DE2829429C2

DE2829429C2 - Method and arrangement for soft phase shift keying of a carrier oscillation

Info

Publication number: DE2829429C2
Application number: DE19782829429
Authority: DE
Inventors: Klaus Dipl.-Ing. 8500 Nürnberg Kirschner
Original assignee: Te Ka De Felten & Guilleaume Fernmeldeanlagen 8500 Nuernberg De GmbH; Te Ka De Felten & Guilleaume Fernmeldeanlagen 8500 Nuernberg GmbH
Current assignee: Philips Intellectual Property and Standards GmbH
Priority date: 1978-07-05
Filing date: 1978-07-05
Publication date: 1982-12-09
Also published as: DE2829429A1

Description

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Die Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Anordnung zur weichen Phasenumtastung einer Trägerschwingung. Mit Phasenumtastungen einer Trägerschwingung, d. h., mit erzwungenen Änderungen des Phasenwinkels der Schwingung um 180°, werden in der Nachrichtentechnik binär codierte Informationen übertragen. Die Binärwerte sind entweder durch die Phasenlage der Schwingung zu bestimmten Zeitpunkten dargestellt oder durch die Änderung, die der Phasenwinkel zwischen zwei bestimmten Zeitpunkten erfahren hat. Erfolgt die Phasenumtastung innerhalb eines Z>itintervalles, das klein gegen die Periodendauer der Trägerschwingung ist, so spricht man von harter Phasenumtastung. Ist die Zeit für die Umtastung dagegen groß gegen die Periodendauer, so wird von weicher Phasenumtastung gesprochen.The invention relates to a method and an arrangement for soft phase shift keying of a Carrier oscillation. With phase shift keying of a carrier oscillation, i. i.e., with forced changes the phase angle of the oscillation by 180 ° is binary coded information in communications technology transfer. The binary values are either due to the phase position of the oscillation at certain times represented or by the change that the phase angle experience between two specific points in time Has. If the phase shift keying takes place within a time interval that is small compared to the period of the Carrier oscillation is called hard phase shift keying. Is the time for the shift key on the other hand large compared to the period, we speak of soft phase shift keying.

Der durch harte Phasenumtastung modulierte Träger stellt ein Signal dar, das ein erheblich größeres Frequenzband einnimmt als zur Übertragung der binären Information notwendig ist. Durch einen nachfolgenden, aufwendigen Bandpaß wird das Signal auf eine vertretbare Freqüenzbahdbreite eingeengt. Der bei weicher Phasenumtastung gewonnene modulierte Träger kann in der Regel ohne Filterung verwendet werden. Filter werden hier nötig, um den zeitlichen Verlauf der Änderung des Phasenwinkels zu steuern.The carrier modulated by hard phase shift keying represents a signal that is a considerably larger one Occupies frequency band than is necessary for the transmission of the binary information. Through a subsequent, complex bandpass filter, the signal is narrowed to an acceptable frequency range. Of the modulated obtained with soft phase shift keying Carrier can usually be used without filtering. Filters are necessary here in order to reduce the time To control the course of the change in the phase angle.

In der DE-AS 15 91 810 ist eine Phasenmodulation beschrieben, bei der eine Trägerschwingung zunächst durch ein Binärsignal auf die Weise frequenzmoduliert wird, daß die bipolaren Impulse des Signales zur Vorspannung eines spannungEgesteuerten Oszillators addiert werden. Auf der Empfängerseite wird die mit der Frequenzmodulation verbundene Phasenverschiebung innerhalb eines Signalelementes der modulierten Trägerschwingung bestimmt und dadurch das ursprüngliche Binärsignal zurückgewonnen.In DE-AS 15 91 810 a phase modulation is described in which a carrier oscillation initially is frequency modulated by a binary signal in such a way that the bipolar pulses of the signal to the Bias of a voltage-controlled oscillator can be added. On the receiving end, the with the frequency modulation related phase shift within a signal element of the modulated Determined carrier oscillation and thereby recovered the original binary signal.

Eine weitere Phasenmodulation eines Trägers ist in der US-PS 37 77 269 beschrieben. Nach dieser Druckschrift werden die zu codierenden binären Daten zunächst an einen Takt gebunden. Dann werden die taktgebundenen Daten dazu verwendet, eine Gatterschaltung zu bteuern, die jeweils eine von zwei Schwingungen mit unterschiedlichen Frequenzen ohne Phasensprung an den Eingang einer Schaltung gibt, die das Gesamtsignal derart verändert, daß auf der Empfängerseite die Phasenverschiebung gegenüber einem Referenzsignal zur Wiedergewinnung der binären Daten verwendet werden kann.Another phase modulation of a carrier is described in US Pat. No. 3,777,269. According to this publication the binary data to be coded are first linked to a clock. Then the clock-bound data is used to control a gate circuit, each one of two Vibrations with different frequencies without a phase jump at the input of a circuit that gives the overall signal is changed in such a way that the phase shift on the receiver side is opposite a reference signal can be used to recover the binary data.

Eine weitere Phasenumtastung einer Rechteckschwingung zur Codierung binärer Daten wird nach der GB-PS 14 64 865 dadurch erreicht, daß jede Änderung in den binären Daten zu einer vorübergehenden geringfügigen Veränderung der Frequenz einer Rechteckschwingung führt, bis die damit verbundene Phasenverschiebung gegenüber der frequenzmäßig unveränderten Rechteckschwingung 180° beträgt. Durchgeführt wird die Phasenumtastung mit digitalen Bausteinen.Another phase shift keying of a square wave for coding binary data is after GB-PS 14 64 865 achieved by making any change in the binary data a temporary one slight change in the frequency of a square wave leads to the associated Phase shift compared to the frequency-unchanged square wave is 180 °. The phase shift keying is carried out with digital modules.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein weiteres Verfahren zur weichen Phasenumtastung einer Trägerschwingung anzugeben, das sich mit möglichst wenigen digitalen Bausteinen realisieren läßt.The invention is based on the object of a further method for soft phase shift keying of a Specify carrier oscillation that can be implemented with as few digital components as possible.

Die Aufgabe wird durch ein Verfahren nach dem Anspruch 1 gelöst. Eine Anordnung zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens ist im Anspruch 2 angegeben. Anhand der Figuren soll zunächst das Verfahren und dann die Anordnung erläutert werden.The object is achieved by a method according to claim 1. An arrangement for implementation of the method according to the invention is specified in claim 2. Based on the figures, the first thing to do is Procedure and then the arrangement will be explained.

Um das Prinzipielle am Verfahren darzulegen, wird davon ausgegangen, daß es sich bei den im Anspruch 1 erwähnten Teilschwingungen um sinusförmige Schwingungen handelt. Die Fig. la und Ib zeigen Ausschnitte aus dem Zeitdiagramm der Teilschwingungen A 1 und A 2, deren lineare Superposition den modulierten Träger A im gleichen Zeitraum liefert. Der modulierte Träger ist in F i g. Ic gezeigt.In order to explain the principle of the method, it is assumed that the partial vibrations mentioned in claim 1 are sinusoidal vibrations. La and Ib show excerpts from the time diagram of the partial oscillations A 1 and A 2, the linear superposition of which supplies the modulated carrier A in the same period of time. The modulated carrier is shown in FIG. Ic shown.

Im Zeitintervall zwischen Null und ί 1 sind alle Kenngrößen der beiden Teilschwingungen gleich. Die durch lineare Superposition über Teilschwingungen erhaltene Trägerschwingung unterscheidet sich daher nur in der Amplitude von ihi-en Bestandteilen. Zum Zeitpunkt M, zu dem ein Scheitelwert der bieden Teilschwingungen auftritt, wird — ohne Sprung im Phasenwinkel — die ursprüngliche Frequenz der ersten Teilschwingung um die Hälfte herauf- und die Frequenz der anderen Teilschwingung um die Hälfte herabgesetzt. Mit anderen Worten, im Beispiel wurde Al = /0 gewählt. Ein Sprung im Phasenwinkel muß deshalb vermieden werden, weil ein solcher Sprung das Ffequenzspektrum der Einzelschwingungen und damit das des modulierten Trägers Ungünstig beeinflussen würde.In the time interval between zero and ί 1, all parameters of the two partial oscillations are the same. The carrier oscillation obtained by linear superposition over partial oscillations therefore only differs from its components in the amplitude. At time M, at which a peak value of the two partial oscillations occurs, the original frequency of the first partial oscillation is increased by half and the frequency of the other partial oscillation is reduced by half - without a jump in the phase angle. In other words, in the example Al = / 0 was chosen. A jump in the phase angle must be avoided because such a jump would have an unfavorable effect on the frequency spectrum of the individual oscillations and thus that of the modulated carrier.

Die Superposition der beiden Teilschwingungen zeigt für Zeiten größer als 11 ein Schwingungsbild, dessen tiefstes Minimum erstmalig dort auftritt, wo beide Teilschwingungen gleichzeitig ein Minimum annehmen. Es ist dies der Zeitpunkt ί2 in den Fig. la bis Ic Beim Auftreten dieses Minimums wird die Frequenz jeder Tailschwingung wieder auf den ursprünglichen Wert zurückgesetzt, und zwar abermah. so, daß der Phasenwinkel der Teilschwingungen erhalten bleibt Für Zeiten größer als ti ergibt sich dann die um 180° phasenverschobene Trägerschwingung, wie dies aus Fig. Ic ersichtlich ist.The superposition of the two partial oscillations shows an oscillation pattern for times greater than 11 , the lowest minimum of which occurs for the first time where both partial oscillations assume a minimum at the same time. This is the point in time ί2 in FIGS. La to Ic. When this minimum occurs, the frequency of each tail oscillation is reset to the original value, namely butmah. so that the phase angle of the partial oscillations is retained. For times greater than ti , the carrier oscillation then results, which is phase-shifted by 180 °, as can be seen from FIG.

Es leuchtet unmittelbar ein, daß nicht jede Frequenzveränderung der Teilschwingungen einerseits dazu führt daß ihre Minima gleichzeitig auftreten und daß andererseits bei anschließender Rückstellung der Frequenzen die resultierende Trägerschwingung gegenüber der anfänglichen Trägerschwingung genau um 180° phasenverschoben ist Eine nähere Untersuchung ergibt folgendes: Ist /0 die Frequenz der Trägerschwingung und /1 = /Ό + 4//die höhere und/2 = /0 + AfI-,die niedrigere Frequenz der Teilschwingungen, so muß Af = fOp/q sein, mit ρ und q als natürliche Zahlen, wobei ρ zusätzlich ungerade zu sein hat. Das erste Minimum, in dem die Frequenz jeder Teilschwingung auf ihren ursprünglichen Wert zurückgestellt werden darf, tritt nach einer Wartezeit plAf auf. Der für die Anwendung wichtigste Fall ist der mit ρ = 1; die Wartezeit beträgt dann MAf. It is immediately obvious that not every change in the frequency of the partial oscillations leads to their minima appearing simultaneously and, on the other hand, when the frequencies are subsequently reset, the resulting carrier oscillation is exactly 180 ° out of phase with the initial carrier oscillation Frequency of the carrier oscillation and / 1 = / Ό + 4 // the higher and / 2 = / 0 + AfI- , the lower frequency of the partial oscillations, then Af = fOp / q , with ρ and q as natural numbers, where ρ additionally has to be odd. The first minimum, in which the frequency of each partial oscillation can be reset to its original value, occurs after a waiting time plAf . The most important case for the application is that with ρ = 1; the waiting time is then MAf.

Dem Beispiel in F i g. 1 ist wegen der gewählten Frequenzverhältnisse das bei praktischen Anwendungen entstehende typische Schwingungsbild der resultierenden Schwingung A noch nicht erkennbar. Wählt man nämlich Af wesentlich kleiner als /0, also q wesentlich größer als 1, so entsteht als resultierende Schwingung A zwischen den Zeitpunkten 11 und 12 das als Schwebungskurve bekannte Schwingungsbild. Es tritt ein Schwebungsminimum (Schwebungsknoten) genau in der Mitte zwischen den beiden Zeitpunkten 11 und 12 auf. Die Schwebungskurve hat zwischen den Zeitpunkten f 1 und ί 2 eine N ulistelle mehr als die Trägerschwingung in dieser Zeit. Das gleiche trifft für die Schwingung A 1 zu, wogegen die Schwingung A 2 eine Nullstelle weniger besitzt als die Trägerschwingung im gleichen Zeitraum. Entsprechende Aussagen lassen sich z. B. über die Zahl der Umkehrpunkte machen, wie sich unschwer an den Schwingungsbildern der F i g. 1 ablesen läßt. Die letzten Bemerkungen bilden die Ausgangsbasis für die digitale Realisierung des erfindungsgemäßen Verfahrens. The example in FIG. 1, due to the selected frequency relationships, the typical oscillation pattern of the resulting oscillation A that occurs in practical applications is not yet recognizable. Af is chosen namely substantially less than / 0, so that q is substantially greater than 1, the result as oscillation resulting A between times 1 1 and 12, the known as the beat oscillation curve image. There occurs a beat minimum (beat nodes) exactly in the middle between the two time points 1 1 and 12. FIG. Between the times f 1 and ί 2, the beat curve has one zero point more than the carrier oscillation during this time. The same applies to oscillation A 1, whereas oscillation A 2 has one zero point less than the carrier oscillation in the same period of time. Corresponding statements can be made z. B. make about the number of reversal points, as is easy to see in the vibration patterns of the F i g. 1 can be read. The last remarks form the starting point for the digital implementation of the method according to the invention.

Grundsätzlich ließe sich das Verfahren mit zwei identischen, spannungsgesteuerten Qszillatoren realisieren, die gleichzeitig gestartet werden. Eine vorteilhaftere Anordnung zeigt Fig. 3. Mit dreiD-Flip-Flops FFl, FF2 und FF3, einem EXCLUSIV-ODER-Gatter G, zwei gleichen Frequenzteilern TX und T2, sowie zwei Widerständen und einem einfachen Tiefpaß wird aus der binären Schwingung eines Oszillators mit der 2^m + '-fachen Trägerfrequenz /Ό der modulierte Träger nach Anspruch 1 erzeugt. Binäre Vors'ufen beider Teilschwingungen werden zunächst dadurch gewonnen, daß zwischen zwei Zeitpunkten — entsprechend den Bemerkungen am Ende des letzten Absatzes — ausgezeichnete Funktionswerte der Oszillatorschwingung, z. B. ansteigende Flanken, gelöscht bzw. eingefügt werden. Sodann werden diese Teilschwingungen über je einen der Teiler Π und T2 heruntergeteilt, über die Widerstände R1 und R 2 linear superponiert und durch den Tiefpaß TPvon störenden Oberwellen befreitIn principle, the method can be implemented with two identical, voltage-controlled oscillators that are started at the same time. A more advantageous arrangement is shown in FIG. 3. With three D flip-flops FFl, FF2 and FF3, an EXCLUSIVE-OR gate G, two equal frequency dividers TX and T2, as well as two resistors and a simple low-pass filter, the binary oscillation of an oscillator becomes with the 2 ^m + '-fold carrier frequency / Ό the modulated carrier according to claim 1 is generated. Binary presets of both partial oscillations are first obtained by the fact that between two points in time - in accordance with the remarks at the end of the last paragraph - excellent function values of the oscillator oscillation, e.g. B. rising edges can be deleted or inserted. These partial vibrations are then divided down via one of the dividers Π and T2 , superimposed linearly via the resistors R 1 and R 2 and freed from interfering harmonics by the low-pass filter TP

Im einzelnen sol! die Funktionsweise der Schaltung unter Zuhilfenahme der Fig.2 erläutert werden. Die F i g. 2 zeigt sechs Zeitachsen, über denen binäre Signale aufgetragen sind. Die Ordinaten der Achsen sind mit dem gleichen Symbol bezeichnet wie die Anschlüsse, an denen die dargestellten Schwingungen auftreten. Die Schwingung des Oszillators O ist auf der Achse a aufgetragen. Diese Schwingung wird den TakteingangIn detail sol! the mode of operation of the circuit will be explained with the aid of FIG. The F i g. 2 shows six time axes over which binary signals are plotted. The ordinates of the axes are marked with the same symbol as the connections at which the vibrations shown occur. The oscillation of the oscillator O is plotted on the axis a. This oscillation becomes the clock input

to der beiden Flip-Flops FFl und FF2 zugeführt Der Ausgang Q 2 des Flip-Flops FF2 ist auf seinen Dateneingang D 2 zurückgekoppelt; diese Rückkopplung bewirkt eine Frequenzhalbierung der Oszillatorschwingung. Die geteilte Schwingung ist über der Achse b in Fig.2 aufgetragen. Diese Schwingung wird dem ersten Eingang des EXCLUSIV-ODER-Gatters G zugeführt Der zweite Eingang dieses Gatters ist mit dem Ausgang Q 3 des dritten Flip-Flops FF3 verbunden, während der Ausgang des Gatters G an den Takteingang TA 3 des Flip-Flops FF3 gelegt istto the two flip-flops FFl and FF2 fed. The output Q 2 of the flip-flop FF2 is fed back to its data input D 2; this feedback halves the frequency of the oscillator oscillation. The divided oscillation is plotted over the axis b in FIG. This oscillation is fed to the first input of the EXCLUSIVE-OR gate G. The second input of this gate is connected to the output Q 3 of the third flip-flop FF3, while the output of the gate G is applied to the clock input TA 3 of the flip-flop FF3 is

Am Dateneingang D 3 des dritten Flip-Flops möge ein Signal anliegen, wie es auf der Achse c der F i g. 2 aufgetragen ist Solange dieses Datensignal den binären Wert »0« annimmt liegt auch am Ausgang Q 3 und damit am zweiten Eingang des Gatters G der Binärwert ,0« an. Die Impulse, die vom Ausgang Q 2 zum Gatter G gelangen, durchlaufen dieses mit der Eigenverzögerung des Gatters und erreichen dann den Takteingang TA 3 des Flip-Flops FF3. Die Verzögerung ist an den erstenA signal may be present at the data input D 3 of the third flip-flop, as shown on the axis c of FIG. 2 is plotted As long as this data signal assumes the binary value “0”, the binary value “0” is also present at output Q 3 and thus at the second input of gate G. The pulses from output Q 2 to gate G pass through this with the delay of the gate and then reach the clock input TA 3 of the flip-flop FF3. The delay is at first

drei Impulsen auf der Achse d gegenüber den Impulsen der Achse b deutlich sichtbar gemacht Mit dem Auftreten des dritten Impulses am Takteingang TA 3 springt das Datensignal D 3 von »0« auf ,1«. Mit der ansteigenden Flanke des vierten Impulses des Signales Q 2, wird daher der Binärwert »1« an den Ausgang Q 3 übernommen, wie dies auf Achse ezu erkennen ist. Von Q 3 gelangt dieser Binärwert »1« an den zweiten Eingang des Gatters G, dessen Ausgangssignal TA 3 nach Verstreichen der Eigenverzögerung auf »0« gesetzt wird. Im Signal TA 3 entsteht ein Impuls von der Länge der Verzögerungszeit des Gatters G, wie aus Achse d der Fig.2 ersichtlich. Da der Eingang Q3 mindestens so lange auf »1« bleibt wie das Signal D 3, wirkt während dieser Zeit das Gatter G als Inverterschaltung, die die Impulse des Signales Q 2 verzögert und invertiert. Dies ist an F i g. 3 auf der Achse dan den beiden Impulsen zu erkennen, die auf den ersten schmalen Impuls folgen. Nach dem Rückgang des Signales D 3 auf ,0« tritt nochmals ein schmaler Impuls im Signal TA 3 auf. Die dann folgenden Impulse des Signales TA 3 sind gegenüber den Impulsen des Signales Q 2 wiederum nur verzögert.three pulses on axis d made clearly visible compared to the pulses on axis b When the third pulse occurs at clock input TA 3, data signal D 3 jumps from "0" to "1". With the rising edge of the fourth pulse of signal Q 2, the binary value "1" is transferred to output Q 3 , as can be seen on axis e. This binary value "1" is sent from Q 3 to the second input of the gate G, the output signal TA 3 of which is set to "0" after the inherent delay has elapsed. A pulse of the length of the delay time of the gate G arises in the signal TA 3, as can be seen from the axis d in FIG. Since the input Q 3 remains at "1" at least as long as the signal D 3, the gate G acts as an inverter circuit during this time, which delays and inverts the pulses of the signal Q 2. This is at Fig. 3 on the axis dan the two pulses that follow the first narrow pulse. After the decrease in signal D 3 to "0", another narrow pulse occurs in signal TA 3. The then following pulses of the signal TA 3 are again only delayed compared to the pulses of the signal Q 2.

Wie die F i g. 3 zeigt, wird das Signal TA 3 sowohl dem zweiten Frequenzteiler 7"2 zugeführt als auch dem Dateneingang Di des ersten Flip-Flops FFl. Am Q-Ausgang Q1 dieses Flip-Flops erscheint das mit den positiven Flanken des Oszillatorsignales O abgetastete Signal TA 3. Das Ergebnis dieser Abtastung ist auf Achse f aufgetragen. Die schmalen Impulse im Signal TA 3 sind bei dieser Abtastung »übersehen« worden.As the F i g. 3 shows, the signal TA 3 is fed both to the second frequency divider 7 "2 and to the data input Di of the first flip-flop FFl. The signal TA sampled with the positive edges of the oscillator signal O appears at the Q output Q 1 of this flip-flop 3. The result of this scan is plotted on axis F. The narrow pulses in signal TA 3 were "overlooked" during this scan.

Als wesentliches Ergebnis ist festzuhalten, daß in einem Zeitintervall, das die Länge der Pfeile über den Achsen b, dund /hat, das Signal TA 3 eine ansteigende Flanke mehr und das Signal Q1 eine ansteigende Flanke weniger enthält als das Signal Q 2. Gesteuert wird das Löschen und Einfügen von Flanken durch Impulse des Datensignales Z? 3. Dieses Einfügen und Löschen von Flanken erscheint in der Frequenzlage nach F i g. 2 alsThe main result is that in a time interval which is the length of the arrows over the axes b, d and /, the signal TA 3 contains one more rising edge and the signal Q 1 one less rising edge than the signal Q 2. Controlled is the deletion and insertion of edges by pulses of the data signal Z? 3. This insertion and deletion of edges appears in the frequency position according to FIG. 2 as

unstetiger Vorgang in dem Sinne, daß die Flankenabstände in den Signalen TA 3 und Ql sich unstetig ändern. Die nachfolgende Frequenzteilung durch die Teiler Ti und T2 macht den Flankenabstand zu einer sich nahezu kontinuierlich verändernden Größe.discontinuous process in the sense that the edge distances in the signals TA 3 and Ql change discontinuously. The subsequent frequency division by the dividers Ti and T2 makes the edge spacing a variable that changes almost continuously.

Es ist jedoch zu beachten, daß — z. B. bei einem Teilungsverhältnis der Teiler von 1 : N — im Datensignal D3 eine Impulsserie von NImpulsen auftreten muß, damit die frequenzgeteilten Signale zwischen den Zeitpunkten, die durch Anfang und Ende der Impulsseric gegeben sind, genau eine Flanke mehr bzw. eine Flanke weniger enthalten als das unbeeinflußte Signal.It should be noted, however, that - e.g. B. with a division ratio of the divider of 1: N - in the data signal D 3 a pulse series of N pulses must occur so that the frequency-divided signals between the times given by the beginning and end of the pulse series, exactly one edge more or one edge contain less than the unaffected signal.

Hierzu 2 Blatt ZeichnungenFor this purpose 2 sheets of drawings

Claims

Patent claims:

1. A method for the soft phase conversion of a carrier oscillation, in which the soft phase shift keying is brought about by a temporary frequency change of the carrier oscillation, characterized in that the carrier oscillation consists of the linear superposition of two partial oscillations, which are identical in all parameters before the keying, and that to a point in time at which a peak value of the partial oscillations occurs, while maintaining the phase angle, the frequency of one partial oscillation is increased by Af / 2 and the frequency of the other partial oscillation is decreased by the same amount, where /! / "is an integer part of the carrier frequency and that after a waiting time of T = lAd / the frequencies of the partial oscillations are also reset to their original value while maintaining the phase angle.

2. Arrangement for performing the method according to claim 1, characterized in that the output of a square-wave oscillator (O), the frequency of which is 2 ^{m +} 'times the carrier frequency, to the clock inputs of a first (FFi) and a second (FFi) Flip-flops is performed and that the (^ output of the second flip-flop is connected to both its data input and the first input of an EXCLUSIVE-OR gate (G) , the output of this gate to the clock input of a third flip -Flops (FF3), to the data input of the first flip-flop and to the input of a first, m-stage frequency divider (Ti) and that the (^ output of the third flip-flop to the second input of the EXCLUSlV-OR -Gate, the (^ output of the first flip-flop with the input of a second / 77-stage frequency divider (T2) is connected and that the output of each frequency divider via a resistor (Ri, R2) to the input of a low-pass filter (TP) leads.