DE3345045C2 - Verstärker - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft einen Verstärker der im Oberbegriff des Patentanspruchs 1 genannten Art. Ein solcher Verstärker ist aus der US 43 35 355 bekannt; er ist insbesondere als Operationsverstärker vorgesehen, der zur Anwendung in einer aus MISFETs (Feldeffekttransistoren mit isolierter Gate-Elektrode) aufgebauten integrierten Schaltung geeignet ist.

Die genannte Verstärkerschaltung ist wegen der geringen Verlustleistung weit verbreitet, sie ist jedoch bezüglich ihres Rauschverhaltens nicht optimal, wie im folgenden anhand einer in der Fig. 1 der Zeichnung gezeigten vereinfachten Schaltung erläutert wird (vgl. zum Beispiel U. Tietze und Ch. Schenk, Halbleiter-Schaltungstechnik, korrigierter Nachdruck der dritten Auflage, 1976, Seiten 170 bis 175 und 191 bis 197; eine ähnliche Schaltung ist auch in der WO 81 00 938 A1 beschrieben).

In der Fig. 1 der Zeichnung gibt die Bezugsziffer 1 eine Eingangsstufe mit einem Differenzverstärker, Bezugsziffer 2 eine Ausgangsverstärkungsstufe und Bezugsziffer 3 einen Phasenkompensationsschaltkreis an.

Die Eingangsstufe 1 besteht aus einem Paar von Eingangs-MISFETs Q3, Q4, aus Last-MISFETs Q1, Q2, die zwischen die Drainanschlüsse dieser MISFETs Q3, Q4 und eine Stromquellenleitung DL geschaltet sind und einen Stromspiegel-Schaltkreis bilden, und aus einem Konstantstrom-MISFET Q5, der zwischen den gemeinsamen Source-Anschluß der Eingangs-MISFETs Q3, Q4 und eine Referenzpotential-Leitung SL des Schaltkreises geschaltet ist.

Die Ausgangsverstärkungsstufe 2 besteht aus einem zwischen die Stromquellenleitung DL und einen Ausgangsanschluß Vout geschalteten MISFET Q6 und aus einem zwischen den Ausgangsanschluß Vout und die Referenzpotential-Leitung SL des Schaltkreises geschalteten Konstantstrom-MISFET Q7.

Der Phasenkompensationsschaltkreis 3 besteht aus einem Widerstand R1 und einem Kondensator C5, die zwischen dem Ausgangsanschluß Vout und dem Drain-Anschluß des oben beschriebenen MISFET Q2 in Serie geschaltet sind.

An die Gates der MISFETs Q5, Q7 wird eine Referenzspannung V_ref₁ angelegt, so daß diese Transistoren Q5, Q7 als Konstantstromquellen arbeiten.

Die MISFETs Q1, Q2 und Q6 sind P-Kanal-MISFETs, wohingegen die MISFETs Q3, Q4, Q5 und Q7 N-Kanal-MISFETs sind.

Der beschriebene Verstärker bildet einen Spannungsfolger, wenn sein invertierender Eingangsanschluß IN1 mit seinem Ausgangsanschluß Vout verbunden wird, so daß sein nicht invertierender Eingangsanschluß IN2 als der eigentliche Eingangsanschluß dient.

Wird dieser Eingangsanschluß mit einem Schaltungspunkt auf Erdpotential verbunden, so nimmt man an, daß der Spannungsfolger im wesentlichen unempfindlich gegen das Rauschen der Stromquelle ist. Bewegt sich in anderen Worten das Potential der Stromquellenleitung DL aufgrund des Rauschens der Stromquelle nach oben und nach unten, so bewegt sich auch das Potential an einem Schaltungspunkt n1 und das Source-Potential des MISFETs Q6 nach oben und nach unten. Demgemäß tritt am Ausgangsanschluß Vout transientes Rauschen auf. Da der Ausgangsanschluß Vout mit dem invertierenden Eingangsanschluß IN1 verbunden ist, d. h. da eine Rückkopplung vorliegt, geht man jedoch davon aus, daß tatsächlich am Ausgangsanschluß Vout kein Rauschen auftritt.

Bei einer Untersuchung des aus dem oben beschriebenen Verstärker aufgebauten Spannungsfolgers wurde jedoch festgestellt, daß am Ausgangsanschluß Vout dann Rauschen auftritt, wenn der Stromquellenspannung Rauschen einer relativ hohen Frequenz überlagert ist.

Da der Phasenkompensationsschaltkreis am Drainanschluß des MISFETs Q2 angeordnet ist, stehen nämlich der mit diesem Transistor Q2 gekoppelte Kapazitätswert und der mit dem Drainanschluß des MISFETs Q1 gekoppelte Kapazitätswert nicht im Gleichgewicht miteinander, so daß eine Phasendifferenz zwischen dem am Drainanschluß des MISFETs Q2 und dem am Drainanschluß des MISFETs Q1 erscheinenden Rauschen auftritt.

Im Falle eines niederfrequenten Rauschens ist die aufgrund dieser Phasendifferenz auftretende Potentialdifferenz zwischen dem Drainanschluß des MISFETs Q1 und dem des MISFETs Q2 relativ klein. Aus diesem Grund wird die Drain-Spannung des MISFETs Q1 im wesentlichen in einer solchen Richtung geändert, daß die Potentialänderung des Ausgangsschlusses Vout durch Rückkopplung beschränkt wird. Daher ist die Potentialänderung des Ausgangsanschlusses Vout im Falle eines niederfrequenten Stromquellenrauschens klein.

Im Falle eines Stromquellenrauschens auf einer relativ hohen Frequenz, z. B. auf 300 kHz, ist im Gegensatz dazu die aufgrund der Phasendifferenz auftretende Potentialdifferenz zwischen dem Drainanschluß des MISFETs Q1 und dem des MISFETs Q2 relativ groß, so daß die Drainspannung des MISFETs Q1 in einer solchen Richtung geändert wird, daß die Potentialänderung des Ausgangsanschlusses Vout durch Anlegung der Rückkopplung erhöht wird. Darüber hinaus kann der den Phasenkompensationsschaltkreis bildende Kondensator C5 das Stromquellenrauschen auf einer relativ hohen Frequenz nicht abschneiden, sondern er überträgt es auf den Ausgangsanschluß Vout. Aus diesen Gründen erreicht die Potentialänderung am Ausgangsanschluß Vout im Falle des Stromquellenrauschens auf einer relativ hohen Frequenz einen Pegel, der nicht ohne weiteres vernachlässigt werden kann.

Ausgehend von der eingangs genannten Anordnung ist es daher Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Verstärker mit hohem Unterdrückungsverhältnis für das Stromquellenrauschen zu schaffen, der für eine integrierte Schaltung geeignet ist.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß mit den im Kennzeichen des Patentanspruchs 1 angegebenen Merkmalen gelöst, wobei Rückkopplungskreise beispielsweise aus der oben genannten Literaturstelle Tietze-Schenk an sich bekannt sind.

Der Kondensator C1 der erfindungsgemäßen Phasenverzögerungsschaltung verzögert die Phase der Rauschsignale am ersten Anschluß n3 und bewirkt damit, daß die Phase an diesem ersten Anschluß n3 gleich der Phase am zweiten Anschluß n2 wird.

Eine vorteilhafte Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Schaltung ist im Unteranspruch 2 beschrieben.

Ein Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Verstärkers wird anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1 ein Schaltbild eines Verstärkers nach dem Stand der Technik;

Fig. 2 ein Schaltbild des Verstärkers gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;

Fig. 3 ein Schaltbild eines experimentellen Schaltkreises zur Untersuchung der Charakteristika des Verstärkers;

Fig. 4 ein Kennliniendiagramm des Verstärkers; und

Fig. 5 einen Querschnitt eines integrierten MIS-Schaltkreises.

Fig. 2 zeigt eine Ausführungsform des Verstärkers.

Der Verstärker dieser Ausführungsform weist eine Eingangsstufe in der Form eines Differenzverstärkers 1, eine Ausgangsverstärkungsstufe 2, einen Phasenkompensationsschaltkreis 3 und einen Vorspannungsschaltkreis 4 auf.

Der mit einer strichpunktierten Linie umrahmte Schaltkreis ist mittels der Technik für integrierte komplementäre MOS-Schaltkreise auf einem Halbleitersubstrat ausgebildet.

Die Eingangsstufe 1 weist ein Paar von Eingangs-MISFETs Q19, Q21, einen MISFET Q18, dessen Source mit dem Drainanschluß des MISFET Q19 verbunden ist, Last-MISFETs Q17, Q20, die zwischen die Drains der MISFETs Q18, Q21 und eine Stromquellenleitung DL geschaltet sind und einen Stromspiegel bilden, einen Konstantstrom-MISFET Q22, der zwischen den gemeinsamen Source-Anschluß der oben beschriebenen Eingangs-MISFETs Q19, Q21 und eine Referenzpotential-Leitung SL geschaltet ist, und einen Kondensator C1 auf, der zwischen den Drain-Anschluß des Last-MISFET Q17 und einen Schaltungspunkt auf Erdpotential geschaltet ist.

Die Eingangs-MISFETs Q19, Q21 und der MISFET Q18 sind vom N-Kanal-Typ, wohingegen die Last-MISFETs Q17, Q20 vom P-Kanal-Typ sind, und der Konstantstrom-MISFET Q22 ist wiederum vom N-Kanal-Typ.

Die Eingangs-MISFETs Q19 und Q21 haben dieselbe Größe und dieselben Charakteristika. In ähnlicher Weise haben auch die den Stromspiegel bildenden Last-MISFETs Q17 und Q20 dieselbe Größe und dieselben Charakteristika. Auf diese Weise werden die Offset-Spannung und der Driftstrom der Eingangsstufe 1 auf ein Minimum reduziert.

Wie in der Zeichnung mit gestrichelten Linien wiedergegeben, sind die Substrat-Gates der N-Kanal-MISFETs Q10, Q12, Q18, Q19 und Q21 jeweils mit ihren Source-Anschlüssen verbunden, wohingegen die Substrat-Gates der anderen N-Kanal-MISFETs mit dem Schaltungspunkt auf dem niedrigsten Potential, d. h. mit der Referenzpotentialleitung SL verbunden sind. Die Substrat-Gates der P-Kanal-MISFETs sind mit dem Schaltungspunkt auf dem höchsten Potential, d. h. mit der Stromquellenleitung DL verbunden.

Da das Potential des Substrat-Gates jedes Eingangs-MISFET gleich seinem Source-Potential ist, wird der Transistor von einer charakteristischen Änderung aufgrund des bekannten Substrateffekts nicht wesentlich beeinflußt. Als Folge davon kann die Begrenzung für den Eingangsspannungsbereich herabgesetzt werden.

Die Ausgangsverstärkungsstufe 2 besteht aus einem P-Kanal-MISFET Q24, der zwischen den Ausgangsanschluß Vout und die Stromquellenleitung DL geschaltet ist, und aus einem Konstantstrom-MISFET Q25, der zwischen den Drainanschluß des P-Kanal-MISFETs Q24 und die Referenz-Potentialleitung SL geschaltet ist.

Der Phasenkompensationsschaltkreis 3 besteht aus einem P-Kanal-MISFET Q23 und einem phasenkompensierenden Kondensator C2, die in Serie zwischen den Drainanschluß des oben beschriebenen MISFETs Q21 und den Ausgangsanschluß Vout geschaltet sind.

Der Vorspannungsschaltkreis 4 besteht aus N-Kanal-MISFETs Q10, Q12, Q13, Q16 und P-Kanal-MISFETs Q8, Q9, Q11, Q14, Q15.

Der MISFET Q13 bildet zusammen mit dem Konstantstrom-MISFET Q22 in der Eingangsstufe 1, mit dem Konstantstrom-MISFET Q25 in der Ausgangsverstärkungsstufe 2 und mit dem MISFET Q16 einen Stromspiegel und legt an diese Transistoren eine Vorspannung an.

Der MISFET Q8 bildet zusammen mit den MISFETs Q9 und Q11 einen Stromspiegel und legt an diese eine Vorspannung an. Das Gate des MISFETs Q10 wird mit einer vorgegebenen Referenzspannung V_ref₂ beaufschlagt, um eine geeignete Leitfähigkeit zu halten. Demgemäß wird die Spannung über dem Stromquellenanschluß VDD und dem Erdanschluß GND mit dem Leitfähigkeitsverhältnis zwischen der Leitfähigkeit des MISFETs Q8 und der des MISFETs Q10 geteilt, und die durch diese Spannungsteilung erhaltene konstante Spannung wird an jeden der MISFETs Q9 und Q11 angelegt.

Als Folge daraus wird der MISFET Q9 mit einer geeigneten Leitfähigkeit versehen. Die Spannung über den Stromquellenanschlüssen VDD und Vss wird mit dem Leitfähigkeitsverhältnis zwischen der Leitfähigkeit dieses MISFETs Q9 und der des MISFETs Q13 geteilt, und die daraus resultierende konstante Spannung wird sowohl an den Konstantstrom-MISFET Q22 in der Eingangsstufe 1 als auch an den Konstantstrom-MISFET Q25 in der Ausgangsverstärkungsstufe 2 und den MISFET Q16 angelegt. Als Ergebnis davon arbeiten die MISFETs Q16, Q22 und Q25 als Konstantstromquellen.

Das Gate eines jeden der MISFETs Q14, Q15 ist mit dessen Drain verbunden, um eine Art Diode zu bilden. Da der MISFET Q16 als Konstantstromquelle arbeitet, befindet sich das Potential am Schaltungspunkt n5 auf einem vorgegebenen konstanten Wert. Da auf diese Art ein vorgegebenes Potential an den den Phasenkompensationsschaltkreis 3 bildenden MISFET Q23 angelegt wird, arbeitet der als eine Art Widerstandselement.

In dieser Ausführungsform sind die Schwellenspannungen und die Charakteristika der MISFETs Q14 und Q20 so festgesetzt, daß das Potential am Schaltungspunkt n7 im wesentlichen gleich dem am Schaltungspunkt n2 ist. Die Schwellenspannung und die Charakteristika des MISFETs Q15 sind so festgesetzt, um zwischen den Schaltungspunkten n7 und n5 eine Spannung zu bilden, die der Spannung entspricht, die zwischen dem Source-Anschluß und dem Gate-Anschluß des MISFETs Q23 anzulegen ist, so daß dieser Transistor einen vorgegebenen Widerstandswert aufweist.

Demgemäß kann der Widerstandswert des MISFETs Q23 auf einem vorgegebenen Wert gehalten werden, selbst wenn sich das Potential der Stromquellenleitung DL ändert. Ändert sich in anderen Worten das Potential der Stromquellenleitung DL, so ändert sich als Antwort darauf das Potential des Schaltungspunktes n2, d. h. das Source-Potential des MISFETs Q23. Damit verändert sich als Antwort auf die Potentialänderung der Stromquellenleitung DL auch das Potential eines jeden der Schaltungspunkte n7 und n5. Da die Potentialänderungen der Schaltungspunkte n2 und n5 einander gleich sind, bleibt die Spannung über dem Source- und dem Gate-Anschluß des MISFETs Q23 konstant, ohne von der Potentialänderung der Stromquellenleitung DL wesentlich beeinflußt zu werden. Auf diese Weise kann die Phasenkompensation stabil gemacht werden.

Der Drain-Anschluß des MISFETs Q12 ist mit dem Gate-Anschluß verbunden, und der Transistor arbeitet als eine Art Diode. Das Potential des Schaltungspunktes n4 ist im wesentlichen konstant, da der MISFET Q11 als eine Konstantstromquelle arbeitet.

Der MISFET Q18 wird im Sättigungsbereich betrieben. Die Schwellenwerte und die Charakteristika des Konstantstrom-MISFETs Q11 und des zur Diode verbundenen MISFETs Q12 zur Bildung der ans Gate des MISFETs Q18 anzulegenden Spannung sind deshalb so festgesetzt, daß der MISFET Q18 im Sättigungsbereich arbeitet.

Da der MISFET Q18 im Sättigungsbereich betrieben wird, kann die Drainspannung des Eingangs-MISFETs Q19 im wesentlichen konstant gehalten werden, selbst wenn sich das Potential an der Stromquellenleitung DL aufgrund von Rauschen oder ähnlichem ändert. Das heißt in anderen Worten, daß die Vorspannung des Eingangs-MISFETs Q19 durch eine Potentialänderung der Stromquellenleitung DL kaum beeinflußt wird.

Diese Anordnung ermöglicht es, die Übertragung von Stromquellenrauschen vom Eingangsanschluß IN1 auf den Ausgangsanschluß Vout durch einen Rückkopplungskreis zu reduzieren, selbst wenn zwischen dem Eingangsanschluß IN1 und dem Ausgangsanschluß Vout ein derartiger Kopplungsschaltkreis angeordnet ist.

Ohne die Anordnung des MISFETs Q18 wird sich die Drainspannung des Eingangs-MISFETs Q19 als Antwort auf eine Potentialänderung der Stromquellenleitung DL ändern. Wie bekannt weisen die MISFETs parasitäre Kapazitäten aufgrund des Überlappens ihrer Gate-Elektroden mit dem Drainbereich auf. Demgemäß wird eine Schwankung der Drainspannung des Eingangs-MISFETs Q19 auf seine Gate-Elektrode und dann durch den Rückkopplungskreis auf den Ausgangsanschluß Vout übertragen. Wenn der MISFET Q18, der im Sättigungsbereich arbeitet, zwischen dem Eingangs-MISFET Q19 und seinem Lastschaltkreis angeordnet ist, kann die Drainspannung des Eingangs-MISFET bezüglich Potentialänderungen der Stromquellenleitung DL im wesentlichen konstant gehalten werden. Als Folge davon ist es möglich, die Übertragung des Stromquellenrauschens vom Eingangsanschluß auf den Ausgangsanschluß über den Rückkopplungskreis zu reduzieren.

Im Ausführungsbeispiel ist ein Kondensator C1 mit dem Drainanschluß des den Stromspiegel bildenden Last-MISFETs Q17 verbunden.

Die Kapazität dieses Kondensators C1 ist so gewählt, daß die Phase des am Schaltungspunkt n2 aufgrund des Stromquellenrauschens auftretenden Rauschens im wesentlichen gleich der Phase des Rauschens wird, das in der Stromquellenleitung DL auftritt.

Wie im folgenden beschrieben, wurde die Beziehung zwischen der Kapazität des Kondensators C1 und dem Unterdrückungsverhältnis des Stromquellenrauschens (im folgenden als "PSRR" bezeichnet) mittels des in Fig. 3 dargestellten experimentellen Schaltkreises untersucht. Ein wirksames PSRR konnte erhalten werden, wenn die Kapazität des Kondensators C1 im wesentlichen gleich der des oben beschriebenen Kondensators C2 war. Das PSRR gibt hier das Verhältnis der für die Stromquellenspannung zutreffenden Amplitude VIN zur Größenänderung ΔVout der dadurch erzeugten Ausgangsspannung Vout wieder, wie durch folgende Gleichung ausgedrückt:

PSRR = 20log (V_IN/ΔV_out) [dB]

Wie aus obiger Gleichung deutlich zu sehen ist, wird der Verstärkungsschaltkreis umso empfindlicher gegen das Stromquellenrauschen, je größer PSRR ist.

Im folgenden werden der untersuchte Schaltkreis und die Untersuchungsergebnisse beschrieben.

Fig. 3 zeigt einen Schaltplan des experimentellen Schaltkreises und Fig. 4 die Untersuchungsergebnisse.

Der experimentelle Schaltkreis wurde unter dem Gesichtspunkt gebildet, daß der in Fig. 2 gezeigte Verstärker bei einem geschalteten Kondensator verwendet wird. Der experimentelle Schaltkreis besteht somit aus einem Verstärker OP1, der analog dem in Fig. 2 gezeigten Verstärker ist, einem zwischen den invertierenden Eingangsanschluß (-) und den Ausgangsanschluß geschalteten Rückkoppelkondensator CF, einem Lastkondensator C3, MISFETs Q26 und Q27 zur Simulation eines Schalters bei einem geschalteten Kondensator, und einem Kondensator C4 zur Simulation eines Kondensators, auf den in dem geschalteten Kondensator eine Ladung übertragen wird. Das Erdpotential wird auf den nicht invertierenden Eingangsanschluß des Verstärkers OP1, auf eine der Elektroden des Kondensators C3 und auf eine der Elektroden des Kondensators C4 gegeben, und eine stabilisierte Spannung Vss wird auf die Referenzpotentialleitung SL des Verstärkers OP1 und auf das Gate des P-Kanal-MISFETs Q27 gegeben. An das Gate des N-Kanal-MISFETs Q26 ist eine stabilisierte Spannung VDD angelegt. Die Spannung VDD ist auch an die Stromquellenleitung DL des Verstärkers OP1 durch einen Signalerzeugungsschaltkreis angelegt, der Rauschen generiert. Dieser Signalerzeugungsschaltkreis generiert eine Sinuswelle von 300 kHz mit einer Amplitude von Spitze zu Spitze von ±100 mV. Demgemäß wird auf die Stromquellenleitung DL eine Spannung VDD gegeben, der 300-kHz-Rauschen mit einer Amplitude von Spitze zu Spitze von ±100 mV überlagert ist.

In diesem experimentellen Schaltkreis ist die Kapazität des Kondensators C3 auf 2 pF und die des Kondensators C4 auf 20 pF festgesetzt. Der phasenkompensierende Kondensator C2 (vgl. Fig. 2) des Verstärkers OP1 ist auf 5 pF festgesetzt.

Die Schwellenwerte des N-Kanal-MISFET und des P-Kanal-MISFET, die den experimentellen Schaltkreis bilden, betragen 0,75 V bzw. -0,56 V. Mit der Spannung Vss von -5 V beträgt die Spannung VDD 5 V. Die Referenzspannung V_ref₂ in dem Verstärker OP1 beträgt 2,5 V und die Versuchstemperatur 27°C, die Kapazität des Rückkoppelkondensators CF 4 pF. In Fig. 4 ist der PSRR-Wert, wenn die Kapazität des Kondensators C1 von 4 pF auf 7 pF verändert wird, als PS21, und wenn die Kapazität des Rückkoppelkondensators CF 30 pF beträgt, als PS22 dargestellt. Tabelle 2 zeigt die Größe W/L (W: Kanalbreite; L: Kanallänge) und die Leitfähigkeit jedes den Verstärker OP1 bildenden MISFETs in den zwei Arten von oben beschriebenen Experimenten (siehe Fig. 2).

Die charakteristischen Kurven PS11, PS12, PS31 und PS32 geben die Versuchsergebnisse wieder, wenn die Schwellenspannung V_ThN des N-Kanal-MISFETs, die Schwellenspannung V_ThP des P-Kanal-MISFETs, die Kapazität des Rückkoppelkondensators CF, die Meßtemperatur und die Spannungen VDD und Vss jeweils so festgesetzt sind, wie in Tabelle 1 gezeigt.

Aus den in Fig. 4 gezeigten Versuchsergebnissen zu schließen, wird der PSRR-Wert höher, wenn die Kapazität des Kondensators C1 etwas größer als die Kapazität des phasenkompensierenden Kondensators C2 im Verstärker ist, d. h. wenn sie etwa 5,5 pF beträgt. In anderen Worten bedeutet das, daß der Verstärker dann weniger empfindlich für das Rauschen der Stromquelle ist.

Da die Kapazität des Kondensators C1 auf einen relativ hohen Wert, wie oben beschrieben im wesentlichen gleich dem des phasenkompensierenden Kondensators C2, festgesetzt ist, kann die parasitäre Kapazität, die unvermeidlich erzeugt wird, wenn die MISFETs Q17, Q18 und ähnliche gebildet werden, nicht als Kondensator C1 verwendet werden. In dieser Ausführungsform ist der Kondensator C1 deshalb getrennt von der parasitären Kapazität angeordnet. Ein Beispiel für die Struktur dieses Kondensators C1 wird unter Bezugnahme auf Fig. 5 in Einzelheiten beschrieben.

Tabelle 1

Tabelle 2

Unter erneuter Bezugnahme auf Fig. 2 soll beschrieben werden, warum das PSRR des Verstärkers dadurch verbessert werden kann, daß die Phase des am Schaltungspunkt n2 auftretenden Rauschens im wesentlichen gleich der des in der Stromquellenleitung DL auftretenden Rauschens gemacht wird.

Der Verstärker dieser Ausführungsform wird verwendet, während der Rückkopplungskreis zwischen den Ausgangsanschluß Vout und den invertierenden Eingangsanschluß IN1 geschaltet ist. Als Rückkoppelkreis wird ein aus einem Widerstandselement, einem Kondensator, einer Leitung oder einer Parallelschaltung eines Kondensators und eines schaltenden Elementes bestehender Schaltkreis verwendet. Wenn unter Verwendung dieses Verstärkers z. B. ein Integrator gebildet werden soll, wird ein Kondensator oder eine Parallelschaltung eines Kondensators und eines schaltenden Elementes als Rückkoppelkreis verwendet. Soll ein Spannungsfolger gebildet werden, wird als Rückkoppelkreis eine Leitung verwendet. In diesen Fällen wird das Erdpotential im allgemeinen dem nicht invertierenden Eingangsanschluß des Verstärkers zugeführt.

Ist der Kondensator C1 nicht vorgesehen, wird der mit dem Schaltungspunkt n3 gekoppelte Kapazitätswert kleiner als der mit dem Schaltungspunkt n2 gekoppelte Kapazitätwert. Wenn z. B. das Potential der Stromquellenleitung DL durch Rauschen einer relativ hohen Frequenz angehoben wird, steigt das Potential am Schaltungspunkt n3 in Antwort auf diese Potentialerhöhung und danach das Potential am Schaltungspunkt n2 an. Das Potential am Schaltungspunkt n6 erhöht sich aufgrund des Potentialanstiegs des Schaltungspunkts n2 und der Stromquellenleitung DL. Der Potentialanstieg des Schaltungspunktes n6 wird über den Rückkoppelkreis auf das Gate des MISFETs Q19 übertragen. Da es sich um Rauschen einer hohen Frequenz handelt, fällt das Potential am Schaltungspunkt n3 in dieser Zeit auf einen relativ niedrigen Pegel ab. Darüber hinaus wird das Potential am Schaltungspunkt n3 durch den MISFET Q19 reduziert. Demgemäß fällt das Potential am Schaltungspunkt n3 auf einen niedrigen Pegel ab, wodurch der MISFET Q20 das Potential am Schaltungspunkt n2 relativ stark anhebt. Da das Gate-Potential des P-Kanal-MISFETs Q24 stark angehoben wird, wird das Potential am Schaltungspunkt n6 beträchtlich erniedrigt. Da das Potential am Ausgangsanschluß Vout auf diese Weise stark reduziert wird, entwickelt sich Rauschen.

Ist dagegen wie beschrieben der Kondensator C1 vorgesehen, wird das Potential am Schaltungspunkt n3 auf einem relativ hohen Wert gehalten, wenn der Potentialanstieg am Schaltungspunkt n6 durch den Rückkopplungskreis auf das Gate des MISFETs Q19 übertragen wird. Aus diesem Grund befindet sich, selbst wenn das Potential am Schaltungspunkt n3 vermindert wird, das Potential auf einem höheren Wert, als wenn der Kondensator C1 nicht vorgesehen ist. Mit anderen Worten wird der Potentialanstieg am Schaltungspunkt n2 auf einen Wert begrenzt, der kleiner als der ohne den Kondensator C1 ist, so daß es möglich ist zu verhindern, daß das Potential am Ausgangsanschluß Vout durch den MISFET Q24 übermäßig erniedrigt wird.

Es ist somit möglich, die Potentialänderung am Ausgangsanschluß zu minimieren und das PSRR zu verbessern. Da die Amplitude des Potentials am Schaltungspunkt n2 begrenzt ist, wird es ebenfalls möglich, die auf den Ausgangsanschluß Vout durch den Phasenkompensationsschaltkreis übertragene Potentialänderung zu minimieren.

Obwohl auf diese Weise das hochfrequente Rauschen erklärt wurde, kann auch das PSRR des Verstärkers gegen das Rauschen im Niederfrequenzbereich im Falle eines niederfrequenten Rauschens verbessert werden, da die Potentialänderung am Schaltungspunkt n2 begrenzt ist.

Die vorhergehende Beschreibung erklärt den Fall, daß ein Rückkopplungskreis angeordnet ist, aber das PSRR des Verstärkers kann auch in dem Fall verbessert werden, wenn kein Rückkopplungskreis vorgesehen ist, indem mit dem Schaltungspunkt n3 ein Kondensator C1 mit einer solchen Kapazität verbunden wird, daß die Phase des Rauschens in der Stromquellenleitung DL im wesentlichen gleich der Phase des am Schaltungspunkt n2 auftretenden Rauschens wird.

Wenn z. B. ohne einen derartigen Kondensator C1 das Potential der Stromquellenleitung DL aufgrund des Rauschens der Stromquelle ansteigt, erhöht sich auch im wesentlichen simultan das Potential am Schaltungspunkt n3. Da der Phasenkompensationsschaltkreis mit dem Schaltungspunkt n2 verbunden ist, erhöht sich jedoch das Potential am Schaltungspunkt n2 im Vergleich zum Potentialanstieg der Stromquellenleitung DL verspätet. Demgemäß liegt eine relativ große Spannung zwischen dem Source und dem Gate des P-Kanal-MISFETs Q24 an. Der Leitwert dieses MISFETs Q24 wird dementsprechend relativ groß, wodurch eine relativ große Änderung des Potentials am Schaltungspunkt n6 verursacht wird. Es tritt daher am Ausgangsanschluß Vout Rauschen auf.

Ist andererseits der Kondensator C1 mit dem Schaltungspunkt n3 verbunden, wird die Phase des am Schaltungspunkt n3 auftretenden Rauschens gegenüber dem Rauschen in der Stromquellenleitung DL verzögert. Das heißt, da aus dem Leitwert des MISFETs Q17 und dem Kondensator C1 ein Verzögerungsschaltkreis aufgebaut ist, wird die Potentialänderung am Schaltungspunkt n3 weit mehr verzögert als die Potentialänderung in der Stromquellenleitung DL. Steigt z. B. das Potential in der Stromquellenleitung DL aufgrund des Rauschens der Stromquelle an, steigt das Potential am Schaltungspunkt n3 verspätet zum Potentialanstieg der Stromquellenleitung DL an, so daß eine relativ große Spannung über dem Source- und dem Gate-Anschluß des P-Kanal-MISFETs Q20 anliegt, wodurch der Leitwert des MISFETs Q20 erhöht und der Potentialanstieg am Schaltungspunkt n2 beschleunigt wird.

Wie aus der obigen Beschreibung deutlich wird, kann die Phase der am Schaltungspunkt n2 auftretenden Potentialänderung durch Steuerung der Kapazität des Kondensators C1 reguliert werden. Demgemäß kann die Phase der am Schaltungspunkt n2 auftretenden Potentialänderung im wesentlichen gleich der Phase der Potentialänderung in der Stromquellenleitung DL gemacht werden, indem die Kapazität des Kondensators C1 auf einen angemessenen Wert (im wesentlichen gleich der Kapazität des Kondensators C2) gesetzt wird, so daß die über Source und Gate des P-Kanal-MISFETs Q24 angelegte Spannung kleiner wird, als wenn der Kondensator C1 nicht angeordnet ist. Daher wird der Leitwert des MISFETs Q24 kleiner als ohne den Kondensator C1, und damit wird auch die Potentialänderung am Schaltungspunkt n6 kleiner. Das heißt, das am Ausgangsanschluß Vout aufgrund des Stromquellenrauschens in Erscheinung tretende Rauschen kann verringert und das PSRR des Verstärkers verbessert werden.

Der in Fig. 3 gezeigte Verstärker kann aufgrund der beiden oben beschriebenen Gründe ein PSRR erzielen, das so hoch ist wie in Fig. 4 gezeigt.

In Fig. 2 ist SR1 ein Schaltregulator, der bezüglich Erdpotential eine positive Spannung VDD bildet, und SR2 ist ein Schaltregulator, der bezüglich Erdpotential eine negative Spannung Vss bildet.

Der Schaltregulator besteht aus einem schaltenden Element, einem Umformer, an den eine vom schaltenden Element geschaltete Eingangsspannung angelegt wird und der eine Ausgangsspannung bildet, und einem Stabilisierungsschaltkreis, der die vom Umformer erzeugte Ausgangsspannung empfängt und das schaltende Element steuert, so daß seine Ausgangsspannung einen vorgegebenen Wert erreicht.

Nach dem Schaltbetrieb des schaltenden Elements bildet der Schaltregulator die Ausgangsspannung. Zu dieser vom Regulator aufgrund des Schaltbetriebs erzeugten Ausgangsspannung tritt unvermeidlich unerwünschtes Rauschen hinzu. Die Arbeitsgeschwindigkeit des Schaltbetriebs wurde erhöht, um die Größe und das Gewicht des Schaltregulators zu reduzieren. Das führt zu dem Problem, daß unerwünschtes Rauschen einer relativ hohen Frequenz, z. B. etwa 300 kHz, zur vom Schaltregulator erzeugten Ausgangsspannung hinzutritt.

Die charakteristischen Eigenschaften eines Schaltregulators, wie kompakte Bauweise und geringes Gewicht, können jedoch wirksam genutzt werden, wenn der Schaltregulator als Stromversorgungsgerät für einen Verstärker verwendet wird, der wie beschrieben gegen Stromquellenrauschen sehr widerstandsfähig ist.

Wie angegeben kann ein Verstärker mit einem hohen PSRR durch einen einfachen Aufbau erreicht werden, indem nur ein Kondensator angeordnet wird.

Fig. 5 ist ein Querschnitt einer integrierten MIS-Schaltung, die den oben beschriebenen Verstärker beinhaltet.

Als nächstes wird die Struktur eines jeden der oben erwähnten Kondensatoren C1, C2, des P-Kanal-MISFETs und des N-Kanal-MISFETs beschrieben. Der Last-MISFET Q20 und der Eingangs-MISFET Q21 werden als typische Beispiele von P- bzw. N-Kanal-MISFETs behandelt.

Eine auf einem N-dotierten einkristallinen Siliziumsubstrat 100 über einem relativ dicken Oxidfilm 106 gebildete Polysiliziumschicht 111 bildet eine der Elektroden des Kondensators C1 und eine Siliziumdioxidschicht 113 die dielektrische Schicht dieses Kondensators C1. Die andere Elektrode des Kondensators C1 wird von einer Aluminiumschicht 115 gebildet, die auf der Polysiliziumschicht 111 über dieser Siliziumoxidschicht 113 ausgebildet ist. In ähnlicher Weise bildet eine auf dem Siliziumsubstrat 100 über dem relativ dicken Oxidfilm 106 ausgebildete Polysiliziumschicht 112 eine der Elektroden des Kondensators C2, und eine Siliziumoxidschicht 114 bildet seine dielektrische Schicht. Eine Aluminiumschicht 120, die über dieser Siliziumoxidschicht 114 auf der Polysiliziumschicht 112 ausgebildet ist, bildet die andere Elektrode des Kondensators C2.

Da die die Elektroden jedes Kondensators bildenden Schichten vom Substrat durch die relativ dicke Siliziumoxidschicht getrennt sind, kann die parasitäre Kapazität reduziert werden, die ansonsten zwischen der Elektrode und dem Substrat gebildet würde. Demgemäß kann der Kondensator C1 (C2) mit einem gewünschten Wert zwischen dem Schaltungspunkt n3 (dem Schaltungspunkt n6) und dem Schaltungspunkt auf Erdpotential (dem Drainanschluß des MISFETs Q23) gebildet werden, indem die Bereiche der die Elektrode bildenden Aluminium- und Polysiliziumschicht oder die Dicke des die dielektrische Schicht bildenden Siliziumoxidfilms geeignet gewählt werden.

Die die zweite Elektrode des Kondensators C1 bildende Aluminiumschicht 115 ist mit dem Schaltungspunkt n2 (siehe Fig. 2) und die die erste Elektrode bildende Polysiliziumschicht 111 mit dem Schaltungspunkt auf Erdpotential verbunden. Die die zweite Elektrode des Kondensators C2 bildende Aluminiumschicht 120 ist mit einer der Elektroden des MISFETs Q23 und die die erste Elektrode des Kondensators C2 bildende Polysiliziumschicht 112 mit dem Schaltungspunkt n6 (siehe Fig. 2) verbunden.

Der P-Kanal-MISFET Q20 besteht aus P-dotierten Diffusionsbereichen 103, 104, die auf dem N-dotierten Siliziumsubstrat 100 gebildet sind, und aus der aus der Polysiliziumschicht bestehenden Gate-Elektrode 122, die auf dem Substrat 100 über einer relativ dünnen Gateoxidschicht 105 gebildet ist. Der N-Kanal-MISFET Q21 besteht aus N-dotierten Diffusionsbereichen 107, 108, die in einem P-dotierten Trogbereich gebildet sind, und aus der aus einer Polysiliziumschicht bestehenden Gate-Elektrode 123, die auf dem Trogbereich über einer Gateoxidschicht gebildet ist.

Als nächstes wird das Verfahren zur Herstellung dieses integrierten MIS-Schaltkreises erklärt.

(A) Zuerst wird auf dem N⁻-dotierten einkristallinen Siliziumsubstrat 100 in einem Bereich, in dem der N-Kanal-MISFET Q21 zu bilden ist, ein P⁻-dotierter Trogbereich 101 ausgebildet. In dem P⁻-dotierten Trogbereich 101 und in dem Bereich, in dem der P-Kanal-MISFET Q20 zu bilden ist, werden eine Siliziumoxidschicht und danach eine Siliziumnitridschicht ausgebildet. In dem Bereich, in dem diese Siliziumnitridschicht nicht gebildet wird, werden Bor bzw. Phosphor selektiv eindiffundiert, wodurch Kanalstopper 102 und 109 ausgebildet werden. Danach wird die Oberfläche des Siliziumsubstrats unter Verwendung der Siliziumnitridschicht als Maske selektiv oxidiert und dadurch eine Feldoxidschicht 106 gebildet.

(B) Nach Entfernung der Siliziumoxidschicht und der Siliziumnitridschicht wird die Oberfläche der Bereiche, in denen MISFETs Q20, Q21 gebildet werden sollen, unter Ausbildung einer dünnen Gateoxidschicht (Siliziumoxidschicht) 105 oxidiert.

(C) Mittels chemischer Dampfabscheidung (CVD) wird Polysilizium auf den gesamten Oberflächen der Feldoxidschicht 106 und der Gateoxidschicht 105 abgeschieden und durch Photoätzen selektiv geätzt, um Polysiliziumschichten 122, 123, 111 und 112 so auszubilden, daß die Bereiche zurückbleiben, in denen die Gate-Elektroden 122, 123 und eine Elektrode 111, 112 jedes Kondensators C1, C2 zu bilden sind. Als nächstes wird die durch Photoätzen freigelegte Gateoxidschicht durch Ätzen entfernt.

(D) In dem Bereich, in dem der N-Kanal-MISFET zu bilden ist, wird eine Photoresist-Maske ausgebildet und die Diffusion eines P-leitenden Dotierstoffs durchgeführt, wobei Bor o. ä. verwendet wird. Das führt dazu, daß die Gate-Elektroden (Polysiliziumschichten) 122 und die Polysiliziumschichten 111, 112 einen niedrigen Widerstand haben. Zur selben Zeit wird die Hauptoberfläche des Siliziumsubstrats 100 unter Verwendung der Gate-Elektrode 122 zur Selbstabdeckung mit Bor dotiert, wodurch die P⁺-dotierten Diffusionsbereiche als die Source- und Drain-Bereiche 103 und 104 gebildet werden.

(E) Nach Entfernen der im Schritt (D) gebildeten Photoresist-Maske wird eine weitere Photoresist-Maske in dem Bereich formiert, in dem der P-Kanal-MISFET Q20 auszubilden ist, und ein N-leitender Dotierstoff wie z. B. Phosphor diffundiert. Das führt dazu, daß die Gate-Elektrode (Polysiliziumschicht) 123 einen niedrigen Widerstand aufweist. Zur selben Zeit wird die Hauptoberfläche des P⁻-dotierten Trogbereiches 101 unter Selbstabdeckung mit Phosphor dotiert, und die N⁺-dotierten Diffusionsbereiche werden als die Drain- und Source-Bereiche 107 und 108 ausgebildet.

(F) Nach Entfernen der im Schritt (E) gebildeten Photoresist-Maske wird auf der gesamten Oberfläche mittels chemischer Dampfabscheidung eine Phosphorsilicatglasschicht 110 formiert. Diese Phosphorsilicatglasschicht wird auf den Oberflächen der Polysiliziumschichten 111, 112, die jeweils eine Elektrode der Kondensatoren C1, C2 bilden, durch Photoätzen entfernt. Die auf diese Weise freigelegten Oberflächen der Polysiliziumschichten 111, 112 werden anschließend oxidiert, um Siliziumoxidschichten 113, 114 als die dielektrischen Schichten der Kondensatoren C1, C2 zu bilden.

(G) Auf dem Phosphorsilicatglas in den Source- und Drain-Bereichen 103, 108 und 104, 107 der MISFETs Q20, Q21 und auf dem Phosphorsilicatglas auf den Polysiliziumschichten 111, 112 der Kondensatoren C1, C2 werden Kontaktöffnungen gebohrt. Die auf dem Phosphorsilicatglas auf den Polysiliziumschichten 111, 112 gebildete Kontaktöffnung ist in der Zeichnung jedoch nicht dargestellt.

(H) Auf der gesamten Oberfläche wird mittels Dampfabscheidung oder ähnlichem eine Aluminiumschicht abgeschieden und danach in einer gewünschten Form einem Ätzvorgang unterzogen. Danach werden die Aluminiumleiterbahnschichten 116, 117, 118, 119 und die die Polysiliziumschichten 111, 112 bedeckenden Aluminiumschichten 115, 120 gebildet.

(I) Auf den Aluminiumleiterbahnschichten und den Aluminiumschichten wird eine abschließende Passivierschicht 121 ausgebildet, um den integrierten MIS-Schaltkreis, wie er in Fig. 5 dargestellt ist, fertigzustellen.

Der N-Kanal-MISFET Q21 ist übrigens im selben P-dotierten Trogbereich wie der MISFET Q19, der MISFET Q10 im selben P-dotierten Trogbereich wie der MISFET Q12 und der MISFET Q13 im selben P-dotierten Trogbereich wie die MISFETs Q16, Q22, Q25 ausgebildet. Der Source-Bereich eines jeden MISFET ist mit dem P-dotierten Trogbereich, in dem er gebildet ist, elektrisch verbunden. Diese Anordnung kann die charakteristische Änderung aufgrund des Substrateffekts reduzieren.

Die die Dielektrika der Kondensatoren C1, C2 bildenden Schichten 113, 114 können auch jeweils Nitridschichten sein. In diesem Fall sind leicht Kondensatoren C1, C2 mit hoher Kapazität zu erhalten, da die Dielektrizitätskonstante von Nitrid höher als die von Siliziumoxid ist. In der oben beschriebenen Ausführungsform besteht eine der Elektroden eines jeden Kondensators C1, C2 aus mit einem P-leitenden Dotierstoff dotierten Polysilizium, sie kann jedoch ebenso aus Polysilizium bestehen, in das ein N-leitender Dotierstoff eingebracht ist.

Obwohl ein Verstärker beschrieben wurde, der mit zwei Stromquellenspannungen VDD und Vss arbeitet, kann auch ein Verstärker Anwendung finden, der mit einer Stromquellenspannung VDD arbeitet.

Der Verstärker, auf den die vorliegende Erfindung Anwendung findet, wird als ein einen integrierten CODEC-Schaltkreis bildender Operationsverstärker verwendet, um z. B. das Unterdrückungsverhältnis für das Stromquellenrauschen des integrierten CODEC-Schaltkreises als Ganzes zu verbessern. Die vorliegende Erfindung ist jedoch nicht auf diese Anwendung beschränkt, sondern kann allgemein für Verstärker und insbesondere für Operationsverstärker als Mittel zur Verbesserung ihres PSRR Verwendung finden.

In Abhängigkeit von den Herstellungsbedingungen eines integrierten MIS-Schaltkreises kann die Phase des Rauschens am Schaltungspunkt 2 selbst dann im wesentlichen gleich der des Rauschens in der Stromquellenleitung gemacht werden, wenn die Kapazität des Kondensators C1 nicht im wesentlichen gleich der des phasenkompensierenden Kondensators C2 ist, wodurch das PSRR des Verstärkers verbessert wird. Die Kapazität des Kondensators C1 kann in Abhängigkeit vom angestrebten PSRR-Wert variiert werden.

Der Phasenkompensationsschaltkreis ist ebenfalls nicht auf die oben beschriebene Ausführungsform beschränkt.

Claims (2)

1. Verstärker mit

• (a) einem Eingangs-Differenzverstärker (1) mit einem invertierenden (IN1) und einem nicht invertierenden (IN2) Eingangsanschluß; wobei der Differenzverstärker durch
• (b) einen ersten Eingangs-Feldeffekttransistor (Q19) eines ersten Leitfähigkeitstyps, dessen Gate mit dem invertierenden Eingangsanschluß (IN1) verbunden ist, und durch
• (c) einen zweiten Eingangs-Feldeffekttransistor (Q21) des ersten Leitfähigkeitstyps gebildet wird, dessen Gate mit dem nicht invertierenden Eingangsanschluß (IN2) verbunden ist; mit
• (d) einem aktiven Lastschaltkreis mit einem ersten Anschluß (n3), mit dem der Drain-Anschluß des ersten Feldeffekttransistors (Q19) verbunden ist, mmit einem zweiten Anschluß (n2), mit dem der Drain-Anschluß des zweiten Feldeffekttransistors (Q21) verbunden ist, mit einem dritten Anschluß, mit dem ein Stromversorgungsanschluß (VDD) verbunden ist, und mit einem Steuerelement (Q20), das zwischen den zweiten (n2) und den dritten (VDD) Anschluß geschaltet ist und dessen Leitfähigkeit in Übereinstimmung mit dem Potential des ersten Anschlusses (n3) gesteuert wird; und mit
• (e) einem Phasen-Kompensationsschaltkreis (3), der mit dem zweiten Anschluß (n2) des aktiven Lastschaltkreises verbunden ist;
  gekennzeichnet durch
• (f) einen Rückkopplungskreis, durch den ein auf der Grundlage eines am zweiten Anschluß (n2) des aktiven Lastschaltkreises auftretenden Signales erzeugtes Ausgangssignal an den invertierenden Eingangsanschluß (IN1) angelegt wird;
• (g) eine Phasenverzögerungsschaltung mit einem Kondensator (C1), die zwischen den ersten Anschluß (n3) des aktiven Lastschaltkreises und einen Anschluß für ein vorgegebenes Potential geschaltet ist; und durch
• (h) einen dritten Feldeffekttransistor (Q18), der zwischen den ersten Anschluß (n3) des aktiven Lastschaltkreises und den Drain-Anschluß des ersten Feldeffekttransistors (Q19) geschaltet ist und der im Sättigungsbereich betrieben wird.

2. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Kondensator (C1) der Phasenverzögerungsschaltung eine erste Leitfähigkeitsschicht (111), die auf der Hauptoberfläche eines Halbleitersubstrates (100) über einem Feldisolationsfilm (106) gebildet ist, eine Isolierschicht (113), die auf der Oberfläche der ersten Leitfähigkeitsschicht (111) gebildet ist, und eine zweite Leitfähigkeitsschicht (115) aufweist, die auf der ersten Leitfähigkeitsschicht (111) über der Isolierschicht (113) gebildet ist.