DE2912566A1 - Ton-decodierschaltung - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Ton-Decodierschaltung, die mit besonderem Vorteil für die Decodierung der in Telefonleitungen verwendeten Mehrfrequenzwählsignale eingesetzt wird.

Mehrfrequenzwählsignale bestehen normalerweise aus zwei gleichzeitig übertragenen Tönen, von denen der eine einer Tongruppe mit hoher Frequenz und der andere einer Tongruppe von niedriger Frequenz angehört. Die einzelnen Töne müssen in Zweiergruppen decodiert werden, wodurch

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die gewählte Ziffer unterschieden werden kann. Die Decodierung erforderte bisher die Unterscheidung der Tonfrequenz-Bestandteile durch Filter. Falls die empfangenen Signale nicht innerhalb der Filterbandbreiten lagen, wurden sie nicht decodiert.

Um eine korrekte Decodierung zu erzielen, müssen die für die Unterscheidung der verschiedenen Tonfrequenzen verwendeten Filter eine schmale Bandbreite aufweisen, damit keine fremden Störsignale als Tonsignale übertragen werden. Weiterhin müssen die Filter genau abgestimmt werden. Durch die Abstimmung, die Anforderungen bezüglich der Flankensteilheit und der Bandbreite der Filter waren Tonunterscheidungsfilter nach dem bisherigen Stand der Technik verhältnismäßig teuer, insbesondere wenn man die Kosten für die individuelle Abgleichung vor dem Versand oder der Inbetriebnahme einrechnete

Durch die Erfindung wird eine Ton-Decodierschaltung geschaffen, bei welcher die oben erwähnten äußerst präzisen und teuren Filter nicht benötigt werden. Zwar werden bei der Erfindung zwei Filter zur Trennung der hohen Tonfrequenz von der niedrigen Tonfrequenz verwendet, doch weisen diese Filter nicht die oben genannten kritischen Parameter auf.

Bei der Erfindung wird die Umwandlung der Periode eines jeden der empfangenen Mehrfrequenz-Signale in eine individuelle dieser entsprechende Spannungsaraplitude verwendet, sodann wird diese SpannungSamplitude mit einer vorbestimmten Zahl von Spannungsbereichen verglichen. Die Übereinstimmung des Pegels einer Spannungsamplitude

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mit einem der Bereiche erzeugt ein Ausgangssignal, das das Vorhandensein eines bestimmten verwertbaren Mehrfrequenz-Tones meldet.

Da keine jeder einzelnen Tonfrequenz entsprechenden Filter benötigt werden, werden Kosten und kritische Bedingungen bedeutend reduziert. Da weiterhin der entsprechend der Periode eines jeden Signals erzeugte Spannungspegel nur mit einem Spannungsbereich verglichen werden muß, besteht die Abgleichung lediglich in der Änderung der vorbestimmten Bereiche oder der Einstellung der Amplitude der an die Vergleichseinrichtung angelegten Signale, was verhältnismäßig einfach ist. Da die Perioden der Mehrfrequenz-Signale durch einen bekannten Normfaktor miteinander in Beziehung stehen, können die Spannungsbereiche der Vergleichseinrichtung ebenfalls in ihrer Beziehung zueinander festgelegt werden. Demzufolge ist es nicht erforderlich, jeden einzelnen Bereich abzugleichen. Dadurch werden Problematik und Kosten des Abgleichvorgangs bedeutend reduziert, was auch die Kosten der Decodierschaltung verringert und deren Zuverlässigkeit erhöht.

Die Vorteile der Erfindung ergeben sich durch die Schaffung einer Ton-Decodierschaltung, die eine Filtereinrichtung mit ausreichender Frequenzbandbreite enthält, um eine vorbestimmte Gruppe von Mehrfrequenz-Signalen zu übertragen, eine Anordnung, die auf die Signale anspricht, um ein v/eiteres Signal mit einer Amplitude zu liefern, die proportional zur Periode eines jeden Signals ist, eine Einrichtung zum Vergleichen der Amplitude des wei-

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teren Signals mit vorbestimmten Amplitudenbereichen einer stabilen Signalquelle, sowie eine Anordnung, die bei Übereinstimmung eines der weiteren Signale mit einem der vorbestimmten Amplitudenbereiche in der Vergleichseinrichtung individuelle Ausgangssignale liefert.

Bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung besteht die Ton-Decodierschaltung aus einer Filtereinrichtung zum Trennen einer Gruppe von Hochton-Mehrfrequenz-Signalen mit hoher Frequenz und einer Gruppe von Tiefton-Mehrfrequenz-Signalen mit niedriger Frequenz, aus einer Anordnung zum Umwandeln der Perioden der Hochton- und Tieftonsignale in einzelne von den Perioden abhängige Spannungspegel, einer Einrichtung zum Vergleichen der Spannungspegel mit einer Zahl vorherbestimmter Spannungsbereiche und aus einer Anordnung, die beim Feststellen der Übereinstimmung der Spannungspegel mit einzelnen der damit in Verbindung stehenden Spannungsbereiche individuelle AusgangsSignaIe liefert.

Anhand der Figuren wird ein Ausfuhrungsbexspiel der Erfindung näher erläutert. Es zeigt:

Fig. 1 ein Blockschaltbild der Erfindung in ihrer allgemeinen Form,

Fig.. 2 ein Blockschaltbild der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung mit einigen Einzelheiten,

Fig. 3 ein Schaltbild des Vergleichsschaltungsteils,

Fig. 4- den ersten Teil eines Schaltplans der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung,

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Fig. 5 die Fortsetzung des Schaltplans von Fig. 4,

Fig. 6 ein Diagramm der Wellenformen der Signale an verschiedenen Stellen der Schaltung, und

Fig. 7 eine Einzeldarstellung eines Teils des Schaltbildes von Fig. 3.

Wie aus Fig. 1 ersichtlich, sind die Eingangsklemmen 1 an die Filter 2 angeschlossen, über die ein Eingangssignal angelegt werden kann. Die Filter 2 sind so ausgelegt, daß sie den Wählton unterdrücken und die Hochton-Mehrfrequenz-Signale von den Tiefton-Mehrfrequenz-Signalen trennen. Die einzelnen Signale werden individuellen Perioden-Spannungs-Umsetzern 3 und 4 zugeführt. Die Ausgänge der Umsetzer 3 und 4 sind mit den Vergleichsschaltungen 5 bzw. 6 verbunden, die ebenfalls an einen Spannungsteiler 7 angeschlossen sind. Die Ausgangsklemmen der Vergleichsschaltungen 5 und 6 sind in Gruppen mit den RS-Kippgliedern 8 und 9 verbunden, an die die verschiedenen Ausgangsklemmen H1, H2, H3 und H4 sowie L1 L2, L3 und L4 angeschlossen sind.

Das Mehrfrequenz-Eingangssignal wird dem Filter 2 zugeführt, das den Wählton unterdrückt und die Mehrfre quenz-Eingangssignale in eine Gruppe mit hoher Frequenz und eine Gruppe mit niedriger Frequenz teilt. Die Signale mit hoher Frequenz werden dem Perioden-Spannungs-Umsetzer 3 zugeführt, der die Periode des EingangesignaIs in einen Spannungspegel umsetzt, der zu dieser in einem direkten Verhältnis steht. Desgleichen werden die Signale mit niedriger Frequenz dem Perioden-Spannungs-Umsetzer

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zugeführt, wo sie in einen Spannungspegel umgesetzt werden, der in einem direkten Verhältnis zur Periode steht.

Die auf diese Weise umgesetzten Einzelspannungen werden getrennt den entsprechenden Vergleichsschaltungen 5 und 6 zugeführt. Die Vergleichsschaltungen 5 und 6 sind an einen Spannungsteiler angeschlossen, der vorbestimmte Spannungsbereiche den Vergleichsschaltungen zuführt. Die Vergleichsschaltungen stellen die Übereinstimmung der Spannungspegel der Umsetzer 3 und 4 mit bestimmten Spannungsbereichen des Spannungsteilers 7 fest und liefern im Fall der Übereinstimmung mit bestimmten Bereichen AusgangsSignaIe an einzelne Ausgangsleitungen, die mit dem Eingang der RS-Kippglieder b und 9 verbunden sind. Beim Anliegen eines Eingangssignals liefern die RS-Kippglieder 6 und 9 Ausgangssignale an eine der Leitungen H1 bis H4 und an eine der Leitungen L1 bis L4, entsprechend den beiden ursprünglich empfangenen Einzelsignalen innerhalb eines Mehrfrequenzwähltones.

Es ist ersichtlich, daß mit dem Auftreten von Ausgangssignalen an einer der Leitungen L1 bis L4 und an einer der Leitungen H1 bis H4 die gewünschte Decodierung des Ausgangssignals abgeschlossen ist, ohne daß individuelle kritisch abgestimmte Filter erforderlich gewesen wären.

Ih Fig. 2 wird die bevorzugte Ausführungsform der Erfindung in einem weiter detaillierten Blockschaltbild gezeigt. Die Eingangsklemmeη 12 und 13, die zum Anschluß an eine Telefonleitung vorgesehen sind, die Mehrfrequenz-

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Wählsignale führt, sind mit dem Differentialverstärker 14 verbunden. Der Ausgang des Differentialverstärkers 14 ist mit dem Eingang des Wähltonfilters 15 verbunden, dessen Ausgang an die automatische Verstärkungsregelschaltung 16 angeschlossen ist. Der Ausgang der automatischen Verstarkerungsregelschaltung ist mit den Eingängen des Hochpaßfilters 17 und des Tiefpaßfilters verbunden.

Den Ausgängen des Hochpaß- und des Tiefpaßfilters sind zwei gleichartige Schaltkreise nachgeschaltet.

Der Eingang des Schmitt-Triggers 19 ist mit dem Ausgang des Hochpaßfilters 17 verbunden, dessen Ausgang an eine monostabile Kippschaltung 20 angeschlossen ist. Der Ausgang der monostabilen Kippschaltung 20 ist mit dem Eingang einer monostabilen Kippschaltung 21 verbunden. Ein Integrierer, der aus der Reihenschaltung des Kondensators 22 mit dem Widerstand 23 besteht, ist mit der Verbindungsstelle seiner beiden Bestandteile an den Ausgang der monostabilen Kippschaltung 21 angeschlossen. Der Kondensator 22 und der Widerstand 23 liegen in Reihenschaltung zwischen den Spannungsquellen V_A und Vg.

Der Ausgang des Integrierers ist mit zwei parallel geschalteten Abtast- und Haltekreisen 24 und 25 verbunden, die in Reihe mit dem Widerstand 26 bzw. 27 mit einem Integrier-Kondensator 28 verbunden sind, der ebenfalls an die Spannungsquelle Vg angeschlossen ist.

Der Ausgang der monostabilen Kippschaltung 20 ist auch an das QDER-Gatter des Abtast- und Haltekreises 24 angeschlossen.

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Der Kondensator 28 ist ebenfalls mit dem Eingang der Pufferstufe 29 verbunden, deren Ausgang an den Signaleingang der Vergleichsschaltung 30 angeschlossen ist.

Der Ausgang des Tiefpaßfilters 18 ist an eine gleichartige Schaltung wie die oben beschriebene angeschlossen. Der Eingang des Schmitt-Triggers 31 ist an den Ausgang des Tiefpaßfilters 18 angeschlossen, und sein eigener Ausgang ist mit der Reihenschaltung der monostabilen Kippschaltung 32, der monostabilen Kippschaltung 33 und eines Integrierers verbunden, der aus der Reihenschaltung des Kondensators 34 und des Widerstandes 35 zwischen den Spannungsquellen V. und V_ß besteht. Der letztgenannte Integrierer ist mit zwei Abtast- und Haltekreisen 36 und 37 verbunden, deren Widerstände 38 bzw. 39 in Reihe mit dem Integrierkondensator 40 liegen. Der Pufferkreis 41 ist weiter in Reihe mit dem Signaleingang der Vergleichsschaltung 42 geschaltet.

Ein Spannungsteiler 49 liefert eine Zahl von Spannungsamplitudenbereichen, mit denen die Vergleichsschaltungen 30 und 42 verbunden sind. Die Diodenausgänge der Vergleichsschaltungen 30 und 42 sind mit den RS-Kippgliedern 43 bzw, 44 verbunden; die Ausgänge des RS-Kippgliedes 43 sind an die Ausgangsklemmen H1, H2, H3 und H4 angeschlossen, während die Ausgänge des RS-Kippgliedes 44 mit den Ausgangsklemmen L1, L2, L3 und L4 verbunden sind.

Ein Ausgang einer jeden Vergleichsschaltung 30 und 42, der das Vorhandensein eines Hochton- oder Tieftonsignals anzeigen kann, ist an die Umkehrstufe 45 ange-

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schlossen, deren Ausgang mit einer EST (Early Steering) -Leitung verbunden ist. Der Ausgang der Umkehrstufe 45 ist auch an einen Integrierer 46 angeschlossen, dessen Ausgang zusammen mit dem Ausgang der Umkehrstufe 45 dem Vergleichseingang eines Schmitt-Triggers zugeführt wird, dessen Ausgang an die ST (Steering)-Leitung angeschlossen ist. Der Ausgang des Integrierers 46 ist auch mit einer GUARD TIME ADJUST (Sperrzeiteinstellung)-Leitung verbunden.

Der Ausgang des Schmitt-Triggers 47 ist auch mit der monostabilen Kippschaltung 48 verbunden, deren Ausgang auf eine BU (Buttons up)-Leitung geführt ist. Diese Leitung ist auch mit dem Rückstelleingang der taktgesteuerten Kippglieder 43 und 44 verbunden, während die ST-Leitung mit den Taktgebereingängen der taktgesteuerten Kippglieder 43 und 44 verbunden ist.

Für den Betrieb werden die Eingangsklemmen 12 und 13 an eine Telefonleitung angeschlossen; die Mehrfrequenz-Tonsignale werden vom Differentialverstärker 14 empfangen und weitergeleitet. Das Ausgangssignal des Verstärkers 14 läuft durch das Wähltonfilter 15, das vorzugsweise ein äußerst steiles Wähltonunterdrückungsfilter von 550 bis 600 Hz ist.

Die restlichen Mehrfrequenz-Tonsignale werden von der automatischen Verstärkungsregelungsschaltung 16 verarbeitet und auf gleiche Amplituden gebracht. Die Signale werden den Filtern 17 und 18 zugeführt, welche die Tongruppe mit hoher Frequenz des Mehrfrequenz-SignaIs von der Tongruppe mit niedriger Frequenz trennen.

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Die Hochtonsignale werden dem Schmitt-Trigger 19 zugeführt, dessen Ausgang eine Rechteckwelle mit gleicher Periode wie das Eingangssignal ist.

Die Rechteckwelle wird dann der monostabilen Kippschaltung 20 zugeführt, die daraufhin Impulse mit einer Dauer von vorzugsweise 15 bis 25 Mikrosekunden liefert. Die Ausgangsimpulse der monostabilen Kippschaltung 20 werden dem Eingang der monostabilen Kippschaltung 21 zugeführt, die daraufhin Ausgangsimpulse mit einer Dauer von vorzugsweise 4 bis 6 Mikrosekunden liefert. Vorzugsweise sollte die Schaltung so ausgelegt sein, daß sie zwischen den Impulsen einen Impulsabstand von 2 bis 3 Mikrosekunden einfügt.

Das Ausgangssignal der monostabilen Kippschaltung 21 wird durch den Kondensator 22 integriert und wird an die beiden Abtast- und Haltekreise 24 und 25 angelegt. Der Abtast- und Haitekreis 24 wird durch den Ausgang der monostabilen Kippschaltung 20 freigegeben, und der Abtast- und Haltekreis 25 wj.rd zu Beginn der Freigabe durch die monostabile Kippschaltung 20 freigegeben, wird jedoch nach wenigen Impulsen (z.B. 3 Impulsen) durch eine Schaltung gesperrt, die in Fig. 2 nicht gezeigt wird, jedoch in Bezug auf Fig. 4 und 5 mehr im einzelnen beschrieben wird.

Die entsprechenden Ausgangssignale der Abtast- und Haltekreise 24 und 25 werden im Kondensator 28 nach einer raschen Aufbauphase auf einen verhältnismäßig konstanten Pegel integriert, der direkt von der Periode

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des Eingangssignals abhängt. Dieses Signal wird durch die Pufferstufe 29 zum Eingang der Vergleichsschaltung 30 geführt.

Das Tieftonsignal wird ebenfalls einer gleichartigen Schaltung wie oben beschrieben zugeleitet: Schmitt-Trigger 31, monostabile Kippschaltungen 32 und 33» Integrierkondensator 34 und Abtast- und Haltekreise 36 und 37 sowie Integrierkondensator 40, Pufferstufe 41 und Vergleichsschaltung 42. Daraus ergibt sich, daß beim gleichzeitigen Empfang einer Hochton- und einer Tiefton-Sinuswelle von der Telefonleitung eine verhältnismäßig konstante Spannung mit einseitiger Polarität an die Eingänge der Vergleichsschaltungen 30 und 42 gelangt, wobei die Amplitude des Signaleingangs zur Vergleichsschaltung 30 in direkter Beziehung zur Periode des Hochtonsignals steht, während die Amplitude des Signaleingangs zur Vergleichsschaltung 42 in direkter Beziehung zur Periode des Tieftonsignals steht.

Der Spannungsteiler 49 liefert eine Zahl von Spannungsbereichen. Die Vergleichsschaltungen 30 und 42 vergleichen den mittleren Pegel der Eingangssignale mit den verschiedenen Spannungsbereichen des Spannungsteilers 49 und liefern Ausgangssignale an einem ihrer Ausgänge bei Übereinstimmung des Eingangssignals mit einem der Spannungsbereiche. Die Ausgangs signale werden den taktgesteuerten RS-Kippgliedern 43 und 44 zugeführt, die entsprechende Ausgangssignale auf einer der Leitungen H1 bis H4 und einer der Leitungen L1 bis L4 mit einem vorbestimmten konstanten Spannungspegel abgeben.

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Die Vergleichsschaltungen 30 und 42 liefern auch Ausgangssignale, die das Vorhandensein eines Tones melden. Diese werden durch die Umkehrstufe 45 an eine EST-Leitung angelegt. Dieses Signal wird integriert und im Schmitt-Trigger 47 mit dem Signal auf der EST-Leitung verglichen, um ein Signal an die ST-Leitung abzugeben. Die vordere (absteigende) Flanke des Signals auf der ST-Leitung erscheint im Normalfall vorzugsweise 32 Millisekunden nach Beginn des Tons und dient für die Taktsteuerung der Daten in den taktgesteuerten RS-Kippgliedern 43 und 44. Die hintere (ansteigende) Flanke des Signals auf der ST-Leitung erfolgt vorzugsweise Millisekunden nach Beendigung des Tons und löst für 2 bis 4 Millisekunden eine monostabile Kippschaltung 48 aus, die ein Signal an der BU-Leitung erzeugt.

Die RückStelleingänge der taktgesteuerten Kippglieder 43 und 44 sind lose mit der BU-Leitung gekoppelt, damit die Daten nicht weiterhin an den Leitungen H1 bis H4 und L1 bis L4 anliegen, sobald ein Signal an der ST-Leitung erscheint. Dieses kann durch Ansteuern der Rückstelleingänge der taktgesteuerten RS-Kippglieder mit niedriger Impedanz übersteuert werden. Der Eingang des Schmitt-Triggers 47 ist auch mit der GUARD TIME ADJUST-Leitung verbunden.

Die Punktion des Spannungsteilers wird im einzelnen unter Bezugnahme auf Fig. 3 beschrieben.

Der Spannungsteiler 49 in Fig. 2 besteht aus den Widerständen 5OA, 5OB, 50C, 5OD, 5OE, 5OF, 5OG, 5OH, und 501, die in.Reihe zwischen einer Spannungsquelle V.

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und einer Spannungsquelle V-n liegen.

Eine Zahl von Vergleichsschaltungen 51A - 51H ist mit je einem ihrer Eingänge an eine entsprechende Verbindungsstelle zwischen den Widerständen 5OA - 501 angeschlossen; der nichtinvertierende Eingang der Vergleichsschaltung 51A ist mit der Verbindungsstelle der Widerstände 50A und 50B verbunden, während der invertierende Eingang der Vergleichsschaltung 51B mit der Verbindungsstelle der Widerstände 50B und 50C verbunden ist; der nichtinvertierende Eingang der Vergleichsschaltung 51C ist mit der Verbindungsstelle der Widerstände 50C und 50D verbunden, während der invertierende Eingang der Vergleichsschaltung 51D mit der Verbindungsstelle der Widerstände 50D und 50E verbunden ist, u.s.w.

Der Ausgang der Pufferstufe 29 ist gleichzeitig an die invertierenden Eingänge der Vergleichsschaltungen 51A, 51C, 51E und 51G sowie an die nichtinvertierenden Eingänge der Vergleichsschaltungen 51B, 51D, 51F und 51H angeschlossen.

Die Ausgänge der Vergleichsschaltungen 51A und 51B sind an die entsprechenden Eingänge des UND-Gatters 52A angeschlossen, während die Ausgänge der Vergleichsschaltungen 51C und 51D an die entsprechenden Eingänge des UND-Gatters 52B angeschlossen sind ; die Ausgänge der Vergleichsschaltungen 51E und 51F sind an die entsprechenden Eingänge des UND-Gatters 52C angeschlossen, während die Ausgänge der Vergleichsschaltungen 51G und 51H an die entsprechenden Eingänge des UND-Gatters 52D angeschlossen sind.

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Die Ausgänge der UITO-Gatter 52A - 52D sind mit den entsprechenden Eingängen des ODER-Gatters 53 verbunden und der Ausgang des ODER-Gatters 53 ist über eine entsprechende Schaltung mit der EST-Leitung verbunden, wie im einzelnen unter Bezugnahme auf Fig. 4 und 5 beschrieben wird. Die Ausgangsverbindungen der UND-Gatter 52A - 52D sind an das taktgesteuerte RS-Kippglied 53 angeschlossen, wie unter Bezug auf Fig. 2 beschrieben wurde.

In gleicher Weise sind abwechslungsweise die nichtinvertierenden und invertierenden Eingänge der Vergleichsschaltungen 54A bis 54h mit den Verbindungsstellen der Widerstände 5OA - 501 angeschlossen, ähnlich wie die Vergleichsschaltungen 51A - 51H. Desgleichen sind die einzelnen Eingänge des UND-Gatters 55A an die entsprechenden Ausgänge der Vergleichsschaltungen 54A und 54B, die einzelnen Eingänge des UND-Gatters 55B an die entsprechenden Ausgänge der Vergleichsschaltungen 54C und 54D, die einzelnen Eingänge des UND-Gatters 55C an die entsprechenden Ausgänge der Vergleichsschaltungen 54E und 54F, und die einzelnen Eingänge des UND-Gatters 55D an die entsprechenden Ausgänge der Vergleichsschaltungen 54g und 54H angeschlossen.

Die Ausgänge der UND-Gatter 55A - 55D sind mit den Eingängen des ODER-Gatters 56 und ebenfalls mit den Eingängen des taktgesteuerten RS-Kippgliedes 44 verbunden. Die Ausgangsanschlüsse des taktgesteuerten RS-Kippglieds 44 werden, wie weiter oben beschrieben, mit L1 - L4 bezeichnet, und die Ausgangsschaltungen des ODER-Gatters 56 werden nachstehend im einzelnen beschrieben.

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Die restlichen Eingänge zu den Vergleichsschaltungen 54A - 54H sind gemeinsam mit dem Ausgang der Pufferstufe 41 verbunden.

Die Vergleichsschaltung in ihrer Gesamtheit ist von einer gestrichelten Linie umgeben und wird mit der Bezugszahl 57 bezeichnet; in dem weiter unten im einzelnen beschriebenen Schaltplan wird sie unter dieser Bezugszahl als Block zusammengefaßt.

Im Betrieb werden die mit abwechselnder Polarität angeschalteten Vergleichsschaltungen 51A und 51B zu beiden Seiten eines Widerstandes angeschlossen, der eine Spannungsteilung bewirkt. Das verhältnismäßig konstante Eingangssignal mit einseitiger Polarität wird von der Pufferstufe 29 auf einen der Eingänge der Vergleichsschaltungen geleitet. Wenn die Amplitude des Eingangssignals das Potential der Verbindungsstelle zwischen den Widerständen 5OA und 5OB übersteigt, erscheint ein Ausgangssignal an der Vergleichsschaltung 5OA. Wenn der Pegel des Eingangssignals niedriger ist als das Potential der Verbindungsstelle zwischen den Widerständen 5OB und 5OC, erscheint ein Ausgangssignal an der Vergleichsschaltung 51B. Damit ist also ein Spannungsbereich festgelegt, und wenn der Pegel des Eingangssignals in diesem Bereich liegt, erhält man von den beiden Vergleichsschaltungen 51A und 51B ein Ausgangssignal. Diese Signale werden dem UND-Gatter 52A zugeführt, das ein Ausgangesignal abgibt, wenn beide Eingangssignale vorhanden sind.

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Die Vergleichsschaltungen 51C rait 51D arbeiten in ähnlicher Weise wie die Vergleichsschaltungen 51A mit 51B, sowie auch die Vergleichsschaltungen 51E rait 51F, 51G mit 51H, 54A mit 54B, 54C mit 54D, 54E mit 54F und 54G mit 54H.

Wenn der Spannungspegel des Eingangssignals innerhalt) des Bereichs liegt, der ein Eingangssignal an beide Eingänge des UND-Gatters 52A ergibt, so liefert dieses ein Ausgangssignal; desgleichen entstehen Ausgangssignale bei verschiedenen Spannungspegeln des Eingangssignals von den UND-Gattern 52B, 52C und 52D, und in gleicher Weise entstehen Ausgangssignale als Ergebnis von Eingangssignalen innerhalb entsprechender Bereiche an den UND-Gattern 55A, 55B, 55C und 55D, wobei die letztere Gruppe von AusgangsSignalen auftritt, wenn am Eingang ein Tieftonsignal anliegt, während die erstere Gruppe von Ausgangssignalen dann auftritt, wenn am Eingang ein Hochton-Signal anliegt.

Die Ausgangssignale der oben genannten UND-Gatter werden sowohl den taktgesteuerten RS-Kippgliedern 43 bzw. 44 als auch den entsprechenden ODER-Gattern 53 bzw. 56 zugeführt. Beim Vorliegen eines Signals am Ausgang eines der UND-Gatter 52A - 52D liefert das ODER-Gatter ein Ausgangssignal. In gleicher Weise wird beim Vorliegen eines Ausgangssignals an einem der UND-Gatter 55A 55D ein Ausgangssignal am ODER Gatter56 erzeugt.

Auf diese Weise veranlaßt ein verhältnismäßig konstanter Spannungspegel mit einseitiger Polarität, der in Abhängigkeit von der Periode eines jeden der Hochton-

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und Tiefton-SIgnale erzeugt wurde, das Erscheinen eines Ausgangssignals an einer der Ausgangsklemmen H1 - H4
und L1 - IA. Zusätzlich erscheint am Ausgang des ODER-Gatters 53 und des ODER-Gatters 56 eine Meldung bezüglich des Empfangs eines Hochton- und eines Tiefton-Mehrfrequenzsignals .

Unter Bezugnahme auf Fig. 4-7 wird nunmehr die Erfindung im einzelnen beschrieben.

Fig. 4 und 5 zeigen die bevorzugte Ausführungsform der Erfindung im Schaltplan und teilweise als Blockschaltbild. Ein herkömmlicher Differentialverstärker 61 wird von der Gleichspannung durch die Kondensatoren 62 und 63 getrennt, die in seinen Eingang zum Anschluß an die a- und die b-Ader einer Telefonleitung geschaltet sind. Die Eingangsklemmen für den Differentialverstärker sind mit T und R bezeichnet. Der Ausgang des Differentialverstärkers 61 ist mit dem Eingang des Wählton-Unterdrückungsfilters 64 verbunden. Dieses Filter ist vorzugsweise ein Hochpaßfilter in einer an sich bekannten Ausführung als elliptisches Hochpaßfilter fünfter Ordnung mit steilem Flankenabfall bei 550 - 600 Hz. Da
die Rufton-SignaIe normalerweise unter dieser Frequenz liegen, werden im wesentlichen nur diejenigen Signale durchgelassen, die über dieser Frequenz liegen.

Der Ausgang des Wählton-Unterdrückungsfilters 64 ist
an eine automatische Verstärkungsregelungsschaltung 65 angeschlossen, deren Aufbau an sich bekannt ist. Der
Spannungspegel des Ausgangssignals der automatischen Verstärkungsregelungsschaltung betrug bei einem er-

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folgreichen Prototyp ca. 4 V Spitze-Spitze, wodurch die nachgeschalteten Stufen einen verhältnismäßig hohen Signalpegel erhielten, der jedoch nicht hoch genug war, um eine Verzerrung zu erzeugen.

Der Ausgang der automatischen Verstärkungsregelungsschaltung 65 ist mit den Eingängen von zwei parallel geschalteten Filtern verbunden, einem Hochpaßfilter 66 und einem Tiefpaßfilter 67. Die Sperrfrequenz der Filter 66 und 67 sollte bei ca. 1100 Hz liegen, um die Tiefton-Normfrequenzen von 697 Hz, 770 Hz, 852 Hz und 941 Hz von den Hochton-Normfrequenzen von 1209 Hz, 1336 Hz, 1477 Hz und 1633 Hz zu trennen. Die beiden Filter weisen vorzugsweise den gleichen Grundaufbau auf wie das Wählton-Unterdrückungsfilter 64, mit den entsprechenden funktionsbedingten Unterschieden. Somit laufen die Hochton-Signale durch das Hochpaßfilter 66 und die Tieftonsignale durch das Tiefpaßfilter 67.

Der Ausgang des Tiefpaßfilters 66 ist mit dem Eingang der Pufferstufe 68 und der Ausgang des Tiefpaßfilters 67 mit dem Eingang der Pufferstufe 69 verbunden. Der Ausgang jeder dieser Pufferstufen führt zu gleichartigen Perioden-Spannungs-Umsetzern und Abtast- und Haltekreisen, wie sie weiter unten beschrieben werden.

Da die Schaltungen gleich sind, werden nicht beide im einzelnen beschrieben. Die Hochton-Umsetzschaltung wird in Bezug auf die nichteingeklammerten Bezugszahlen und die entsprechende Tiefton-Umsetzschaltung in Bezug auf die eingeklammerten Bezugszahlen beschrieben.

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Der Ausgang der Pufferstufe 68 (69) ist mit dem Eingang eines Schmitt-Triggers 70 (71) verbunden, dessen Eingang mit "A" und dessen Ausgang mit "B" bezeichnet wird. Der Ausgang des Schmitt-Triggers ist über den Kondensator 72 (73) an eine monostabile Transistor-Kippschaltung angeschlossen, die aus dem NPN-Transistor 74 (75) besteht, dessen Basis über den Widerstand 76 (77) mit dem Kondensator 72 (73) und ebenfalls über den Widerstand 7ö (79) mit der Spannungs quelle V. verbunden ist. Der Kollektor ist über den Widerstand 80 (81) ebenfalls an die Spannungsquelie V. angeschlossen. Der Emitter des Transistors 74 (75) ist an die Spannungsquelle Vg angeschlossen.

Der Kollektor des Transistors ist über die Pufferstufe 82 (83) mit einer zweiten monostabilen Kippschaltung über den Kondensator 84 (85) verbunden. Während die erste monostabile Kippschaltung vorzugsweise Impulse mit einer Länge zwischen 15 und 25 Mikrosekunden liefert, erzeugt die zweite monostabile Kippschaltung vorzugsweise Impulse mit einer Dauer zwischen 4 und 6 Mikrosekunden.

Die zweite monostabile Kippschaltung besteht aus dem NPN-Transistor 86 (87), dessen Basis an den Kondensator 84 (85) über den Widerstand 88 (89) und an die Spannungsquelle V. über den Wiederstand 90 (91) angeschlossen ist. Sein Kollektor ist ebenfalls an die Spannungsquelle V. über den Widerstand 92 (93) angeschlossen, und sein Emitter ist mit der Spannungsquelle Vg verbunden.

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Der Kollektor des Transistors 86 (87) ist an den Eingang einer Pufferstufe 94 (95) angeschlossen, deren Ausgang mit der Basis eines NPN-Transistors 96 (97) über den Widerstand 98 (99) verbunden ist. Die Basis des Transistors 96 (97) ist ebenfalls an die Spannungsquelle Vg über den Widerstand 100 (101) angeschlossen. Der Emitter des Transistors 96 (97) ist mit der Spannungsquelle Vg verbunden.

Der Kollektor des Transistors 96 (97) ist an die Spannungsquelle V. über die Reihenschaltung aus Transistor 102 (103) und Potentiometer 104 (105) angeschlossen. Der Kollektor ist auch an die Spannungswelle Vg über den Kondensator 106 (107) und andererseits an den nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers 108 (109) angeschlossen» Der Ausgang des Operationsverstärkers 108 (109) ist mit seinem invertierenden Eingang verbunden, der auch mit dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 110 (Hl) verbunden ist.

Wie aus Fig_o 5 ersichtlich, ist der Ausgang des Operationsverstärkers 108 (109) mit der Quelle eines jeden der beiden FET-Analogschalter 112 (113) und 114 (115) verbundene Die Senken sind gemeinsam über individuelle Widerstände 116 (117) und 118 (119) an den nichtinvertierenden Eingang der Pufferstufe 120 (121) angeschlossen. Der nichtinvertierende Eingang der Pufferstufe (121) ist an eine Spannungsquelle Vp über den Kondensator 122 (123) angeschlossen.

Der Ausgang der Pufferstufe 82 (83) (Fig. 3) ist mit einem Eingang des UND-Gatters 124 (125) verbunden, das mit dem Tor des Analogschalters 112 (113) sowie mit

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einem Eingang des UND-Gatters 126 (127)verbunden ist.

Der Ausgang des Operationsverstärkers 110 (111) ist mit dem zweiten Eingang des UND-Gatters 124 (125) sowie mit der Kathodenseite von zwei Dioden 128 (129) und 130 (131) verbunden. Die Anode der Diode 130 (131) ist an den invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 132 (133) angeschlossen, und der Ausgang des Operationsverstärkers 132 (133) ist mit dem zweiten Eingang des UND-Gatters 126 (127) verbunden. Der invertierende Eingang des Operatxonsverstärkers 132 (133) ist auch an eine Spannungsquelle V. über die Parallelschaltung von Kondensator 134 (135) und Widerstand 136 (137) angeschlossen.

Es ist zu beachten, daß gewisse Knotenpunkte in Fig. und 5 mit eingekreisten Buchstaben A bis J versehen sind. Fig. 6 zeigt Wellenformen mit den gleichen Bezeichnungen, die an diesen Knotenpunkten stehen.

Der Ausgang des (mit seinem invertierenden Eingang kurzgeschlossenen) Operationsverstärkers 120 stellt die gleiche Baugruppe dar wie die in Fig. 3 gezeigte Pufferstufe 29, desgleichen ist der Operationsverstärker 121 die gleiche Baugruppe wie die Pufferstufe 41 in Fig. 3ο Die Ausgänge der letzteren sind an die Vergleichsschaltung 57 angeschlossen, die in Fig. 5 durch gestrichelte Linien abgegrenzt ist, und die dem in Fig. 3 gezeigten Schaltbild entspricht»

Die vier Hochton-Ausgänge sind parallel mit dem ODER-Gatter 53 und dem RS-Kippglied 139 verbunden. Desgleichen sind die vier in Fig. 3 gezeigten Tieftonausgänge

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BAD

parallel mit dem ODER» Gatter 140 und dem RS-Kippglied 141 verbunden. Die Kippglieder 139 und 141 entsprechen den Kippgliedern 43 bzw. 44 in Fig» 3.

Die Ausgänge des RS-Kippgliedes 139 sind mit den Ausgangsklemmen H1, H2, H3, H4 verbunden, während die entsprechenden Ausgänge des RS-Kippglieds 141 mit den Ausgangsklemmen L1, L2, L3 und L4 verbunden sind. Jedes dieser Kippglieder besitzt auch einen Taktgebereingang C, einen Rückstelleingang R und einen Freigabeeingang E.

Der Ausgang des ODER-Gatters 53 ist über den Widerstand 142 an den Eingang der Umkehrstufe 143 angeschlossen, und der Ausgang des ODER-Gatters 140 ist mit der Kathode der Diode 144 verbunden. Die Anoden der Dioden 129 und 144 sind gemeinsam mit dem Eingang der Umkehrstufe 143 verbunden.

Der Ausgang der Umkehrstufe 143 ist über den Widerstand 156 an die EST-Leitung und an den Emitter eines PNP-Transistors 145 angeschlossene Desgleichen ist er über den Widerstand 146 mit dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 147 und mit einer Anschlußseite des Kondensators 148 verbunden, dessen anderer Anschluß an die Spannungsquelle V_ß angeschlossen ist» Der Kollektor des Transistors 145 ist über die Diode 149 an den invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 147 angeschlossen, der ebenfalls über den Widerstand 150 mit der GT ADJ (Guard Time Adjust)-Leitung verbunden ist,

Der Ausgang des Operationsverstärkers 147 ist über den Widerstand 151 mit dem Eingang der Umkehrstufe 152 verbunden, deren Ausgang an den Eingang der Umkehrstufe 153 angeschlossen ist. Der Ausgang der Umkehrstufe 153

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ist über den Widerstand 154 mit der Basis des Transistors 145, über den Widerstand 155 mit dem Eingang der Umkehrstufe 152 und über die in Reihe geschalteten Widerstände 156 und 157 mit der Spannungsquelle V„ verbunden. Die Verbindungsstelle zwischen den Widerständen 156 und 157 ist an den nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers 147 angeschlossen. Die Verbindungsstelle zwischen den Umkehrstufen 152 und 153 ist über den Widerstand 158 an die ST-Leitung angeschlossen.

Der Ausgang der Umkehrstufe 153 ist mit den Taktgeber-Eingängen C der RS-Kippglieder 139 und 141 sowie über den Kondensator 159 mit dem Eingang der Umkehrstufe 160 verbunden. Der Eingang der Umkehrstufe I6O ist an die Spannungsquelle V. über die Parallelschaltung von Widerstand I6I und Diode 162 angeschlossen.

Der Ausgang der Umkehrstufe 160 ist mit dem Eingang der Umkehrstufe 163 verbunden, deren Ausgang an die BU-Lei-■fcung über den Widerstand 164 angeschlossen ist. Die Verbindungsstelle zwischen den Umkehrstufen 160 und 164 ist an die RESET IN-Leitung über den Widerstand 165 sowie an die Rückstellanschlüsse R der RS-Kippglieder 139 und 141 über den Widerstand 166 angeschlossen. Die Freigabeeingänge der RS-Kippglieder 139 und 141 sind beide an die ENDATA-Leitung angeschlossen.

Die oben beschriebene Schaltung arbeitet wir folgt: Die von der a- und b-Ader der Utelefonleitung geführten Wechselstromsignale werden an den Differentialverstärker 61 angekoppelt, wo sie zugeordnet und an das Wählton-Unterdrückungsfilter 64 weitergegeben werden. Alle Signale mit einer Frequenz von weniger als 550 Hz, wozu

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auch das Wählton- und Freizeichen usw_o gehört, werden zurückgehalten, und die Signale mit höherer Frequenz werden zur automatischen Verstärkungsregelschaltung 65 durchgegeben. In dieser Schaltung werden alle angelegten Signale auf gleiche Amplitude gebracht und den Filtern 66 und 67 zugeführt» Mehrfrequenz-Signale von höherer Frequenz als ca. 1100 Hz laufen über das Hochpaßfilter 66 und werden der Pufferstufe 68 zugeordnet. Mehrfrequeriz-Signale mit einer Frequenz zwischen 550 Hz und 1100 Hz gehen durch das Tiefpaßfilter 67 und werden der Pufferstufe 69 zugeordnet.

Die so entstehenden Hochton- und Tiefton-Sinussignale werden den entsprechenden Schmitt-Triggern 70 und 71 zugeleitet. Da die Arbeitsweise der dem Schmitt-Trigger für das Tiefton-Signal nachgeschalte Schaltung die gleiche ist wie diejenige der Schaltung für das Hochton-Signal, wird die Arbeitsweise der letzteren nicht eigens beschrieben» Es wird auf Fig» 6 Bezug genommen, welche die Darstellung der Wellenform der Signale an den im Schaltplan mit eingekreisten Buchstaben bezeichneten Stellen gibt.

Der Schmitt-Trigger 70 wandelt die Eingangs-Sinuswelle in eine Rechteckwelle um, wodurch das Sinus-Signal bei A (Fig. 6) in die Rechteckwelle B umgewandelt wird. Die monostabile Kippschaltung, zu der der Transistor 74 gehört, empfängt das Rechtecksignal und erzeugt bei der Hinterflanke jeder Rechteckwelle ein Impulssignal C von 15 bis 25 Mikrosekunden. Dieses Signal wird der monostabilen Kippschaltung zugeführt, zu der der Transistor 86 gehört und die ein Ausgangssignal D bei der Hinterflanke von C erzeugt. Das letztere Ausgangssignal

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ist eine Rechteckwelie von 4 bis 6 Mikrosekunden. Der Vorschaltwiderstand 92 (z.B. 100 kOhtn) erzeugt einen Abstand von 2 bis 3 Mikrosekunden.zwischen der Hinterflanke der Wellenform C und der Vorderflanke der Wellenform Do

Die so entstehenden Impulse steuern den Transistor 96, der einen Entladungsweg für die im Kondensator 106 gespeicherte Ladung bildet. Die Ladung des Kondensators erfolgt über den Widerstand 102 und das Potentiometer 104; mit dem Potentiometer 104 wird der mittlere Pegel eingestellt, auf den sich der Kondensator auflädt. Das Ergebnis am Ausgang des Operationsverstärkers 108 ist eine Sägezahn-Wellenform E; der Kondensator entlädt sich, so oft ein Impuls von der zuletzt beschriebenen monostabilen Kippschaltung den Transistor 96 aufsteuert« Es ist ersichtlich, daß die Spitzenamplitude der Sägezahn-Wellenform E in Fig. 6 niedriger ist als das Potential V., auf das der Kondensator ursprünglich vor dem Eintreffen der Entladungsimpulse aufgeladen war.

Das Ausgangssignal der Pufferstufe 108 wird dem Operationsverstärker 110 zugeführt, der in umgekehrter Folge zum Operationsverstärker 108 leitend wird; dies bedeutet, daß ein Langzeitimpuls am Knotenpunkt F erscheint, wenn die Pufferstufe 108 leitet und dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 110 ein vorbestimmtes Signal zuführt, das unter einem vorbestimmten Schwellenwert des Spannungspegels der Spannungsquelle V_R liegt. Die entsprechende Leitdauer des Operationsverstärkers 110 wird als Wellenform F in Fig. 6 gezeigt; sie endet, wenn das Potential am Kondensator 106 den oben erwähnten vorbestimmten Schwellenwert übersteigt. Das Lang-

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zeitimpuls-Ausgangssignal des Operationsverstärkers wird an einen Eingang des UND-Gatters 124 und in seiner Umkehrung über den Operationsverstärker 132 an einen Eingang des UND-Gatters 126 angelegt. Der andere Eingang des UND-Gatters 124 empfängt die Impulssignale mit der Wellenform C vom Ausgang der Pufferstufe 82. Demzufolge arbeitet nach Beginn der Leitzeit des Operationsverstärkers 110, die ihrerseits nach Abschluß des ersten Impulses der Wellenform C erfolgt, das UND-Gatter 124 synchron mit Wellenform C. Das Ergebnis am Ausgang des UND-Gatters 124 ist als Wellenform G dargestellt.

Der Operationsverstärker 132 ist normalerweise leitend und liefert daher einen hohen Eingangspegel für einen Eingang des UND-Gatters 126„ Wenn er an seinem invertierenden Eingang den Anfang der Wellenform F vom Ausgang des Operationsverstärkers 110 erhält, beginnt der Kondensator 134 sich aufzuladen. Wenn er aufgeladen ist, liegt ein Signal mit der Wellenform F am invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 132 an und sperrt damit den Operationsverstärker 132.

Der zweite Eingang des UND-Gatters 126 erhält die Ausgangssignale vom UND-Gatter 124, das, wie zuvor erwähnt, die Wellenform G aufweist. Demzufolge wird das UND-Gatter 126 synchron mit den Impulsen der Wellenform G für den Zeitraum aufgesteuert, in dem der Operationsverstärker 132 leitend ist, das heißt, während der Ladedauer des Kondensators 134. Die Arbeitsperiode des Operationsverstärkers 132 wird als Wellenform H in Fig. gezeigt, und das entsprechende Ausgangssignal des UND-Gatters 126 ist als Wellenform J dargestellt. Die Zeit zwischen der Vorderflanke der Wellenform F und der Hin-

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terflanke der Wellenform H ist ein Teil der Ladedauer des Kondensators 134. Demzufolge wird das FET-Gatter 112 synchron mit Wellenform G und das FET-Gatter 114 synchron mit Wellenform J aufgesteuert.

Beide Gatter führen den Ausgangsstrom der Wellenform E von der Umkehrstufe 108. Dieser Strom lädt den Kondensator 122. Das Ergebnis am Ausgang der Pufferstufe 120 ist ein Signal, das stufenweise bis zu einem Spannungspegel ansteigt, der durch die Zeit bestimmt wird, während der die Impulse der Wellenform J vorhanden sind, wobei dieser Spannungspegel dann als Rechteckimpuls-Signal mit einem gewissen mittleren Pegel beibehalten wird. Dies ist das Signal, das in der Vergleichsschaltung 57 verarbeitet wird, deren Arbeitsweise mit Bezug auf Fig. beschrieben wurde.

Angenommen, daß in Fig. 3 der am Ausgang der Pufferstufe 120 (d.h. Pufferstufe 29 in Fig. 3) anliegende Spannungspegel innerhalb des Spannungsbereiches an den Klemmen des Widerstands 5OD liegt, so sind beide Vergleichsschaltungen 51C und 51D leitend (unter Ausschluß aller übrigen Vergleichsschaltungen 51A - 51H), wodurch das UND-Gatter 52B ausgelöst wird und ein entsprechendes Eingangssignal am ODER-Gatter 53 anliegt. Das Signal am Ausgang des UND-Gatters 52B wird ebenfalls dem RS-Kippglied 43 (d.h. 139 in Fig. 5) zugeführt.

Wie aus Fig. 5 ersichtlich, liefert das RS-Kippglied, nachdem es freigegeben wurde, ein Signal mit konstantem Spannungspegel an eine der Leitungen H1 - H4. Somit wurde das Hochton-Mehrfrequenz-Signal zu einem 1/4-Ausgangssignal dekodiert.

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In gleicher Weise wird ein Tiefton-Mehrfrequenz-Signal zu einem 1/4-Ausgangssignal dekodiert.

Das Anliegen eines Eingangssignalε am ODER-Gatter 53 läßt ein Ausgangssignal durch die Umkehrstufe 143 laufen, das dann an der EST-Leitung anliegt. Dieses Logik-Signal zeigt an, daß ein gültiger Ton empfangen wurde.

Das Ausgangssignal der Umkehrstufe 143 wird ebenfalls im Kondensator 148 integriert und einem Schmitt-Trigger zugeführt, zu dem der Operationsverstärker 147 und die Umkehrstufe 152 gehört. Das entsprechende Ausgangssignal wird an die ST-Leitung angelegt. Dieses Signal wird in der Umkehrstufe 153 umgekehrt und dem Eingang eines weiteren Schmitt-Triggers sowie dem Basiseingang des Transistors 145 zugeführt. Die Diode 149 und der Emitter-Kollektor-Kreis des Transistors 145 wird somit leitend und schließt den Widerstand 146 kurz, bis auf die Arbeitsschwelle von Diode und Transistor während der Funktionszeit des Schmitt-Triggers. Das Ergebnis ist eine langsame Ladung und eine schnelle Entladung des Kondensators 14ö.

Das Ausgangssignal der Umkehrstufe 153 wird an den Taktgebereingang der RS-Kippglieder 139 und 141 angelegt. Aufgrund der Verzögerung der Ladezeit des Kondensators I4ö, die im typischen Fall 32 Millisekunden beträgt, erfolgt der Taktimpuls für die RS-Kippglieder 139 und 141 32 Millisekunden nach Beginn des Tons. Demzufolge stehen die Ausgänge an einer der Leitungen H1 - H4 und ebenfalls an einer der Leitungen L1 - L4 zu diesem Zeitpunkt zur Verfügung und liefern dort die endgültigen

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Dekodierer-Ausgangss ignale.

Das (ansteigende) Schlußsignal erfolgt an der ST-Leitung vorzugsweise 26 Millisekunden nach Beendigung des Tones. Dieses Signal wird einer monostabilen Kippschaltung über den Kondensator 159·zugeführt, die eine Umkehrstufe 160 enthält, die einen Impuls auf der BU-Leitung erzeugt. Dieser Impuls zeigt das Ende des Tones an und v/ird den Rückstelleingängen der RS-Kippglieder 139 und 141 zugeführt. Er dient zum Löschen der Daten in diesen RS-Kippgliedern, wodurch die Signale an den Leitungen H1 - K4 und L1 - L4 aufhören. Die Rückstelldauer kann von außen durch Anlegen eines Eingangssignals an die RESET IN-Leitung eingestellt werden.

Es ist ersichtlich, daß das Signal am Ausgang des Operationsverstärkers 120 rasch auf einen bestimmten mittleren Pegel ansteigt, der in direkter Beziehung zur Periode des Sinus-Eingangssignals steht, da diese Periode den Abstand der Impulse der monostabilen Kippschaltung mit der Wellenform D bestimmt..

Es ist zu beachten, daß der Zweck des FET-Gatters 114, das die Impulse zum Laden des Kondensators 122 während des Beginns der Abtastperiode liefert, einen sehr raschen Spannungsanstieg auf den Abtastbereich verursacht« Der Ausgang der Pufferstufe 120 folgt von da an dem gefilterten Signal vom Knotenpunkt E, wodurch der Perioden-Verzerrungseffekt ausgeschaltet wird.

Die Funktion der Gatter 112 und 114 kann man mit dem Kondensator 122 als parallele Abtast- und Haltekreise bezeichnen, wobei das Gatter 112 die Abtastung über die ge-

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samte Übertragungsdauer durchführt, während das Gatter 114 nur einige der ersten Perioden abtastet» Der mittlere Spannungswert wird am Kondensator 122 festgehalten.

Es ist zu beachten, daß, wenn eine Periode kürzer als 1,2 Millisekunden in der Gruppe von Mehrfrequenz-Signalen mit höherer Frequenz ist (2 Millisekunden in einer Gruppe von Mehrfrequenz-Signalen mit niedriger Frequenz), so wird das Signal als unterbrochen betrachtet, und die dem Eingangssignal entsprechende Rechteckwelle v/ird für mehr als 2 Millisekunden aufgehalten. Das Signal F geht dabei auf den Niederspannungspegel, was die Entnahme einer Amplitudenprobe verhindert. Dies ist erwünscht, da die Spannung am Kondensator 106 bei Entnahme einer Amplitudenprobe anschließend für mehrere Millisekunden verfälscht ist.

Durch Anlegen eines Signals mit hohem Pegel an die ENDATA-Leitung können die Signale an den H1 - H4- und L1 - L4-Leitungen für Tri-State-Logik vorbereitet werden,,

Es ist zu beachten, daß die Gleichspannung, die an die Vergleichsschaltungen 51A bis 51H und 54A bis 54H angelegt wird, die mittlere Periode jedes der beiden Mehrfrequenz-Eingangssignale darstellt. Wie zuvor bemerkt, wird diese Spannung mit 8 verschiedenen Spannungsbereichen verglichen, die durch den von den Widerständen 5OA bis 501 gebildeten Spannungsteiler erzeugt werden. Diese Bereiche stellen die Durchlaßfenster für die vier Mehrfrequenztöne in den beiden Gruppen mit hoher und niedriger Frequenz dar. Die Durchlaßfenster sind vorzugsweise linear unterteilt. Die Gleichspannung erhält jedoch von den Abtast- und Haltekreisen über die Pufferstufen 120 und 121 (29 und 41 in Fig. 3) ein Signal proportional

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zum Logarithmus der Periode. Da die Mehrfrequenztöne in exponentieller Verteilung genormt sind, wird dadurch der logarithmische Faktor aufgehoben.

Der Abgleich erfolgt durch Einstellen der Ausgangssignale der Abtast- und Haltekreise oberhalb und unterhalb einer mittleren Spannung Vp, die in der Mitte zwischen den Spannungen V. und Vg des Spannungsteilers liegt. Zum-Beispiel erwies sich eine Regel als erfolgreich, derzufolge der Ausgang der Abtast- und Haltekreise sich um 50 Millivolt für einen Frequenzunterschied von 1 Prozent ändert; da die beiden durch H2 und H3 dargestellten Frequenzen um 10 Prozent verschieden sind, würde dies eine ßpannungsänderung von 500 Millivolt o'der + 250 Millivolt um den Mittelwert V_c erzeugen.

Die Ausgangsspannung der Abtast- und Haltekreise, die an die Vergleichsschaltungen angelegt'Wird, kann durch Verstellen des Potentiometers 104 (105) geregelt werden, wodurch die mittlere Spannung am Kondensator 106' (107) eingestellt wirdc Der gesamte Bereich oberhalb und unterhalb der mittleren Spannung V^ kann auf diese V/eise eingestellt werden.

Die Spannung V« kann durch Herstellen der Spannungsteilerschaltung von Fig. 3 nach dem Schaltbild von Figo 7 eingestellt werden. In diesem Fall wird der Widerstand 5OE in zwei gleiche Hälften unterteilt, und die Verbindungsstelle zwischen den beiden wird mit einer Pufferstufe 170 verbunden. Der Ausgang der Pufferstufe liefert die Spannung V_c für den Rest der Schaltung, wie zuvor erwähnt.

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Der Widerstand 5OA wird mit der Spannungsquelle V. über einen niederohmigen Widerstand 50J verbunden, und der Widerstand 501 ist an die Spannungsquelle V_ß über den niederohmigen Widerstand 5OK angeschlossen, der den gleichen Wert besitzt wie der Widerstand 50J« Die Verbindungsstelle zwischen den Widerständen 501 und 5OK ist über die Diode 171 an eine Fq ADJ-Leitung angeschlossen, die ebenfalls über die Diode 172 mit der Verbindungsstelle zwischen den Widerständen 50J und 50A verbunden ist. Ein äußeres Betätigungsglied kann an die Fq ADJ-Leitung angeschlossen werden, um den Bereich zwischen den Spannungsquellen V. und Vg weiter abzugleichen und zu regeln» Die genaue Spannung, die zwischen den Spannungsquellen V. und V-n an der Verbindungsstelle zwischen den beiden Teilen des Widerstandes 50E eingestellt ist, stellt die Spannung Yp dar, so daß oberhalb und unterhalb derselben die mittleren Signalpegel für den Vergleich auf diese V/eise genau eingestellt werden.

Es wurde bereits bemerkt, daß die Ausgänge der ODER-Gatter 140 und 53 an den Eingang einer Umkehrstufe 143 gelegt werden. Die Ausgänge werden an zwei der Eingänge eines UND-Gatters mit vier Eingängen angelegt, wobei diese beiden Eingänge vom Widerstand 142 und der Diode 144 gebildet werden«, Die beiden übrigen Eingänge sind über die Dioden 128 und 129 an Schwellenwertschaltungen angeschlossen. Der Zweck der Verbindung mit den Schwellenwertschaltungen liegt darin, das F-Signal von den Schaltungen für die Verarbeitung der beiden Signalgruppen mit hoher und niedriger Frequenz der Umkehrstufe 143 zuzuführen. Würde dies nicht erfolgen, so würde die Spannung der Abtast- und Haltekreise aus der zuletzt entnommenen Amplitudenprobe dauernd anliegen. Die Übertragung des

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F-Signals veranlaßt die Beendigung des Signals durch die Umkehrstufe 143» Das so entstehende Ausgangssignal des durch die zuvor erwähnten Dioden 128, 129, 144 und den Widerstand 142 gebildeten UND-Gatters wird umgekehrt und bildet das Signal an der EST-Leitung„

Auf diese Weise liefert die Erfindung die Dekodierung eines 2/ö-Mehrfrequenz-Signals, ohne daß teure Einzeltonfilter erforderlich wären, die bei der Herstellung sorgfältig abgestimmt werden müssen. Die Abstimmung erfolgt leicht durch ein einziges Betätigungsorgan für die Gruppe mit hoher Frequenz und ein einziges Betätigungsorgan für die Gruppe mit niedriger Frequenz» Zusätzlich wird ein Logiksignal auf der KST-Leitung geliefert, das den Empfang eines gültigen Tonsignals anzeigt. Ein zweites Logiksignal wird auf der ST-Leitung erzeugt, und die Daten werden festgehalten, sobald eine Periode nach dem Anliegen eines Tonsignals überschritten ist. Ein drittes Signal an der PU-Leitung zeigt das Ende des Tonsignals an und wird zum Löschen der Daten in den ES-Kippgliedern verwendet. Die Sperrzeit und die Mittelfrequenzen der Filter können von außen eingestellt werden; desgleichen ist eine äußere Rückstellung und eine Leitung zum Vorbereiten des Datenausgangs für die Tri-State-Logik vorgesehen.

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Claims (1)

1. PATENTANSPRÜCHE

   Ton-Decodierschaltung, dadurch gekennzeichnet, daß sie eine Filtereinrichtung mit einer ausreichenden Frequenzbandbreite enthält, um eine vorbestimmte Gruppe von Mehrfrequenz-Rufsignalen zuzuordnen, eine Einrichtung, die auf jedes dieser Signale anspricht, um weitere Signale mit einer Amplitude zu liefern, die proportional zur Periode eines jeden dieser Signale ist, eine Einrichtung zum Vergleichen der Amplitude eines jeden dieser weiteren Signale mit einem vorbestimmten Amplitudenbereich, sowie eine Einrichtung zur Erzeugung individueller Ausgangssignale, die jeweils aufgrund der Übereinstimmung eines der weiteren Signale mit einem der vorbestimmten Amplitudenbereiche in der Vergleichseinrichtung entstehen.

   Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das weitere Signal nur eine Polarität besitzt und die Vergleichseinrichtung einen Gleichspannungsteiler mit einer Anordnung zum Einteilen dieser Gleichspannung in bestimmte Bereiche enthält, um die weiteren Signale

   030017/OSii

   Postscheckkonto: Karlsruhe 76979-754 Bankkonto: Deutsche Bank AG Villingen (BLZ 69470039) 146332

   rait den Gleichspannungsbereichen zu vergleichen, sowie eine Einrichtung zur Erzeugung eines Ausgangssignals an einer bestimmten Anschlußklemme bei der Übereinstimmung der Amplitude des weiteren Signals mit einem bestimmten Gleichspannungsbereich.

   3. Vorrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß ein taktgesteuertes RS-Kippglied mit jeder dieser Anschlußklemmen der Vergleichseinrichtung verbunden ist, um ein Gleichspannungs-Dauersignal an eine von mehreren Ausgangsklemmen zu legen, wenn die Vergleichseinrichtung ein Ausgangssignal liefert.

   4. Vorrichtung nach Anspruch 3_f dadurch gekennzeichnet, daß die Filtereinrichtung eine Anordnung zum Trennen und Übertragen eines niedrigen Frequenzbereiches und eines hohen Frequenzbereiches aus den Mehrfrequenz-Rufsignalen sowie eine Einrichtung enthält, die zwei unipolare Signale proportional zur Periode der Mehrfrequenz-Rufsignale liefert, eines im hohen Frequenzbereich und eines im niedrigen Frequenzbereich, wobei die Vergleichseinrichtung eine Anordnung für den Vergleich eines jeden der beiden Signale mit den Gleichspannungsbereichen umfaßte

   5. Ton-Decodierschaltung, dadurch gekennzeichnet, daß sie eine Filtereinrichtung zum Trennen einer Gruppe von Hochton-Mehrfrequenz-Signalen und einer Gruppe von Niederton-Mehrfrequenz-Signalen enthält, eine Einrichtung zum Umwandeln der Perioden der Hochton- und Tiefton-Signale in Spannungspegel, die mit den Perioden in Beziehung stehen, eine Einrichtung zum Vergleichen die-

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   ser Spannungspegel mit einer Zahl von vorbestimmten Spannungsbereichen und eine Einrichtung, die bei Übereinstimmung der Spannungspegel mit je einem der Spannungsbereiche individuelle Ausgangssignale liefert.

   6. Vorrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß jede Einrichtung zum Umwandeln der Periode in einen Spannungspegel eine Reihenschaltung eines Schmitt-Triggers, einer ersten monostabilen Kippschaltung, einer zweiten monostabilen Kippschaltung und einer Spannungs-Integrierschaltung enthält.

   7. Vorrichtung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen jede Integrierschaltung und jede Vergleichsschaltung ein Abtast- und Haltekreis geschaltet ist.

   8. Vorrichtung nach Anspruch 6 oder 7» dadurch gekennzeichnet, daß die Filtereinrichtung eine Anordnung enthält, welche die Übertragung der Wähltonfrequenz-Signale unterbindet und in Reihe mit einem Hochpaßfilter zur Übertragung der Hochtonsignale an einen Schmitt-Trigger und einem parallel dazu liegenden Tiefpaßfilter zur Übertragung der Tiefton-Signale an den anderen Schmitt-Trigger geschaltet ist.

   9. Vorrichtung nach Anspruch 7» dadurch gekennzeichnet, daß die FiItereinrichtung eine Anordnung enthält, welche die Übertragung der Wähltonfrequenz-Signale unterbindet und in Reihe mit einer automatischen Verstärkungsregelschaltung sowie mit einem Hochpaßfilter zur Übertragung der Hochtonsignale an einen Schmitt-Trigger und einem parallel dazu liegenden Tiefpaßfilter

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   zur Übertragung der Tieftonsignale an den anderen Schmitt-Trigger geschaltet ist.

   10. Vorrichtung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Vergleichseinrichtung einen Spannungsteiler enthält, eine Einrichtung zur Unterscheidung vorbestimmter in einem Spannungsteiler erzeugter Spannungsbereiche, eine Anordnung zum Anlegen des Ausgangs eines jeden Abtast- und Haltekreises an einen Eingang einer entsprechenden Vergleichsschaltungs-Gruppe, wobei der andere Eingang jeder Vergleichsschaltung in jeder Gruppe mit individuellen Spannungsbereich-Teilpunkten des Spannungsteilers verbunden ist.

   11. Vorrichtung nach Anspruch 5 oder 10, dadurch gekennzeichnet, daß ein taktgesteuertes RS-Kippglied zwischen die Ausgänge jeder Gruppe von Vergleichsschaltungen und eine Zahl von Ausgangsklemmen geschaltet ist.

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