-quadrant actuator 6 'have the second inverter branch 9, 13, 10, 14 together. The second inverter branch 9, 13, 10, 14 is driven with a frequency equal to the grid frequency f _N. The grid current is set by the first inverter branch 7, 11, 8, 12 with unipolar pulses. The respective state of the second inverter branch 9, 13, 10, 14 defines the setting range of the voltage between the first inverter branch 7, 11, 8, 12 and the second inverter branch 9, 13, 10, 14 (zero-positive intermediate circuit voltage or zero negative intermediate circuit voltage). The setting of the output voltage takes place indirectly via the setting of the capacitor current I _C in the output filter 26, 25 in a similar manner via the third inverter branch 29, 31, 30, 32 . The phase position of the setpoint capacitor current is adjusted depending on the load.}

Claims

1. AC voltage stabilizer for generating a constant supply voltage at output connections from an AC voltage of an AC voltage source, characterized in that
a first four-quadrant actuator ( 6 ) with a first branch, in which a first electronic switch ( 7 ) with an antiparallel connected first diode ( 11 ) and a second electronic switch ( 8 ) with an antiparallel connected second diode ( 12 ) in a first connection point ( 1 ) are connected in series, and a second branch in which a third electronic switch ( 9 ) with an anti-parallel third diode ( 13 ) and a fourth electronic switch ( 10 ) with a fourth anti-parallel diode ( 14 ) are connected in series in a second connection point ( 2 ), and
a second four-quadrant actuator ( 6 ' ) with a first branch which is identical to the second branch of the first four-quadrant actuator ( 6 ) and a second branch in which a fifth electronic switch ( 29 ) with an antiparallel connected fifth diode ( 31 ) and one sixth electronic switch ( 30 ) with an anti-parallel connected sixth diode ( 32 ) in a third connection point ( 3 ) are connected in series, are provided that
the AC voltage source ( 4 ) is connected to the first point ( 1 ) and the second point ( 2 ), an inductance ( 5 ) being arranged between the AC voltage source ( 4 ) and the first point ( 1 ), that
one output connection is connected to the second connection point ( 2 ) and the other output connection is connected to the third connection point ( 3 ), a capacitor ( 25 ) for the stabilized output voltage being connected between the output connections and wherein between the other output connection and the third connection point ( 3 ) Another inductor ( 26 ) is connected that
the free connections of the first ( 7 ), third ( 9 ) and fifth ( 29 ) electronic switch with one connection of a further capacitor ( 17 ) for the intermediate circuit voltage (U _{Z, ist} ) and the free connections of the second ( 8 ), fourth ( 10 ) and sixth ( 30 ) electronic switch African with the other terminal of the further capacitor ( 17 ) for the intermediate circuit voltage (U _{Z, is} ) are connected that
a first sinusoidal reference source ( 19 ) is provided, to which the difference between the intermediate circuit voltage (U _{Z, ist} ) and a target voltage value ( U _{Z, soll} ) is supplied, the sinusoidal reference source ( 19 ) providing a sinusoidal output signal (I _{N, soll} ) generated depending on this difference, the frequency of which corresponds to the frequency (f _N ) of the mains voltage source ( 4 ) that
the difference signal ( Δ I _N ) _is generated from the sinusoidal output signal (I _{N, soll} ) from the sinusoidal setpoint source ( 19 ) and the actual value (I _{N, ist} ) of the mains current at the connection point ( 1 ) and is fed to a two-point controller ( 22 ), which, depending on the fluctuations of the actual value (I _{N, ist} ) around the sinusoidal output signal (I _{N, soll} ), a control signal (S ₇ ) for the first electronic switch ( 7 ) and the inverted control signal (S ) for the second electronic switch ( 8 ) produces that
a switching logic ( 24 ) is provided, the a switching state of the first branch of the first Vierquadran tenstellers ( 6 ) representing signal (control signal S ₇ ) and the difference signal ( Δ I _N ) are supplied, the switching logic ( 24 ) being a switching signal (control signal S ₉ ) for the third ( 9 ) electronic switch and an inverted switching signal (control signal S ) for the fourth ( 10 ) electronic switch, the frequency of which corresponds to the mains frequency (f _N ), because it always changes its potential when the Differential current ( Δ I _N ) during a half period of the sinusoidal output signal (I _N, target) of the first sine target source ( 19 ) exceeds a predetermined external threshold that
a second sinusoidal value source ( 27 ) is provided, and a sinusoidal output signal (I _{C, should} ) is generated, the frequency of which corresponds to the mains frequency (f _N ), the difference ( Δ I _C ) from the sinus-shaped output signal (I _{C, should} ) and the capacitor current (I _{C, ist} ) of the capacitor ( 25 ) for the stabilized output voltage (U _St ) is fed to a further two-point controller ( 37 ) which controls the control signal (S ₂₉ ) for the fifth ( 29 ) electronic switch and the inverted one Control signal (S ) for the sixth ( 30 ) electronic switch generated, and that the phase ( ϕ ₂ ) of the sinusoidal output signal (I _C, target) of the second sine source ( 27 ) is set so that the current difference ( Δ I _C ) is always within a predetermined tolerance range.

2. Stabilizer according to claim 1, characterized records that as an electronic switch bipolar Tran sistors are provided.

3. Stabilizer according to claim 1, characterized records that as electronic switches Feldeffekttran sistors are provided.

4. Stabilizer according to one of claims 1 to 3, characterized in that the second sinusoidal value source ( 27 ) as a signal representing the mains frequency (f _N ), the control signal (S ₉ ) for the second branch of the first four-quadrant actuator ( 6 ) and the first branch of the second four-quadrant actuator ( 6 ' ) is supplied.

5. Stabilizer according to one of claims 1 to 3, characterized in that the first sinusoidal reference source ( 19 ) as a the mains frequency (f _N ) representing signal by a sensor ( 20 ), to which the AC voltage of the AC voltage source ( 4 ) is supplied is detected signal is supplied.

6. Stabilizer according to one of claims 1 to 3, characterized in that the second sinusoidal value source ( 27 ) as a the mains frequency (f _N ) representative signal by a sensor ( 20 ) to which the AC voltage of the AC voltage source ( 4 ) is supplied generated signal is supplied.

7. Stabilizer according to one of claims 1 to 6, characterized in that the second sinusoidal value source ( 27 ) as a phase control signal, the output signal of a phase controller ( 34 ) is supplied, the current difference ( Δ I _C ) from the sinusoidal output signal (I _{C, should} ) and the capacitor current (I _{C, ist} ) of the further capacitor ( 28 ) for the stabilized output voltage (U _St ) is compared and the switching signal (S 9 ) is evaluated and a phase control signal ( ϕ ₂ ) is generated therefrom, which is the difference represents between the phase of the stabilized AC voltage (U _St ) and the phase of the fundamental oscillation of the switching signal (S 9 ).

8. Stabilizer according to one of claims 1 to 7, characterized in that the capacitor current (I _{C, is} ) of the capacitor ( 25 ) for the stabilized output voltage (U _St ) is generated by a sensor ( 40 ) in series with the capacitor ( 25 ) is switched for the stabilized output voltage (U _St ).

9. Stabilizer according to one of claims 1 to 8, characterized in that a correction control loop is provided which the voltage of the stabilized output voltage (U _St ) identical capacitor voltage of the capacitor ( 25 ) for the stabilized output voltage (U _St ) by one of the capacitor ( 25 ) for the stabilized output voltage (U _St ) connected in parallel sensor ( 28 ) and fed via a low-pass filter ( 41 ) to a control point (III) to which the sinusoidal output signal (I _{C, should} ) of the second sinusoidal value source ( 27 ) and Capacitor current (I _{C, ist} ) of the capacitor ( 25 ) for the stabilized output voltage (U _St ) for generating the current difference ( Δ I _C ) are supplied.