DE2926979C2

DE2926979C2 -

Info

Publication number: DE2926979C2
Application number: DE2926979A
Authority: DE
Inventors: Ryoji Yokohama Kanagawa Jp Gamuh
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1978-07-06
Filing date: 1979-07-04
Publication date: 1992-08-27
Also published as: DE2926979A1; CH649387A5; JPS559147A; GB2025072B; GB2025072A; JPS581388B2; US4315212A

Description

Die Erfindung betrifft einen elektronischen Wattstundenzähler nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

Ein derartiger Wattstundenzähler ist beispielsweise aus der DE-PS 18 07 581 bekannt. Der Wattstundenzähler arbeitet nach dem Time-Division-Verfahren und weist einen Pulsbreitenmodulator und einen Multiplizierer mit Amplitudenmodulator auf. Der Pulsbreitenmodulator wandelt ein zur Verbraucherspannung proportionales Spannungssignal in Pulsbreitensignale um, die zur Steuerung des Amplitudenmodulators verwendet werden. An dem Amplitudenmodulator liegt ein zum Verbraucherstrom proportionales Signal an, welches gesteuert durch das Pulsbreitensignal mit wechselnder Polarität auf die Ausgangsleitungen des Multiplizierers geschaltet wird. Der zeitliche Mittelwert der zwischen den Ausgangsleitungen liegenden Spannung ist dem Produkt aus Verbraucherspannung und -strom proportional und wird mittels eines Frequenz-Wandlers in eine Pulsfolge konvertiert, deren Pulsfolgefrequenz der momentanen Leistung proportional ist. Die zeitliche Integration zur Ermittlung der verbrauchten Energie erfolgt durch Zählen der Pulse.

Die Genauigkeitsforderungen für Wattstundenzähler, die sich auf den relativen Fehler in bezug auf den tatsächlichen Wert und nicht den Vollausschlagswert des Instruments beziehen, stellen bei kleinen Verbraucherleistungen hohe Anforderungen an die Präzision und Stabilität der elektronischen Schaltung. Fehler der Bauteile und ihre Drift, wie toleranzbedingte Abweichungen von Spezifikationswerten, Änderungen von Widerständen und Kapazitäten sowie Kriechströme und Offset-Spannungen von Operationsverstärkern usw., stören die Messung besonders bei kleinen Meßsignalen oder machen sie ganz unmöglich, wenn Meßsignal und Störung in die gleiche Größenordnung kommen. Zur Vermeidung von Fehlmessungen ist es aus der DE-PS 18 07 581 bekannt, das Meßsignal möglichst wenig zu dämpfen, um so Fehler im Verhältnis zum Meßsignal möglichst klein zu halten und eine geforderte Genauigkeit bis zu kleineren Signalen hin zu erreichen. Eine Kompensation von Fehlern und Offsetspannungen und ihrer zeitliche Abwanderung läßt sich dadurch jedoch nicht erreichen.

Ein Wattstundenzähler mit ähnlicher Schaltung wird in den Landis & Gyr-Mitteilungen 19 (1972) 1 in dem Artikel "Elektronischer Elektrizitätszähler hoher Präzision" beschrieben, dessen Amplitudenmodulator Eingangssignale entgegengesetzter Polarität durchschaltet, welche über einen Tiefpaßfilter geführt das Produktsignal bilden, das an den Frequenz-Wandler weitergeleitet wird. Daraus ergibt sich jedoch keine Kompensation von Fehlern, die das leistungsproportionale Produktsignal betreffen.

Der Artikel in "messtechnik" 10/1971, S. 223-227, "Elektronischer Leistungsfrequenzwandler für Elektrizitätszähler hoher Präzision" beschreibt einen Zähler, dessen Amplitudenmodulator zwei gleich große, entgegengesetzt gerichtete Meßströme mittels zweier Schalter zur Bildung des Produktstroms schaltet. Zur Frequenzwandlung wird der Ausgangsstrom aufintegriert und bei einer oberen Vergleichsspannung die Polarität des Stromes und damit die Integrationsrichtung umgekehrt, bis eine untere Vergleichsspannung erreicht wird, usw. Die Umkehr der Integrationsrichtung wird durch einen Komparator und dessen Signal an eine Logikschaltung gesteuert, welche die Polaritätsumkehr durch Vertauschen der - für die Multiplikation verwendeten - Steuersignale für die beiden Schalter des Amplitudenmodulators bewirkt. Das hier verwendete Integrationsverfahren hat Vorteile, da ein Meßsignal mit entgegengesetzten Vorzeichen eingeht und sich auf diese Weise Fehler wegheben können. Es ist jedoch nachteilig, daß die Integration in einer Richtung nur mit den positiven Polaritäten der Meßströme durchgeführt wird, während die Integration in umgekehrter Richtung mit den negativen Polaritäten der Meßströme erfolgt. Dadurch entsteht eine unerwünschte Korrelation zwischen der Integration und dem Phasenbereich der Meßströme und damit mögliche Fehlerquellen. Dieser Effekt ist letztlich darauf zurückzuführen, daß nur ein Produktausgangsstrom erzeugt wird, dessen Polarität durch Eingriff in die Multiplikationsschaltung durch die Logikschaltung vertauscht wird. Damit läßt sich nur eine unvollständige Kompensation von Fehlern erreichen.

Es ist Aufgabe der Erfindung, einen elektrischen Wattstundenzähler zu schaffen, bei dem die Auswirkungen von Fehlern elektronischer Bauteile und ihrer Drift auf das Meßergebnis unterdrückt werden, so daß eine verbesserte Genauigkeit und Stabilität der Messung erreicht wird.

Zur Lösung dieser Aufgabe dient der elektronische Wattstundenzähler mit dem kennzeichnenden Merkmal des Patentanspruchs 1 oder 2.

Die erfindungsgemäße Schaltung stellt zwei leistungsproportionale Spannungssignale bereit, die mit der gleichen Schaltung in symmetrischer Weise mit gleicher Amplitude, aber entgegengesetzter Polarität erzeugt werden. Bei der nachfolgenden Frequenzwandlung nach dem bekannten Dual-Slope-Verfahren wird über gesonderte Schalter jeweils eines der bereitstehenden Signale ausgewählt. Die Wandlung erfolgt durch sukzessives Aufwärts- und Abwärtsintegrieren zwischen einem oberen und unteren Spannungsbetrag, bei dessen Erreichen jeweils das andere Spannungssignal ausgewählt und ein Zählpuls ausgegeben wird. Durch das gegenläufige Eingehen der entgegengesetzt gerichteten Meßsignale werden Fehler kompensiert und die Meßgenauigkeit verbessert. Außerdem wird eine zeitlich stabile Kompensation von Offsett-Spannungen im Frequenz-Wandler erreicht.

Der Erfindung wird nachstehend anhand einer Zeichnung näher erläutert. Dabei zeigt

Fig. 1 ein teilweise als Blockdiagramm ausgeführtes Schaltbild des elektronischen Wattstundenzählers,

Fig. 2 die Wellenform-Darstellung an verschiedenen Stellen des Spannungs-Frequenz-Wandlers nach Fig. 1,

Fig. 3 eine graphische Darstellung der Eingangs-Ausgangs-Charakteristik des Multiplizierers,

Fig. 4 die Schaltung eines Spannungs- Frequenz-Wandlers,

Fig. 5 ein teilweise als Blockschaltbild ausgeführtes weiteres Schaltbild eines Spannungs-Frequenz-Wandlers,

Fig. 6 die Wellenform-Darstellung an bestimmten Stellen der in Fig. 5 gezeigten Schaltung,

Fig. 7 eine graphische Darstellung der Eingangs-Ausgangs-Charakteristik des in Fig. 5 dargestellten Spannungs-Frequenz-Wandlers,

Fig. 8 ein äquivalentes Schaltbild, in dem die durch den Komparator im Spannungs-Frequenz-Wandler von Fig. 5 erzeugte Offsetspannung auftritt,

Fig. 9 eine Darstellung zur Erläuterung der Wirkungsweise der vom Komparator im Spannungs-Frequenz-Wandler erzeugten Offsetspannung,

Fig. 10 und 11 teilweise als Blockschaltbilder ausgeführte weitere Schaltbilder des Spannungs-Frequenz-Wandlers,

Fig. 12 eine teilweise als Blockschaltbild ausgeführte Schaltung eines elektronischen Wattstundenzählers, welcher unter Verwendung integrierter Schaltkreise hergestellt werden kann, und

Fig. 13 eine teilweise als Blockschaltbild ausgeführte Schaltung eines elektronischen Wattstundenzählers, der als Mehrphasen-Wattstundenzähler ausgeschaltet ist.

Wie Fig. 1 zeigt, weist der Wattstundenzähler einen Pulsbreitenmodulator 101 auf. Dem Pulsbreitenmodulator 101 wird über einen Transformator PT eine der Lastspannung proportionale Spannung e_v aufgeschaltet. Das Pulsbreitensignal D wird einem Multiplizierer 102 direkt sowie über einen Inverter G1 als Pulsbreiten-Signal zugeführt.

Einem Transformator CT ist ein Shunt-Widerstand RL parallel geschaltet. Die Mittenanzapfung des Transformators CT ist geerdet. An den gegenüberliegenden Anschlüssen des Widerstandes RL können Spannungssignale ± e_i abgegriffen werden, welche proportional zum Verbraucherstrom in der Versorgungsleitung sind, wobei die beiden Signale gleiche Amplitude, aber eine Phasenverschiebung von 180° zueinander aufweisen. Die Spannungssignale ± e_i werden ebenfalls dem Multiplizierer 102 zugeführt. Der Multiplizierer 102 weist Schalter S1 bis S4 auf, die durch ein logisches Signal "l" eingeschaltet werden und durch ein logisches Signal "0" ausgeschaltet werden. Die Schalter können aus Halbleiter-Bauteilen bestehen, wie z. B. J-FETs oder MOS-FETs. Die Eingänge der Schalter S1 und S2 sind mit einem Ende der Wicklung des Transformators CT verbunden, während die Eingänge der Schalter S3 und S4 mit dessen anderem Ende verbunden sind. Die Ausgänge der Schalter S1 und S3 sind gemeinsam auf ein Tiefpaßfilter geführt, das aus einem Widerstand R11 und einem Kondensator C11 besteht. Die Ausgänge der Schalter S2 und S4 sind ebenfalls gemeinsam mit einem Tiefpaßfilter verbunden, welches aus einem Widerstand R12 und einem Kondensator C12 besteht. Der Widerstandswert des Widerstandes R11 ist dabei gleich demjenigen des Widerstandes R12. Die Kapazität des Kondensators C11 ist gleich derjenigen des Kondensators C12.

Im Multiplizierer 102 werden die Signale +e_i/-e_i in Abhängigkeit von den Pulsbreitensignalen D und auf die beiden Tiefpaßfilter geschaltet. An den Tiefpaßfiltern sind die Signale e_op und e_on abgreifbar. Die Signale e_op bzw. e_on sind Gleichspannungssignale, die proportional zum Produkt aus dem Spannungssignal e_v und dem Spannungssignal e_i sind. Die Gleichspannungssignale e_op und e_on sind damit proportional der augenblicklichen Leistung.

Die Spannungssignale e_op und e_on werden einem Spannungs-Frequenz-Wandler 103 zugeführt, der Festkörperschalter Sa und Sb aufweist, die den Tiefpaßfiltern des Multiplizierers 102 verbunden sind. Die Ausgänge der Schalter Sa und Sb sind über einen Widerstand R21 mit einem Eingang eines Integrators A1 verbunden, der als Operationsverstärker ausgeführt ist. Der Ausgang des Integrators A1 ist mit einem Eingang eines Komparators A2 verbunden, der ebenfalls von einem Operationsverstärker gebildet wird. Das Ausgangssignal des Integrators A1 wird seinem Eingang über einen Kondensator C21 rückgekoppelt. Der zweite Eingang des Komparators A2 ist über einen Widerstand R31 geerdet. Die Schalter Sa und Sb werden durch das Ausgangssignal des Komparators A2 betätigt, wobei das Ausgangssignal des Komparators A2 dem Schalter Sa direkt und dem Schalter Sb über einen Inverter G2 zugeführt wird. Außerdem ist der Ausgang des Komparators A2 über einen Inverter G3 und einen Widerstand R32 mit seinem invertierenden Eingang verbunden. Die Widerstände R31 und R32 weisen gleiche Werte auf.

In Fig. 1 ist mit e_Q die Ausgangsspannung am Integrator A1 bezeichnet, mit e_o die Spannung am invertiertenden Eingang des Komparators A2 und mit e_m eine Spannung, die dem invertierenden Eingang des Integrators A1 über die Schalter Sa oder Sb zugeführt wird.

Am Ausgang des Komparators A2 steht entweder eine logische "1" oder eine logische "0" an. Steht die logische "1" an, so wird der Schalter Sa geschlossen, um so das Gleichspannungssignal e_op dem Integrator A1 zuzuführen. Steht dagegen die logische "0" an, so wird der Schalter Sb geschlossen, um das Gleichspannungssignal e_on dem Integrator A1 aufzuschalten. Das integrierte Ausgangssignal ist proportional zum Gleichspannungssignal e_op oder e_on die wiederum, wie bereits oben angeführt, den Augenblickswert der Leistung entsprechen. Das Ausgangssignal des Integrators A1 wird bei einem vorgegebenen Spannungswert durch den Komparator A2 invertiert, um so eine Impulsfrequenz zu bilden. Das bedeutet, daß am Ausgang des Komparators A2 ein Frequenzsignal f₀ proportional zur Leistung erhalten wird.

Nachfolgend wird der Spannungs-Frequenz-Wandler 103 im einzelnen beschrieben. Wenn der Schalter Sa im Intervall tc geschlossen und der Schalter Sb im Intervall td geöffnet ist, werden die Signale e_op1, e_on1, e_op2 e_on2 . . . als Spannungssignale e_m dem Miller-Integrator A1, C21 zugeführt (siehe Fig. 2a). Das Spannungssignal e_m wird im Miller-Integrator A1, C21 integriert, dessen Ausgangssignal e_Q (siehe Fig. 2b) dem nichtinvertierenden Eingang des Komparators A2 zugeführt wird. Dem invertierenden Eingang des Komparators A2 wird ein Spannungssignal e_o zugeführt. Das Spannungssignal e_c hat den Wert -e_p/2 im Intervall tc und den Wert +e_p/2 im Intervall td (siehe Fig. 2d). Wenn der Miller-Integrator A1, C21 das positive Gleichspannungssignal e_op im Intervall tc erhält, integriert dieser abwärts. Das entspricht der nach unten zeigenden Kurve (siehe Fig. 2b). Wenn das Ausgangssignal e_Q des Miller-Integrators A1, C21 den Wert -e_p/2 erreicht, wird das logische Ausgangssignal des Komparators A2 invertiert und wird zum Intervall td. Im Intervall td wird das negative Gleichspannungssignal e_on dem Miller-Integrator A1, C21 zugeführt, wodurch aufwärts integriert wird. Erreicht das Ausgangssignal e_Q des Miller-Integrators A1, C21 den Wert +e_p/2, so wird das logische Ausgangssignal des Komparators A2 invertiert und das Intervall tc steht erneut an. Die Ein-Aus-Zustände der Schalter Sa und Sb werden durch Fig. 2c dargestellt.

Bei dem in Fig. 1 dargestellten Multiplizierer 102 können die Gleichspannungssignale e_op bzw. gemäß der Gleichung

errechnet werden. Aus dieser Gleichung geht hervor, daß bei einer großen Linearität von mehr als 0,05%, R21 1000 R11 sein muß. Liegt z. B. der Wert des Widerstandes R11 in der Größenordnung von 10 KΩ, so ist der Wert des Widerstandes R12 größer als 10 MΩ, wobei es schwierig ist, einen Widerstand mit hoher Stabilität zu erhalten. Diese Schwierigkeit kann durch Verringerung des Widerstandswertes des Widerstandes R11 umgangen werden. Dies ist jedoch nachteilig, da die Spannungssignale e_i und e_v Wechselspannungssignale der üblichen Frequenz sind (50/60 Hz) und es demzufolge notwendig ist, über einen Tiefpaßfilter mit einer relativ großen Zeitkonstante zu verfügen, so daß der Verringerung des Widerstandswertes des Widerstandes R11 Grenzen gesetzt sind.

Wird die Bedingung R11 »R21 nicht erfüllt, dann führt das zweite Glied der oben angeführten Gleichung zu einer zweiten Charakteristik, wobei die Eingangs-Ausgangs-Kurve des Multiplizierers sich im Sättigungsbereich befindet (siehe Fig. 3). Die obere Kurve stellt dabei die tatsächlich e_i(f₀)- Kurve dar, während die untere Kurve die ideale Kurve bildet, wobei e_v konstant ist. Dementsprechend beeinflußt die oben beschriebene Nicht-Linearität den Multiplizierer, sowie eine mit dem Ausgang des Spannungs-Frequenz-Wandlers verbundene Zählstufe, wodurch es schwierig wird, elektrische Energie mit hoher Genauigkeit zu messen.

Der Einfluß der Nicht-Linearität kann durch Vorsehen eines die Impedanz umkehrenden Operationsverstärkers A3 im Vorderteil des Miller-Integrators A1, C21 überwunden werden, wie es Fig. 4 zeigt. Das Vorsehen des Operationsverstärkers A3 erhöht nicht nur die Herstellungskosten, sondern dessen Offsetspannung erhöht die Meßungenauigkeit. Selbst wenn die Offsetspannung des Operationsverstärkers A3 von außen her abgeglichen wird, treten noch Probleme hinsichtlich der Zeitschwankungen und Temperaturänderungen auf. In der Praxis ist es erforderlich, einen teuren Operationsverstärker mit geringer Driftneigung zu verwenden.

Zur Vermeidung der genannten Schwierigkeiten und zur Verbeserung der Linearität und der Genauigkeit ist in Fig. 5 ein Ausführungsbeispiel eines Teils des erfindungsgemäßen elektronischen Wattstundenzählers dargestellt.

Anstelle des erwähnten Operationsverstärkers A3 ist ein Widerstand R4 im Rückkopplungskreis des Miller-Integrators A1, C21 vorgesehen. Die Wirkungsweise des die Linearität korrigierenden Widerstandes R4 wird nun erläutert.

Fig. 6a und 6b zeigen Diagramme, die der Eingangsspannung e_m bzw. der Ausgangsspannung e_Q des Miller-Integrators A1, C21 mit dem die Linearität korrigierenden Widerstand R4 in nicht angeschlossenem Zustand (gestrichelte Linien) und im angeschlossenen Zustand (ausgezogene Linien) entsprechen. Wird der Widerstand R4 geschlossen, so erhöht sich die Ausgangsspannung um den Betrag e_s, wenn die Schalter Sa und Sb geschaltet werden. Die Amplitude des Sprunges beträgt

wobei sie proportional zum Multiplikationswert der Gleichspannungssignale e_op oder e_on ist. Das bedeutet, daß die Integration durch den Miller-Integrator A1, C21 um den Spannungssprung e_s reduziert wird. Ist also der Widerstand R4 angeschlossen, so verläuft die Frequenz-Ausgangskurve des Spannungs-Frequenz-Wandlers genau entgegengesetzt zu derjenigen von Fig. 3, wie Fig. 7 zeigt, in der die obere Kurve die ideale e_m(f₀)-Kurve darstellt und die untere Kuve die tatsächliche e_m(f₀)-Kurve ist.

Werden die Werte für die Widerstände R11, R21 und R4 und für den Kondensator C21 (siehe Fig. 5) geeignet gewählt, dann wird ein Frequenzsignal erzeugt, das proportional den Werten e_i und e_v ist und das keine vom Multiplizierer herrührenden Fehler aufweist.

Der Integrator A1 und der Komparator A2 sind als Operationsverstärker ausgeführt, deren Offsetspannungen wiederum Fehler bewirken, die sich zu Zeiten geringer Lasten bemerkbar machen. Die Offsetspannungen des Komparators A2 bewirken jedoch keine die Meßergebnisse verfälschenden Fehler. Dies wird aus Fig. 8 und 9 deutlich. Die Offsetspannung e_os2 des Komparators A2 ist in Phase mit einer Hysteresespannung e_c, die als Referenzspannung dient, wobei das Ausgsangssignal in den Intervallen tc und td nicht beeinflußt wird.

Die Offsetspannung e_os1 des Integrators A1 liegt jedoch in Serie zu den Gleichspannungssignalen e_op und e_on, wodurch ein Fehler bewirkt werden kann. Zur Vermeidung dieser Fehler durch die Einflüsse der Offsetspannung und zur Durchführung von Messungen mit hoher Genauigkeit wird im folgenden anhand von Fig. 10 ein weiteres erfindungsgemäßes Ausführungsbeispiel des Spannungs-Frequenz-Wandlers erläutert. Bei diesem Spannungs-Frequenz-Wandler ist ein aus einem Widerstand R5 und einem Kondensator C3 bestehendes Tiefpaßfilter zwischen dem nichtinvertierenden Eingang des Miller-Integrators A1, C21 und dem Inverter G3 geschaltet. Dabei ist der nicht invertierende Eingang des Miller-Integrators über den Kondensator C3 geerdet. Ist die Offsetspannung e_os1 des Miller- Integrators Null, so folgt, daß der Inverter G3 mit der logischen "1" das Signal +e_p und mit der logischen "0" das Signal -e_p abgibt, wobei die Signale ±e_p gleiche Amplitude, aber entgegengesetzte Polarität aufweisen. Über den Tiefpaßfilter R5, C3 wird daraus eine Spannung von Null Volt. Ist die Offsetspannung e_os1 positiv, so sind die Amplituden von ±e_p ungleich groß und die Spannung e_f wird positiv, während in dem Fall, in dem die Offsetspannung e_os1 negativ ist, die Spannung e_f negativ wird. Dementsprechend kann die Bedingung e_os1 ≈e_f durch geeignete Wahl des Ausgangspegels des Inverters G3 erhalten werden.

Die Offsetspannung e_os1 des Miller-Integrators A1, C21 kann als Eingangsspannung des Miller-Integrators angesehen werden, die an dessen invertierenden Eingang anliegt. Wird nun die der Spannung e_os1 gleiche Spannung e_f nach dem Glätten durch das aus dem Widerstand R5 und dem Kondensator C3 bestehende Tiefpaßfilter an den nichtinvertierenden Eingang des Miller-Integrators gelegt, so kann die Offsetspannung e_os1 praktisch zum Verschwinden gebracht werden.

Wie aus der obigen Beschreibung deutlich hervorgeht, wird bei dem in Fig. 10 dargestellten Spannungs-Frequenz-Wandler die Offsetspannung des Miller-Integrators ausschließlich durch die Rückkopplung eliminiert. Dabei ist es möglich, einen billigen Operationsvertärker zu verwenden. Aus dem gleichen Grunde ist es auch überflüssig, die Offsetspannung von außen abzugleichen. Selbst beim Auftreten von Zeitschwankungen und Temperaturänderungen wird die Offsetspannung automatisch korrigiert, wobei kleine Zeitverschiebungen eintreten können, so daß der Spannungs-Frequenz-Wandler jedoch eine hohe Stabilität über einen langen Zeitraum aufweist.

Fig. 11 zeigt ein anderes Ausführungsbeispiel des Spannungs- Frequenz-Wandlers für den erfindungsgemäßen elektronischen Wattstundenzähler. Hier wird das Ausgangssignal des Inverters G3 dem invertierenden Eingang des Miller-Integrators A1 über einen weiteren Miller-Integrator A20 zurückgekoppelt. Das Ausgangssignal desInverters G3 wird über einen Widerstand R5 dem invertierenden Eingang des Miller-Integrators A20 zugeführt, während dessen nichtinvertierender Eingang geerdet ist. Zwischen dem Ausgang und dem invertierenden Eingang des Integrators A20 ist ein Kondensator C22 geschaltet. Der Ausgang des Miller-Integrators A20, C22 ist über einen Widerstand R6 mit dem invertierenden Eingang des Miller-Integrators A1 verbunden.

Das Ausgangssignal des Komparators A2 wird demzufolge dem invertierenden Eingang des Miller-Integrators A1 über den Miller-Integrator A20 rückgekoppelt. Dies geschieht um eine Offsetspannung in einer Eingangsspannung |e_op| oder |e_on| zu vermeiden. Mit der in Fig. 11 gezeigten Schaltung ist es möglich, die Offsetspannung des Miller-Integrators A1 zu kompensieren, es ist jedoch schwierig, das eventuelle Auftreten einer Offsetspannung in der Eingnagsspannung |e_op| oder |e_on| vollständig zu vermeiden. Offsetspannungen können sich jedoch auf die Ein-Aus-Betätigung der Schalter S1 bis S4 im Multiplizierer 102 sowie auf die Schalter Sa und Sb auswirken, wodurch der Wert |e_op| von dem Wert |e_on| um die Offsetspannung abweichen kann. Aus diesem Grund wird das Ausgangssignal des Miller-Integrators A1 zurückgekoppelt, um so die Spannung e_s am invertierenden Eingang des Miller-Integrators A1 auf Null Volt zu bringen. Dadurch kann die in der Eingangsspanung |e_op| oder |o_n| erhaltene Offsetspannung kompensiert werden.

Fig. 12 zeigt ein Ausführungsbeispiel eines Wattstundenzählers mit integrierten Schaltungen (IC). Der mit 10 bezeichnete Abschnitt des Multiplizierers weist einen Pulsbreitenmodulator auf (durch die gestrichelte Linie angedeutet), die identisch mit dem Spannungs-Frequenz-Wandler 20 ist, in dem die Spannungen e_op und e_on nach der Multiplikation in proportionale Frequenzen umgewandelt werden. Die Wirkung der Bauteile in Fig. 11 entspricht derjenigen, die bereits im Zusammenhang mit den einzelnen Baugruppen beschrieben wurde. Zusätzlich sind im Spanungs-Frequenz-Wandler 20 Schalter Sc und Sd vorgesehen, um eine Konstanthaltung des Lastwiderstandes R20 bezüglich der Gleichspannungssignale e_op und e_on zu erzielen, unabhängig von den Ein-Aus-Betätigungen der Schalter Sa bis Sd. Insbesondere ist der Widerstand R20 der dem gleichen Wert wie der Eingangswiderstand des Miller-Integrators A1 aufweist mit dem gemeinsamen Anschluß der Schalter Sc und Sd verbunden. Die in Fig. 12 dargestellte Schaltung kann also durch zwei identische integrierte Schaltungen hergestellt werden, wodurch eine Verringerung der Zahl verschiedener Bauteile und damit der Herstellungskosten erzielt wird.

Die Erfindung ist bisher im Zusammenhang mit einem Einphasen- Wattstundenzähler beschrieben worden. Es sei jedoch betont, daß durch mehrere Transformatoren PT und Stromwandler CT sowie mehrere Multiplizierer 10 die Erfindung auch für einen Mehrphasen-Wattstundenzähler geeignet ist.

Fig. 13 zeigt ein Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen Mehrphasen-Wattstundenzählers. In diesem Mehrphasen- Wattstundenzähler ist die elektrische Energie der Summe der einzelnen Phasenenergien.

In diesem Fall werden die den Verbraucherströmen der einzelnen Phasen proportionalen Spannungssignale e_i durch die Schalter S1 bis S4 mit Hilfe der in dem Pulsbreitenmodulator erzeugten Pulsbreitensignale D und weitergeschaltet, so daß die für jede Phase erhaltenen Signale nach der Multiplikation durch die gemeinsamen Tiefpaßfilter addiert werden. Auch beim vorstehend beschriebenen Mehrphasen-Wattstundenzähler kann der Multiplizierer 10 als integrierte Schaltung ausgebildet sein. Dabei ist für jede Phase ein Multiplizierer vorzusehen. Der Spannungs-Frequenz-Wandler 20 kann gemeinsam für alle Phasen verwendet werden.

Im oben beschriebenen Ausführungsbeispiel wird das Spannungssignal e_v dem Pulsbreitenmodulator und das Spannungssignal e_i dem Multiplizierer zugeführt. Es ist jedoch auch möglich, das Spannungssignal e_v dem Multiplizierer und das Spannungssignal e_i dem Pulsbreitenmodulator zuzuführen.

Claims

1. Elektronischer Wattstundenzähler mit

a₁) einem Pulsbreitenmodulator (101) zur Umwandlung eines ersten, zur Verbraucherspannung proportionalen Spannungssignals (e_v) in Pulsbreitensignale (D, );
a₂) einem Multiplizierer (102) mit einem Amplitudenmodulator, an dessen beiden Eingängen ein verbraucherstromproportionales Spannungssignal anliegt, mit
ersten Schaltern (S1, S2), die gesteuert durch die Pulsbreitensignale (, D) eine erste Eingabeleitung alternativ auf eine erste oder zweite Ausgabeleitung durchschalten; und
zweiten Schaltern (S4, S3), die gesteuert durch die Pulsbreitensignale (, D) eine zweite Eingabeleitung gegenläufig zu den ersten Schaltern auf die zweite oder die erste Ausgabeleitung durchschalten;
b) einem Spannungs-Frequenz-Wandler (103) mit einem Integrator (A1, C21), der das Ausgabesignal des Multiplizierers integriert, und einem Komparator (A2), der einen Puls ausgibt, wenn das integrierte Ausgabesignal einen vorgegebenen Wert erreicht, wodurch die Pulsfolgefrequenz proportional zum Leistungsverbrauch ist; und
c) einem Zähler zum Zählen der Pulse;

dadurch gekennzeichnet,

a₃) daß den ersten Schaltern (S1, S2) des Multiplizierers ein zweites, verbraucherstromproportionales Spannungssignal (+e_i) zugeführt wird, während den zweiten Schaltern (S4, S3) ein weiteres, verbraucherstromproportionales Spannungssignal (-e_i), welches amplitudengleich aber um 180° phasenverschoben ist, zugeführt wird;
a₄) daß ein erstes Tiefpaßfilter (R11, C11) mit der ersten Ausgabeleitung des Multiplizierers verbunden ist, um ein erstes Produktsignal (e_op) auszugeben, das proportional zum Produkt aus dem ersten Spannungssignal (e_v) und dem zweiten Spannungssignal (+e_i) ist;
a₅) daß ein zweites Tiefpaßfilter (R12, C12) mit der zweiten Ausgabeleitung des Multiplizierers verbunden ist, um ein zweites Produktsignal (e_on) auszugeben, das proportional zum Produkt aus dem ersten Spannungssignal (e_v) und dem gegenphasigen weiteren Spannungssignal (-e_i) ist, wodurch die beiden Produktsignale (e_op, e_on) gleichen Absolutwert und entgegengesetzte Polarität haben;
b₁) daß dritte Schalter (Sa, Sb) in dem Spannungs-Frequenz- Wandler vorgesehen sind, die dem Integrator (A1, C21) alternativ eines der beiden Produktsignale (e_op, e_on) zur Integration zuführen;
b₂) daß der Komparator (A2) die dritten Schalter (Sa, Sb) so steuert, daß sie auf das jeweils andere Produktsignal zur Weiterleitung an den Integrator (A1, C21) umschalten und dadurch die Integrationsrichtung umkehren, wenn der Betrag des Integrationswertes (e₀) einen vorgegebenen Spannungswert erreicht, und darauf einen Puls (f₀) ausgibt;
b₃) daß der Ausgang des Komparators (A2) über einen Inverter (G3) mit einem gegen Masse geschlossenen Tiefpaßfilter (R5, C3) verbunden ist, dessen Ausgangsspannung an den nichtinvertierenden Eingang des Integrators (A1, C21) gelegt ist; und
b₄) daß im Rückkopplungskreis des Integrators (A1, C21) ein Widerstand (R4) mit dem Kondensator (C21) in Reihe liegt.

2. Elektronischer Wattstundenzähler mit

a₁) einem Pulsbreitenmodulator (101) zur Umwandlung eines ersten, zur Verbraucherspannung proportionalen Spannungssignals (e_v) in Pulsbreitensignale (D, );
a₂) einem Multiplizierer (102) mit einem Amplitudenmodulator, an dessen beiden Eingängen ein verbraucherstrom-proportionales Spannungssignal anliegt, mit
ersten Schaltern (S1, S2), die gesteuert durch die Pulsbreitensignale (, D) eine erste Eingabeleitung alternativ auf eine erste oder zweite Ausgabeleitung durchschalten; und
zweiten Schaltern (S4, S3), die gesteuert durch die Pulsbreitensignale (, D) eine zweite Eingabeleitung gegenläufig zu den ersten Schaltern auf die zweite oder die erste Ausgabeleitung durchschalten;
b) einem Spannungs-Frequenz-Wandler (103) mit einem Integrator (A1, C21), der das Ausgabesignal des Multiplizierers integriert, und einem Komparator (A2), der einen Puls ausgibt, wenn das integrierte Ausgabesignal einen vorgegebenen Wert erreicht, wodurch die Pulsfolgefrequenz proportional zum Leistungsverbrauch ist; und
c) einem Zähler zum Zählen der Pulse;

dadurch gekennzeichnet,

a₃) daß den ersten Schaltern (S1, S2) des Multiplizierers ein zweites, verbraucherstromproportionales Spannungssignal (+e_i) zugeführt wird, während den zweiten Schaltern (S4, S3) ein weiteres, verbraucherstromproportionales Spannungssignal (-e_i), welches amplitudengleich aber um 180° phasenverschoben ist, zugeführt wird;
a₄) daß ein erstes Tiefpaßfilter (R11, C11) mit der ersten Ausgabeleitung des Multiplizierers verbunden ist, um ein erstes Produktsignal (e_op) auszugeben, das proportional zum Produkt aus dem ersten Spannungssignal (e_v) und dem zweiten Spannungssignal (+e_i) ist;
a₅) daß ein zweites Tiefpaßfilter (R12, C12) mit der zweiten Ausgabeleitung des Multiplizierers verbunden ist, um ein zweites Produktsignal (e_on) auszugeben, das proportional zum Produkt aus dem ersten Spannungssignal (e_v) und dem gegenphasigen weiteren Spannungssignal (-e_in) ist, wodurch die beiden Produktsignale (e_op, e_on) gleichen Absolutwert und entgegengesetzte Polarität haben;
b₁) daß dritte Schalter (Sa, Sb) in dem Spannungs- Frequenz-Wandler vorgesehen sind, die dem Integrator (A1, C21) alternativ eines der beiden Produktsignale (e_op, e_on) zur Integration zuführen;
b₂) daß der Komparator (A2) die dritten Schalter (Sa, Sb) so steuert, daß sie auf das jeweils andere Produktsignal zur Weiterleitung an den Integrator (A1, C21) umschalten und dadurch die Integrationsrichtung umkehren, wenn der Betrag des Integrationswertes (e₀) einen vorgegebenen Spannungswert erreicht, und darauf einen Puls (f₀) ausgibt;
b₃) daß der Spannungs-Frequenz-Wandler (103) einen zweiten Integrator (A20, C22) aufweist, der die invertierte Ausgabe des Komparators (A2) am invertierenden Eingang aufnimmt und deren Integrationswert auf den invertierenden Eingang des ersten Integrators (A1, C21) rückkoppelt; und
b₄) daß im Rückkopplungskreis des ersten Integrators (A1, C21) ein Widerstand (R4) mit dem Kondensator (C21) in Reihe liegt.

3. Elektronischer Wattstundenzähler nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die verbraucherstromproportioalen, zweiten Spannungssignale (+e_i, -e_i) an der Sekundärwicklung eines Stromwandlers (CT) abgegriffen werden, die mit einer geerdeten Mittenanzapfung versehen ist,und daß die Kondensatoren (C11, C12) des ersten und zweiten Tiefpaßfilters gegen Masse geschaltet sind.

4. Elektronischer Wattstundenzähler nach einem der vorhergehenden Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang des Komparators (A2) über einen Inverter (G3) und zwei gleiche, einen Spannungsteiler bildende Widerstände (R31, R32) gegen Masse geschaltet und die geteilte Spannung des Spannungsteilers an den invertierenden Eingang des Komparators (A2) angelegt ist.

5. Elektronischer Wattstundenzähler nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß dem Pulsbreitenmodulator (101) ein verbraucherstromproportionales Spannungssignal und dem Amplitudenmodulator (102) verbraucherspannungsproportionale Spannungssignale zugeführt werden.

6. Elektronischer Wattstundenzähler nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß er eine Mehrzahl von Multiplizierern (101, 102) aufweist und daß die Ausgangsspannungen (e_op, e_on) der Mehrzahl von Multiplizierern getrennt addiert werden und die Summensignale einem Spannungs-Frequenz-Wandler (103) zugeführt werden, um so einen elektrischen Mehrphasen-Energiewert zu erhalten.