DE3015939C2

DE3015939C2 - Elektronisches Zündsystem für eine Brennkraftmaschine

Info

Publication number: DE3015939C2
Application number: DE3015939A
Authority: DE
Inventors: Willy 7103 Schwaigern Minner
Original assignee: Licentia Patent Verwaltungs GmbH
Current assignee: Conti Temic Microelectronic GmbH
Priority date: 1980-04-25
Filing date: 1980-04-25
Publication date: 1983-10-13
Also published as: IT8121321A0; US4392474A; IT1167747B; DE3015939A1

Description

Die Erfindung betrifft ein elektronisches Zündsystem für eine Brennkraftmaschine mit einer Zündspule, gemäß den Merkmalen im Oberbegriff des Anspruches 1.
Herkömmliche KFZ-Zündeinrichtungen arbeiten mit einem mechanischen Kontakt, der geschlossen und geöffnet wird. Dieser Kontakt liegt im Stromkreis der Primärwicklung der Zündspule, der zwischen die Pole der Batterie geschaltet ist. Wenn der Kontakt geschlossen ist, fließt durch die Primärwicklung ein Strom /,,„ dem eine magne-

4ϊ tische Energie bezogen auf die Primärwicklung L] in der Größe

entspricht. Beim Öffnen des Schalters wird diese Energie frei und erzeugt auf der Sekundärseite eine Spannung, mit der die Zündkerze gezündet wird und so die magnetische Energie als Funkenenergie umgesetzt werden kann.

Das Öffnen und Schließen des Schalters wird von der Kurbelwelle des Motors gesteuert. Bei einem herkömmlichen 4-Takt-Motor muß während einer Kurbelwellenumdrehung zweimal der Kontakt geschlossen und geöffnet werden. Läuft daher der Motor beispielsweise mit

w) einer Drehzahl von 5000 Umdrehungen je Minute so entspricht dies einer Periodendauer des Zündkontaktes von 6 ms. Bei einer Drehzahl von 2500 Umdrehungen je Minute erhöht sich die Periodendauer auf 12 ms. Die verwendete Zündspule besitzt aufgrund ihres Verlustwi-

b5 derstandes eine Zeitkonstante und benötigt beispielsweise für das Ansteigen des Primärstromes von 0 auf 7.5 Λ eine Zeit von 5 ms, wenn eine Batteriespannung von 10 V zur Verfügung steht. Zum Abbau der Zündfunkenuicrgie

steht dann bei einer Drehzahl von 5000 Umdrehungen je Minute noch eine Zeit von 1 ms zur Verfugung. Der Kontakt ist somit bei einer genannten Drehzahl 5 ms lang geschlossen, wobei in dieser Zeit der Strom durch die Primärspule auf den gewünschten Wert von 7,5 A ansteigt. Das Verhältnis der Kontaktschließzeit zur Periodendauer wird als Schließwinkel bezeichnet. Dieser Schließwinkel s beträgt somit bei dem genannten Beispiel s=5/6 = 83,3%. Dieser Schließwinkel liegt je nach Zahl der Motorzylinder zwischen 65 und 85%.

Bleibt man bei dem beispielsweise angeführten Schließwinkel von 5=83,3%, so ergibt sich bei einer Drehzahl von 2500 Umdrehungen eine Kontaktschließzeit von 10 ms und eine Kontaktöffnungszeit von 2 ms. Diese Zeitdauern verdoppeln sich bei einer weiteren Halbierung der Motordrehzahl. Daraus ergibt sich, daß der Strom durch die Primärwicklung der Zündspule bei Drehzahlen unter 5000 Umdrehungen je Minute über den für die Zündung erforderlichen Maximalwert von beispielsweise 7,5 A ansteigt. Dies ist unerwünscht, da mit dem Strom auch die Energie in der Zündspule ansteigt und somit mehr Wärme umgesetzt werden muß. Bei sehr geringen Drehzahlen und bei höherer Batteriespannung kann dies zur Zerstörung des Zündsystems führen.

Zur Strombegrenzung auf den notwendigen Maximalwert wurde nun bereits eine Strombegrenzungsschaltung vorgeschlagen, die anhand der Fig. 1 kurz erläutert werden soll. In den Stromzweig der Primärwicklung L₁ der Zündspule ist der Transistor 7Z₃ und der Emitterwiderstand R, geschaltet. Der Transistor T₃ wird über die Transistoren 7"i und T₂ mit Hilfe des Steuersignals angesteuert. Das Steuersignal ergibt sich aus der Fig. 3a und wird an der Motorwelle beispielsweise mit einer einen Hallsensor enthaltenden Magnetschranke gewonnen. Der Highpegel an der Basis des Transistors 71 bewirkt, daß dieser Transistor leitend wird und somit der nachgeschaltete Transistor T₂ sperrt. Damit kann der über den Widerstand R₂ bezogene Strom /: als Basisstrom I_m in die Basis des Transistors T} fließen und diesen aussteuern, so daß der Strom durch die Induktivität U langsam ansteigen kann. Der Stromanstieg ergibt sich aus der Fig. 3b. Dieser Strom f_pr durch die Primärwicklung wird an dem Widerstand R₁ äbgefühli, wobei die an diesem Widerstand abfallende Spannung über den Operationsverstärker OP mit der Referenzspannung Ur_EF verglichen wird. Übersteigt die Spannung an R_s den Wert der Referenzspannung, was bei entsprechender Dimensionierung des Widerstandes Rf und der Referenzspannung beispielsweise bei einem Spulenstrom von 7,5 A der Fall ist. wird der Ausgang A des Operationsverstärkers OP negativ und zieht über die Diode D von der Basis des Transistors Tt, gerade so viel Strom Ib ab, daß der Wert von I_pr nicht mehr weiter ansteigt. Damit ergibt sich der in der Fig. 3b dargestellte Stromverlauf. Gestrichelt ist der Stromverlauf f_pr, dargestellt, der sich dann einstellen würde, wenn eine Strombegrenzungsschaltung der beschriebenen Art nicht vorhanden wäre.

Wenn das Eingangssignal an der Basis des Transistors T\ auf Low geht, wird der Transistor T\ gesperrt und folglich der Transistor T₂ leitend. Der Strom I₂ kann somit über den Transistor T₂ abfließen und der Transistor T₃ sperrt. Dadurch wird die Zündung eingeleitet, was beim Steuersignal durch nach unten gerichtete Pfeile angedeutet wird. Die Verweildauer t_e des Primärstroms l_p, in seinem Maximum ist im wesentlichen drehzahlabhängig, da für den Stromanstieg bis 7,5 A stets die gleiche Zeit von beispielsweise 5 ms benötigt wird.

Da die in einer Spule gespeicherte Energie nur von der Höhe des Stromes abhängig ist und nicht von der Dauer des Stromflusses, ergibt sich aus der Verweilzeit des Primärstromes in seinem Maximum eine vom Transistor T₃ abzuführende Verlustleistung, die nicht zur Zündung der Zündstrecke Z ausgenützt werden kann. Man ist daher bestrebt, den Beginn des Stromanstiegs in der Primärwicklung der Zündspule so zu verschieben, daß der Strom im Moment des Zündimpulses seinen Maximalwert erreicht. Zur Regelung dieses Vorganges ist es jedocL nötig, aus der Verweilzeit t_e des Stromes I_pr in seinem Maximum eine Stellgröße abzuleiten, die dann zur Regelung des elektronischen Zündsystems in der geschilderten Weise herangezogen werden kann. Diese Stellgröße kann nicht aus dem Verhalten des Operationsverstärkers OP gemäß Fig. 1 abgeleitet werden, da die Übertragungskennlinie dieses Operationsverstärkers keinen Sprung aufweisen soll, sondern abgeflacht sein muß. Bei einem sprunghaften Verlauf der Übertragungskennlinie des Operationsverstärkers käme es unter Umständen zu Fehlzündungen, die unbedingt zu vermeiden sind.

Eine weitergehende und dem Oberbegriff des Anspruches 1 entsprechende Schaltung für ein elektronisches Zündsystem ist aus der DE-OS 28 42 932 bekannt. Bei der bekannten Schaltung ist ein Widerstandsnetzwerk vorgesehen, an dem ein Spannungssprung auftritt, aus dem in Verbindung mit dem Steuersignal ein Impuls ableitbar ist, dessen Impulsweite ein Maß für die Verweildauer des Stroms durch die Primärwicklung in seinem Maximum ist. Bei der bekannten Schaltung ist zur Abfrage des Betriebs-

3u zustandes im Endtransistor ein zusätzlicher Strompfad mit einem entsprechenden zusätzlichen Stromaufwand erforderlich.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein elektronisches Zündsystem anzugeben, das gegenüber der bekannten Schaltung einfacher aufgebaut ist, mit weniger Schaltelementen und einem entsprechend geringeren Stromaufwand auskommt. Diese Aufgabe wird durch die Merkmale des kennzeichnenden Teils des Anspruches 1 gelöst.

Das Widerstandsnetzwerk ist vorzugsweise ein im Kollektorstrompfad des vorgeschalteten Transistors angeordneter Widerstand, der an ein Versorgungspotential angeschlossen ist. Dieses Versorgungspotential wird beispielsweise als stabilisiertes Potential über eine geeignete Stabilisierungsschaltung gewonnen. Der Emitter des vorgeschalteten Transistors ist mit der Basis des Transistors im Stromkreis der Primärwicklung verbunden, während die Basis des vorgeschalteten Transistors über eine Dioden-Strecke und einen Vorwiderstand an das sta-

■>o bilisierte Potential und außerdem an einen Schalter und an die Strombegrenzungsschaltung derart angeschlossen ist, daß bei der durch das Steuersignal vorgegebenen Zündung der Funkenstrecke der Basisstrom des vorgeschalteten Transistors über den geschlossenen Schalter abgeleitet wird, während er in der Stromanstiegsphase in der Primärwicklung alleine in die Basis des vorgeschalteten Transistors fließt und während der Verweilzeit des Primärwicklungsstroms in seinem konstanten Maximum in einem die Konstanthaltung bedingenden Maß von der Strombegrenzungsschaltung abgeleitet wird. Bei dieser Strombegrenzungsschaltung handelt es sich wieder vorzugsweise um den bereits anhand der Fig. 1 geschilderten Operationsverstärker OP, dessen einem Eingang eine Referenzspannung und dessen anderem Eingang eine dem Strom in der Primärwicklung entsprechende Spannung zugleitet wird. Der Ausgang des Operationsverstärkers ist dann an die Basis des vorgeschalteten Transistors angeschlossen. Bei dem Operationsverstärker handelt es sich beisDiebweise

um einen Schaltkreis, der im Handel unter der Bezeichnung TAA 521 erhältlich ist.

Die Erfindung und ihre weitere vorteilhafte Ausgestaltung soll im folgenden anhand der Fig.. 2 und 3 noch näher erläutert werden.

Die Schaltung der Fig. 2 ist die um die Erfindung erweiterte Schaltung gemäß Fig. 1. Insbesondere wurde die Schaltung der Fig. 1 um den Transistor 7"₄ erweitert, der dem im Stromkreis der Primärwicklung der Zündspule liegenden Transistor T₃ vorgeschaltet ist. Der Kollektorwiderstand R₄ dieses Transistors Ti₁ liegt an einem stabilisierten Potential £/_jra*, das aus der Batteriespannung gewonnen wird. Hierzu wird ein Transistor T\\ verwendet, dessen Basisspannungsteiler aus der Reihenschaltung des Widerstandes R_n und der Zenerdiode Dz besteht. Die stabilisierte Spannung U_slab ist dann die um 1X Übe reduzierte Spannung an der Zenerdiode D_z.

Die Basiselektrode des Transistors T₄ wird über den Kollektor des Transistors T₂ angesteuert, an dem über die Diode D auch der Ausgang des Operationsverstärkers und die mit dem stabilisierten Potential U_slab verbundene Reihenschaltung aus dem Transistor Ti₀ und dem Vorwiderstand R₂ angeschlossen ist. Der Transistor 7"₁₀ ist als in Flußrichtung betriebene Diode geschaltet. Die Transistoren Ti und T₄ sind Transistoren gleichen Leitungstyps, insbesondere /VTW-Bipolartransistoren.

Liegt an der Basis von T\ das Low-Potential des Steuersignals gemäß Fig. 3a, was während der Zündphase der Fall ist, dann ist T\ gesperrt, während der Transistor T₂ öffnet. Somit wird über den Vorwiderstand R₂ und den Transistor 7J₀ fließende Strom I₂ über die Kollektoremittierstrecke des Transistors T₂ abgespeist, so daß durch T₃ und T₄ kein Strom fließen kann. Das Kollcktorpotential von J₄ am Punkt C entspricht somit dem stabilisierten Potential, was sich aus dem Diagramm der Fig. 3c ergibt. Geht das Steuersignal der Fig. 3a am Eingang £von Low auf High, wird der Transistor 7Ί leitend und der Transistor T₂ aufgrund seines niederen Basispotentials gesperrt. Der Strom I₂ durch den Vorwiderstand R₂ steht somit als Basisstrom für den Transistor T₄ zur Verfugung, so daß durch diesen Transistor und damit auch durch den Transistor T^ Strom fließen kann. Wegen der Zeitkonstante der Zündspule kann zuerst nur ein sehr geringer Strom durch die Primärwicklung L\ und den Kollektor des Transistors Ty fließen, so daß T₄ den sollen nur durch den Widerstand R₄ begrenzten Strom liefert. Damit arbeitet der Transistor T₄ im Sättigungsgebiet, so daß an seinem Kollektor C ein Potential von ca. 0,7 bis 1,4 V während der Stromanstiegsphase durch die Primärwicklung L\ liegt. Dieser Potentialverlauf am Punkt Cergibt sich wiederum aus der Fig. 3c. Das Potential am Punkt C steigt infolge des zunehmenden Spannungsabfalles am Widerstand R₅ während der Stromanstiegsphase in der dargestellten Weise an.

Der Kollektorstrom I_pr durch den Transistor T₃ steigt bis zu dem Zeitpunkt an, wo der Operationsvei stärker aufgrund des Spannungsgleichgewichtes an seinen Eingängen anspricht und nunmehr über den Ausgang A einen Strom Iβ solcher Größe abzieht, daß der Strom /,,, konstant bleibt.

Ist der Widerstand R₄ im Kollektor des Transistors T₄ so dimensioniert, daß der von ihm durch R₄ begrenzte Strom wesentlich größer ist, als der erforderliche Basisstrom des Transistors T₃ beim Maximalstrom durch die Primärwicklung Li, springt die Spannung am Widerstand R₄ beim Erreichen des Maximalstroms durch die Primärwicklung auf den Wert

Uc = Ustab - iBWnrmax)' ^R*

Dieser Spannungswert unterscheidet sich wesentlich von dem während der Stromanstiegsphase durch L₁. Damit springt auch das Potential am Punkt Cgemäß dem Diagramm der Fig. 3c beim Erreichen des Wertes l_prmax auf einen wesentlich höheren Wert als während der Stromanstiegsphase. Der gesamte Potentialverlauf am Kollektor des Transistors T₄ ergibt sich aus dem Diagramm der Fig. 3c.

Dieser Potentialverlauf wird nun mit dem Schwell-ο potential am Punkt x, der der Verbindungspunkt zwischen dem Vorwiderstand R₂ und der Diodenstrecke des Transistors 7Ίο ist, verglichen. Das Potential am Punkt χ liegt um 1 Übe über dem Basis-Potential des Transistors T₄, so daß während der Stromanstiegsphase durch die Primärwicklung Lj das Potential am Punkt χ in jedem Fall über dem Potential am Punkt C liegt. Infolge des Potentialsprungs am Punkt C liegt nach Erreichen von I_Prmax das Schwellenpotential am Punkt χ unter dem Kollektorpotential des Transistors T₄. Im Diagramm der Fig. 3c ist das Schwellenpotential am Punkt χ in den Kontaktschließzeiten gestrichelt dargestellt.

Die Potentiale an den Punkten χ und C werden nun mit Hilfe eines Komparators aus den Transistoren T₆ und Γ_? miteinander verglichen. Die Transistoren Tj und T_h sind /W-Transistoren, deren Emitterelektroden über die Stromquelle Q_x mit dem stabilisierten Potential verbunden sind. Der Kollektor von Tf, liegt auf Masse, während der Kollektor T₅ über den Widerstand R₃ gleichfalls mit Masse verbunden ist. Parallel zum Widerstand Rs liegt die Basis-Emitterstrecke eines JVTW-Transistors 7"₇, dessen Kollektor mit dem Ausgang und mit dem Kollektor des Transistors T₉ verbunden ist. Die Basis des Transistors T₉ ist über einen Vorwiderstand R₉ mit dem Kollektor des Transistors T₈ verbunden, in dessen Kollektorzweig die Stromquelle Q₂ liegt. Die Emitter der JVTW-Transistoren T₆ und T₉ liegen auf Masse, während das Steuersignal über den Basis vorwiderstand Rs auf die Basis des Transistors T₆ gegeben wird.

Wenn am Eingang £das Steuersignal mit Low-Potential anliegt, ist der Transistor T₈ gesperrt und der Transistor T₉ geöffnet. Der Kollektor des Transistors T₉ und damit der Ausgang der Schaltung liegt somit auf Massepotential. Dies ergibt sich aus dem Diagramm der Fig. 3d, in dem das Ausgangssignal graphisch dargestellt ist.

In der Kontaktschließzeit ist während der Stromanstiegsphase von I_pr das Basispotential des Transistors F₆ höher als das des Transistors T$. Daher fließt der Strom aus der Stromquelle Q\ über den durchgesteuerten PNP-Transistor Ts und den Widerstand A₅ zur Masse. Am Widerstand Rs fallt dann ein Spannungsabfall ab, der zur Durchsteuerung des Transistors T, ausreicht, so daß das Kollektor-Potential des Transistors T₉ und damit wieder der Ausgang auch während der Stromanstiegszeit von I_pr auf Masse gezogen wird.

Sobald der Strom durch die Primärwicklung Li der Zündspule seinen konstanten Maximalwert erreicht, springt das Potential am Punkt C über das am Punkt x bestehende Potential. Somit übernimmt nun der mit dem geringeren Potential an der Basis beaufschlagte Transistor

T₆ des Komparators den Strom der Stromquelle Q₁, während der Transistor T₅ und damit auch der Transistor T-sperrt. Das Kollektorpotential an den Transistoren T₁ und T₉ und damit am Ausgang steigt somit an, da gleichzeitig am Eingang £ Highpotential anliegt. Am Ausgang stellt sich somit ein impulsförmiger Spannungsverlauf gemäß der Fig. 3d ein, wobei die Impulsweite r,, exakt der Verweildauer des Stroms I_pr durch die Primärwicklung L] in seinem Maximum entspricht. Aus diesen Impulsen läßt

sich nun eine analoge oder digitale Stellgröße gewinnen, mit der beispielsweise der Beginn des Stromflusses durch die Primärwicklung nach jeder Zündphase gesteuert bzw. so nachgeregelt werden kann, daß der Strom durch die Primärwicklung der Zündspule stets im Zeitzündpunkt seinen Maximalwert erreicht. Mit dem Impuls gemäß der Fig. 3d wird beispielsweise ein nachgeschaltetes RC-G\\ed aufgeladen, so daß an diesem eine Regelspannung entsteht, dessen Amplitude der Verweilzeit t_e

des Zündspulenstromes in seinem Maximum entspricht. Andererseits läßt sich die Impulsweite t_e auch mit Hilfe eines Mikroprozessors auszählen, um auf diese Weise eine digitale Stellgröße zu erhalten.

Bei einem Ausfuhrungsbeispiel mit einer stabilisierten Gleichspannung von U_Mb=6,2 V hatte der Widerstand R₄ die Größe von 500 Ω und der Widerstand R₂ von 2,6 kß. Die Schaltung wurde in integrierter Halbleitertechnik realisiert.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Elektronisches Zündsystem für eine Brennkraftmaschine mit einer Zündspule, deren Primärwicklung in einem Stromkreis mit einem von einem Steuersignal angesteuerten Transistor und einer den Strom in der Primärwicklung auf einen konstanten Maximalwert begrenzenden Strombegrenzungsschaltung liegt, während die Sekundärwicklung im Stromkreis der Funkenstrecke liegt, wobei zur Erfassung des Betriebszustandes im angesteuerten Transistor eine mit einem Widerstandsnetzwerk versehene Abfrageeinheit vorgesehen ist, die so dimensioniert ist, daß beim Erreichen des Maximalstroms durch die Primärwicklung an dem Widerstandsnetzwerk ein Spannungssprung auftritt, wobei aus dem Spannungssprung und dem Steuersignal ein Impuls ableitbar ist, dessen Impulsweite ein Maß für die Verweildauer des Stroms durch die Primärwicklung in seinem Maximum ist, dadurch gekennzeichnet, daß dem Transistor (Ti) im Stromkreis der Primärwicklung (Lj) ein weiterer, vom Steuersignal angesteuerter Transistor (Ta) vorgeschaltet ist, in dessen den Steuerstrom für den Transistor (Γ3) liefernden Kollektor-Strompfad das Widerstandsnetzwerk (Ra) angeordnet ist, und daß der vorgeschaltete Transistor (Ta) und das Widerstandsnetzwerk (Ra) so dimensioniert sind, daß während des Stromanstiegs in der Primärwicklung (Li) der vorgeschaltete Transistor (Ta) im Sättigungsgebiet arbeitet und beim Erreichen des Maximalstromes durch die Primärwicklung der Spannungssprung am Widerstandsnetzwerk (Ra) rr.it Hilfe der mit dem vorgeschalteten Transistor (Ta) verbundenen Strombegrenzungsschaltung (OP) auftritt.

2. Elektrisches Zündsystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Widerstandsnetzwerk ein im Kollektorstrompfad des vorgeschalteten Transistors (Ta) angeordneter Widerstand (Ra) ist, der an ein Versorgungspotential angeschlossen ist, daß der Emitter des vorgeschalteten Transistors (Ta) mit der Basis des Transistors (Γ3) im Stromkreis der Primärwicklung verbunden ist, und daß die Basis des vorgeschalteten Transistors (Ta) über eine Diodenstrecke (7Ίο) und einen Vbrwiderstand (R₂) an das Versorgungspotential und außerdem an einen Schalter (7J) und an die Strombegrenzungsschaltung (OP) derart angeschlossen ist, daß bei der durch das Steuersignal vorgegebenen Zündung der Funkenstrecke der Basisstrom des vorgeschalteten Transistors (74) über den geschlossenen Schalter (T₂) abgeleitet wird, während er in der Stromanstiegsphase in der Primärwicklung (Li) allein in die Basis des vorgeschalteten Transistors (Ta) fließt und während der Verweilzeit des Stroms durch die Primärwicklung in seinem konstanten Maximum in einem die Konstanthaltung bedingenden Maße von der Strombegrenzungsschaltung (OP) abgeleitet wird.

3. Elektronisches Zündsystem nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Strombegrenzungsschaltung (OP) ein Operationsverstärker ist, dessen einem Eingang eine dem Strom in der Primärwicklung entsprechende Spannung zugeleitet wird, während der Ausgang des Operationsverstärkers an die Basis des vorgeschalteten Transistors (Ta) angeschlossen ist.

4. Elektronisches Zündsystem nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Transistor (T₃) im Stromkreis der Primärwicklung (L₁) und der vorgeschaltete Transistor (T.) MW-Transistoren sind.

5. Elektronisches Zündsystem nach einem der Ansprüche 2 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß ein Komparator (T$, T₆) vorgesehen ist, der das Kollektorpotential am vorgeschalteten Transistor (T₄) mit dem um den Spannungsabfall an der Diodenstrecke (7Ίο) erhöhten Potential an der Basis des vorgeschalteten Transistors (Ta) vergleicht und aus diesem Vergleich ein Eingangssignal für ein nachgeschaltetes UND-Gatter (Γ₈, T₉) ableitet.

6. Elektronisches Zündsystem nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß das zweite Eingangssignal des UND-Gatters (7i, T₉) das Steuersignal ist, und daß das Ausgangssignal des UND-Gatters, das ein Maß für die Verweildauer des Stroms durch die Primärwicklung in seinem Maximum ist, als Stellgröße zur zeitlichen Steuerung des Beginns des Stromflusses durch die Primärwicklung nach jeder Zündphase dient.

7. Elektronisches Zündsystem nach einem der Ansprüche 2 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß der irr« Kollektorstrompfad des vorgeschalteten Transistors (7"₄) angeordnete Widerstand (R_A) an ein stabilisiertes Versorgungspotential angeschlossen ist.