DE2652665C2

DE2652665C2 - Radargerät, von dem pseudostatistisch kodierte Signale abgestrahlt werden

Info

Publication number: DE2652665C2
Application number: DE2652665A
Authority: DE
Inventors: Damian Frank Chatsworth Calif. Albanese; David Emmett Los Angeles Calif. Hammers; Henry Reed Los Angeles Calif. Kennedy; Frank James Valencia Calif. O'Farrell
Original assignee: International Standard Electric Corp
Current assignee: International Standard Electric Corp
Priority date: 1975-11-24
Filing date: 1976-11-19
Publication date: 1986-10-09
Also published as: DE2652665A1; US4042925A; GB1528859A

Description

[^B2i; _._.

proportional ist, das eine Verzögerungseinrichtung (111) vorgesehen ist, die in Abständen von jeweils Tu L Abgriffe aufweist, daß dieser Verzögerungseinrichtung das Kodewort zugeführt wird, daß L Demoduiationskanäle (114; 115,119,118,117; 116) vorgesehen sind, denen das frequenzumgesetzte empfangene Signal und

jeweils ein von einem Abgriff der Verzögerungseinrichtung (111) abgenommenes Signal zugeführt werden, daß die Ausgangssignale d<y N Demodulationskanäle einer Auswerteeinrichtung (121,122,123) zugeführt werden, in der mittels einer logischen Schaltung aus den Korrelationssignalen die eindeutige Entfernung zum Ziel ermittelt wird und daß zur eindeutigen Geschwindigkeitsmessung

gewählt ist wobei /b die maximal zu erwartende Dopplerverschiebung des von dem Ziel reflektierten Signals ist

2. Radargerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Taktfrequenz fc(f\, /2, /3) so gewählt sind, daß sich die Längen der den einzelnen Taktfrequenzen zugeordneten Kodewörtern T₁₁₁=L ■ tb um einen Wert unterscheiden, der zumindest angenähert gleich der Länge tb eines Bits bei einer der Taktfrequenzen

Die Erfindung geht von einem Radargerät gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1 aus.

In der Radartechnik ist die Anwendung der sogenannten Pseudozufallskodierung (pseudo-random coded, PRC) sowohl bei CW-Radargeräten als auch bei Impulsradargeräten bekannt Bei Impulsradargeräten wird für einen vergleichsweise langen Sendeimpuls ein bestimmter Kode ausgewählt und empfangsseitig wird die Impulskompression angewandt Der Empfänger kann sich an einem entfernten Ort oder am Ort des Senders befinden. Im letzten Fall sind die Nutzsignale diejenigen Signale, die von entfernten Objekten reflektiert werden. Bei CW-Radargeräten mit Pseudozufallskodierung wird ein viel längeres Kodewort verwendet; dieses Kodewort wird korrekterweise als Kode mit maximaler Länge bezeichnet. Diese Kodes werden der HF-Trägerfrequenz des Senders als Folgen diskreter Phasenwerte des Sendesignals moduliert Üblicherweise erfolgt dabei eine OVl 80° Phasenmodulation des Trägers und dementsprechend wird die Modulation als Zweiphasenmodulation bezeichnet Nach ihrem Empfang und ihrer Gleichrichtung werden diese diskreten Zweiphasensignale sofort in eine entsprechende Serie von »1« und »0« Videosignalpegel mit einem scheinbar zufälligen Auftreten umgewandelt. In Wirklichkeit jedoch wiederholen sie sich nach L Bits und werden deshalb als Pseudozufallskode (PRC) bezeichnet.

Der Stand der Technik für Impulsradargeräte und CW-Radargeräte, bei denen eine Pseudozufallskodierung erfolgt, ist in der technischen Literatur ausführlich beschrieben. Eine Zusammenfassung und zahlreiche Literaturstellen sind in dem Buch »Radar Handbook« von Merrill J. Skolnik, McGraw-Hill-Verlag, 1970 vorhanden. Im Kapitel 20 dieses Buches ist insbesondere die Technik zur Erzeugung des Pseudozufallskodes im Sendeteil eines derartigen Radargeräts angegeben. Dort ist auch die sogenannte Autokorrelationseigenschaft des Pseudozufallskodes mit maximaler Länge beschrieben.

Ungeachtet der Vorteile eines CW-Radargerätes hinsichtlich einer hohen durchschnittlichen Leistung, die auf das Ziel gerichtet werden kann, und einiger anderer Fakten gibt es einige Probleme bei den bekannten CW-PRC-Radargeräten, die ihre Verwendbarkeit zu begrenzen schienen. »Blindgeschwindigkeiten«, Entfernungsund Geschwindigkeitsmehrdeutigkeiten gehören zu den Eigenschaften, die die Verwendbarkeit der bekannten CW-PRC-Radargeräte begrenzt. Die Ursachen dieser Mehrdeutigkeiten sind bekannt.

Pseudozufallskodierte Folgen können in digitaler Technik einfach realisiert werden. Ein Taktimpulsgenerator steuert ein Kodierschieberegister, das mit einer g<??ign?t?n P.ückkopplung versehen ist. Das Ausgap.gssigna! des Kodierers besteht aus einer Folge von Signalen mit den Videosignalpegeln »0« und »1«, die wie oben erwähnt, scheinbar zufällig auftreten. Nach L Bits wird von der Folge ein Kodewort der Länge L wiederholt, das mit der Anzahl Λ/der Schieberegisterstufen durch die Gleichung L = 2^N—\ verbunden ist. Dementsprechend kann mit einem 5-stufigen Schieberegister ein 31-Bit-Kode erzeugt werden. Dieser Kode wird in der Videolage einem HF-Zweiphasenmodulator zugeführt, der den Träger entsprechend dem PRC-Kode mit den Phasenwerten 0 und π zur Kodierung moduliert. Das resultierende Signal ist breitbandig (entspricht ungefähr der doppelten Kode-Taktfrequenz) und enthält die Kode-Information.

Die Autokorrelation dieser Folge wird erzeugt durch eine Multiplikation des ursprünglichen Kodes und des Kodes, der durch zeitliche Verzögerung entstanden ist, sowie einer sich anschließenden Integration. Für Pseudozufallskodes mit maximaler Länge hat die resultierende Autokorrelationsfunktion immer die gleiche Form, sodaß, wenn die Kodes zeitlich (oder hinsichtlich der Entfernung) über ihre gesamte Länge ausgerichtet sind, d. h. Bit 1 mit Bit 1, Bit 2 mit Bit 2, usw, das-Ausgangssignal des Integrators seinen maximalen Wert hat und gleich L Amplitudeneinheiten ist Wenn die Versetzung zwischen dem empfangenen und dem (örtlichen) Bezugskode mehr als ein Bit beträgt, fällt das Ausgangssignal auf den Wert — 1 und somit ist die zeitliche oder entfernungsmäßige Auflösung äquivalent zu der, die mit bekannten Impulssystemen mit einer Impulslänge von rt der Bitdauer, erreicht wird.

In der Literatur wurden verschiedene- Möglichkeiten vorgeschlagen, wie man die eine oder die andere Mehrdeutigkeit eines PRC-CW-Radargerätes behändem kann; ein Vorschlag ist in der US-PS 36 41 573 beschrieben. Bei dem dort beschriebenen Gerät wird ein Ton verwendet, mit dem eine Entfernungsgrobmessung durchgeführt wird und die dann dazu verwendet wird, die Mehrdeutigkeiten bei der Entfernungsmessung, bei der die begrenzte Länge des abgestrahlten Kodes kleiner als die Reichweite des empfangenen Signals war, zu beseitigen. Bei diesem Gerät wird in Wirklichkeit eine Entfernungsfeinmessung durchgeführt

Ein PRC-Radarsystem weist im Vergleich mit einem CW-Radarsystem vom FM-Typ hinsichtlich des Überkoppelns (spillover) und Störfleckenechos (clutter) eine Verbesserung der Gesamteigenschaften um 15 bis 30 dB auf. Das direkte Überkoppeln des Sendesignals in den Empfänger stellt bei allen CW-Radargeräten ein großes Problem dar. Dieses Problem ist vorhanden, weil mit diesen Radargeräten kein zeitlich verschachtelter Betrieb wie mit Impulsradargeräten möglich ist

Durch Anwendung des PRC-Konzepts in Radarsystemen erhält man eine Reduktion des Überkoppelns im Vergleich zu den Überkoppelsigrialpegeln bei einem nichtmodulierten CW-Radargerät (unter der Annahme, daß alle übrigen Faktoren konstant sind) um Ml? (30 dB für einen 31 Bit-Kode). In der ersten (nächsten) Entfernungszelle (range bin) oder Entfernungszunahmebereich ist es möglich, daß gegenüber einem nichtmodulierten CW-Radargerät kein Vorteil gegeben ist, jedoch ist bei größeren Entfernungen ein wesentlicher Vorteil vorhanden.

Durch das Korrelationsverfahren liegen die Signalpegel der Störfleckenechos, die außerhalb der Betriebsreichweite des Radarsignals liegen, bei einer 31-Bit-PRC-Anordnung um 30 dB unter dem Pegel bei einem nichtmudulierten CW-Radar und sind daher vernachlässigbar. Bei Störfleckenechos, die innerhalb der Betriebsreichweite liegen, erfolgt bei der Verarbeitung in einem PRC-System eine Korrelation. Es ist jedoch im Durch- schnitt nur 1/L-tel (1/31 im Falle des erwähntes! 31-Bit-Kodes) der gesamten von Störflecken zum Empfänger eines CW-Radargerätes reflektierten Leistung vorhanden. Dies bringt eine Verbesserung in der Größenordnung von 15 dB.

Wie mit dem erfindungsgemäßen Radargerät die Entfernung und die Dopplerfrequenz eindeutig gemessen werden können, wird aus der nachfolgenden Beschreibung klar. Es werden außerdem die Vorteile des neuen Radargeräts gegenüber dem bekannten Radargerät aufgezeigt.

Es ist Aufgabe der Erfindung, ein PRC-Radargerät anzugeben, mit dem innerhalb einer relativ großen Betriebsreichweite (z. B. 80 km) und bis zu einer relativ hohen maximalen Zielgeschwindigkeit (z. B. 4000 km/h) weitgehendst eindeutige Entfernungs- und Geschwindigkeitsmessungen möglich sind.

Diese Aufgabe wird nach der Erfindung bei einem Radargerät der eingangs definierten Art durch die im Kennzeichnungsteil genannten Merkmale gelöst Eine vorteilhafte Weiterbildung ist im Unteranspruch angegeben.

Bei einem Ausführungsbeispiel PRC-Radargerät ist ein CW-Signal vorgesehen. Der PRC-Kodierer wird von einer programmierten Taktfrequenz gesteuert Diese programmierte Taktfrequenz besteht im Wesentlichen aus drei verschiedenen Frequenzen, wobei die Frequenzen so ausgewählt sind, daß das Ziel (Streuobjekt) in einem anderen Bit des Kodeworts in jedem der versetzten Intervalle identifiziert wird. Empfangsseitig wird das empfangene Echo zunächst von der Empfangsantenne zu einem ersten Mischer geleitet.

Das empfangene breitbandige Echosignal (und Störfleckensignal) wird in die ZF-Lage (fg) heruntergemischt und in einem Breitbandverstärker verstärkt Dieses verstärkte Signal gelangt anschließen zu 31 parallelen Entfernungskanälen. Jeder dieser Kanäle" - enthält einen Zweiphasendemodulator, dem ein diskretes Bit des abgestrahlten (Referenz-) Kodes zugeführt wird, wobei jeder dieser Kanäle gegenüber dem vorhergehenden Kanal um ein Bit verzögert ist. Die L verzögerten Referenzkodes werden in einem Schieberegister mit L Anzapfungen, das von dem PRC-Kodierer gespeist wird und dessen Verzögerungszeit zwischen den Anzapfungen einem Kode-Bit entspricht, gesteuert. Da das wiederholt abgestrahlte Kodewort L Bits (Entfernungszellen oder Entfernungszuwachsbereiche) enthält, bedecken die 31 parallelen Entfernungskanäle alle möglichen Reichweiten. Die L Empfangskanäle haben /- und (^-Ausgänge und diese werden schnell und hintereinander durch ein Schaltgerät abgetastet. Die Ausgangssignale des Schaltgeräts werden in einer »Fast Fourier Transformations«-(FFT) Einrichtung, einem Filter und einer Gleichrichterschaltung weiterverarbeitet. Anschließend wird die Entfernungsmehrdeutigkeit aufgelöst. Die hierfür vorgesehene Einrichtung enthält einen Prozessor mit einem Schieberegister zur Verarbeitung der Entfernungs- bzw. Doppler-Signale. Der Entfernungsauflösungsnrrapssnr erkennt im wesentlichen den diskreten Entitrniwsbcreich, der durch d^pn Korrel2tionsimⁿu!s, der jedem gegebenen Ziel aus dem Kode-Bit (aus dem L Bits), in das es während jedem der aufeinanderfolgenden Taktfrequenzintervalle fällt, entspricht, gegeben ist und eliminiert mehrdeutige Korrelationen in anderen als dem eindeutigen Entfernungsbereich. In dieser Hinsicht entspricht die Entfernungseindeutung der Blindgeschwindigkeitselimination bei einem gestuften PRF-Impulsradarsystem.

Die Erfindung wird anhand der Zeichnungen beispielsweise näher erläutert. Es zeigt

F i g. 1 ein Blockschaltbild des erfindungsgemäßen Radargeräts;

F i g. 2 das Spektrum des von dem Radargerät nach F i g. 1 abgestrahlten Signals mit Pseudozufallskodierung;

F i g. 3 eine graphische Darstellung der Entfernungs- und Geschwindigkeits-(Doppler-) Mehrdeutigkeit bei ;. einem CW-Riadargerät mit Pseudozufallskodierung;

F i g. 4 bis 7 der zeitliche Verlauf verschiedener Signale im Empfänger und die Filterwirkung auf verschiedene » Signale;

F i g. 8a bis 8d die Erzeugung des in einem Radargerät nach F i g. 1 verwendeten PRC-Kodes und die hierfür Γ'] vorgesehene Autokorrelationsfunktion; ;·:. ί

F i g. 9a und 9b Taktkodevergleiche und verschiedene Kode-Takte die Veranschaulichung für eine des Prin- V zips für eine eindeutige Entfernungsmessung mit dem Radargerät nach F i g. 1;

F i g. 10 die zeitliche Folge von kohärenter und nichtkohärenter Verarbeitung der empfangenen Signale; ','.'1

ίο F i g. 11 die Arbeitsweise der Filterbank für die schnelle Fourier Transformation; ■

Fig. 12 ein Blockschaltbild des digitalen Signalprozessors, der in dem Radargerät nach Fig. 1 verwendet ■

wird; '·:!,

F i g. 13 ein detailliertes Blockschaltbild des FFT-Prozessors; j| F i g. 14 ein Blockschaltbild der Filter, Integrations- und Detektorschaltungen nach F i g. 12;

is F i g. 15 ein Blockschaltbild der Einrichtung nach F i g. 12, mit der eindeutige Entfernungs- und Doppler-Werte |i

ermittelt werden; $$.

F i g. 16 ein detailliertes Blockschaltbild der Einrichtung gemäß F i g. 15; « F i g. 17 ein detailliertes schematisches Blockschaltbild der Schieberegister-Dekoder nach F i g. 15; ·( F i g. 18 ein Zeitdiagramm zur Erläuterung der Funktion der Schieberegisterdekoder nach Fig. 17. !■; Anhand der F i g. 1 wird das erfindungsgemäße Radargerät beschrieben. Für die Beschreibung wurden typi- j

sehe Betriebsparameter ausgewählt

Es wird angenommen, daß das Radargerät im ΛΓ-Band arbeitet Der X-Band Oszillator 101 kann einen CW-Mikrowellengenerator (z. B. ein Klystron) oder eine MOPA-(Master Oszillator Power Amplifer) Anordnung enthalten. Die letztere gewährleistet eine bessere Kurzzeitstabilität, die bei einem kohärenten System wie dem gemäß F i g. 1 notwendig ist Beide Lösungen sind für den Fachmann allgemein bekannt

Das Ausgangssignal des Blocks 101 ist mit f_c gekennzeichnet und besteht so weit als möglich aus einem monofrequenten HF-Signal. Ein Leistungsteiler 102 leitet den größten Teil des Ausgangssignals von 101 zu einem Zweiphasenmodulator 103. Ein kleiner Teil wird, um die nachfolgend beschriebenen Empfangsfunktionen durchführen zu können, zu einem Mischer 108 geleitet

Wie bereits angegeben, erfolgt die Herstellung der Entfernungseindeutigkeit durch Programmierung des . _f Kode-Taktes mit beispielsweise drei aufeinanderfolgenden Frequenzen, sodaß mehrdeutige Ziele nicht in einer > konstanten Entfernung erscheinen und somit durch nachfolgende logische Schaltungen berücksichtigt werden können.

In dem ausgeführten Beispiel erzeugt ein bekannter 5-stufiger PRC-Kodierer 110, der von dem (programmierten) Dreifrequenz-Taktgenerator 109 gesteuert wird, in Obereinstimmung mit bekannten Kriterien ein PRC- ί

Wort mit 31 Bits. Vor der weiteren Beschreibung der Anordnung nach F i g. 1 wird die Auswahl von typischen Systemparametern und die Natur der abgestrahlten Signale erläutert

In Fig.3 ist ein speziell an die Anordnung nach Fig. 1 angepaßtes bekanntes Mehrdeutigkeitsdiagramm dargestellt Das Diagramm zeigt das Signal des Radarempfängers als Antwort auf den abgestrahlten Kode in Ziel-Doppler (f_d)- und Entfernungs(r)-Koordinaten. Aus dem Diagramm ist zu erkennen, daß die Trennung der Antwortkeulen in der Doppler-Frequenzachse \lr_w= MLvb beträgt und der Mehrdeutigkeitsbereich gleich r».= Lrt ist Die Signale von Zielen, die außerhalb der Betriebsreichweite und auf der Achse, auf der die Doppler-Keulen gleich null sind, liegen, sind in den Doppler-Mehrdeutigkeitsnebenkeulen um den Faktor l/L^{2 !} gegenüber den Hauptantwortsignalen gedämpft Obwohl sie innerhalb der Betriebsreichweite (oder im Bereich Null) nicht vorhanden sind, beträgt ihre Leistung ML der Leistung der Hauptkeuien, die sich außerhalb der Betriebsreichweite befinden. Sowohl die Breiten der Doppler-Nebenkeulen als auch der Hauptkeulen des Antwortsignals betragen ungefähr \lv„ wobei rydie verfügbare Integrationszeit, d. h. die Zeit, die der Sender auf einem entsprechenden Ziel verweilt, ist

Der eindeutige Doppier-Punkt l/r«, und die eindeutige Entfernung r_w stehen insofern in einer Beziehung zueinander, als unter der Annahme, daß die Auswahl von r_w usw. entsprechend dem Stand der Technik erfolgt eine Verbesserung des einen Werts notwendigerweise eine Verschlechterung des anderen Wertes herbeiführt Die für ein Ziel zur Verfügung stehende Integrationszeit τ-, ist im Vergleich zur Wortlänge v_w groß.

Ein PRC kodiertes Radargerät bringt im Vergleich zu einem linearen FM-CW-Radargerät in der Nähe von Störflecken und des Überkoppelns eine Verbesserung der Gesamteigenschaften um 15 bis 30 dB. Das Überkoppein bei CW-Radargeräten eines der Hauptprobleme, denn beim CW-Radargerät arbeitet der Sender kontinu ierlich und deshalb gelangt während der Empfangszeiten zwangsläufig Sendeenergie direkt zum Empfänger. Die von nahen Störflecken reflektierten Signale machen bei CW-Radargeräten ebenfalls große Schwierigkeiten, da im Gegensatz zu Impulsradargeräten keine zeitliche Staffelung möglich ist Aus diesen Gründen ist der Einsatz der PRC-Kodierung nahezu zwingend, denn hier kann durch die Korrelationstechnik das Oberkoppeln im Vergleich zum unmodulierten CW-Radar (unter Konstanthaltung der anderen Parameter) um den Faktor l/i.² (30 dB für einen 31 Bit-Kode) reduziert werden. Störungen durch Störflecken außerhalb der Betriebsreichweite liegen bei der Verwendung eines Kodes mit 31 Bit infolge der Korrelationstechnik um 30 dB unter den Werten eines CW-Radars ohne PRC und können deshalb vernachlässigt werden. Störungen durch Störflecken innerhalb der Betriebsreichweite können durch die Korrelationstechnik nicht beseitigt werden, aber sie weisen im Durchschnitt nur noch 1/31 der gesamten reflektierten Leistung auf (vorausgesetzt, es erfolgt eine 31 Bit PRC-Kodie rung). Somit ist eine Reduzierung der durch Störflecken verursachten Fehler um ML bzw. um 15 dB möglich.

In der bisherigen Beschreibung wurde das Grundkonzept angesprochen, das einer Ausgestaltung eines Systems mit konstanter HF-Wellenlänge, das sowohl für relativ große Entfernungswerte als auch für relativ

große Doppler-Werte eindeutige Ergebnisse liefert, zugrunde liegt. Wie bereits angegeben, liegen die abgestrahlten Frequenzen im X-Band und haben eine Wellenlänge von 3 cm. Wenn eine maximale Zielgeschwindigkeit von 4000 km/h (1111 m/s) und ein eindeutiger Entfernungsbereich von 80 km vorgegeben ist, betragen die maximalen Dopplerfrequenzen

Die Entfernung hat gezeigt, daß das Dopplersignal bis zum zweifachen Wert der maxima! zu erwartenden Dopplerfrequenz eindeutig sein soll. Daraus ergibt sich

1/ζν> 148 kHz, wobei zvdie Kodewortperiode ist;

ζν<6,75μ5,

Λιν< 1012 m.

Wenn man einen 31 Bit-Kode mit maximaler Länge wählt, dann entspricht die Bit-Länge ungefähr 1012/31 «30 m. Aus diesen Überlegungen ergibt sich eine Kode-Taktfrequenz von 5 MHz und eine Wortfrequenz von 161 kHz, durch die eine Trennung zwischen Signalen innerhalb der Betriebsreichweite und außerhalb der Betriebsreichweite (Autokorrelation Spitze zu Nebenkeulen-Pegel) um 30 dB ergibt.

In den F i g. 8 (c) und 8 (b) sind der vorgeschlagene Kode und die Taktimpulse dargestellt. In der F i g. 8 (a) ist ein typischer Schieberegister-Kodierer dargestellt, der mit den Taktimpulsen der F i g. 8 (b) den Kode nach F i g. 8 (c) erzeugt. Die Konfiguration nach F i g. 8 (a) ist für den Fachmann bekannt. Die F i g. 8 (b) gibt die Autokorrelationsfunktion für den Kode nach F i g. 8 (a) an.

Verschiedene Eigenschaften der Autokorrelationsfunktion sind durch Tb (die Bitlänge), L (die Wortlänge von 31 Bit in dem beschriebenen Beispiel) und die Beziehung zwischen maximalem und minimalem Antwortsignal gekennzeichnet.

In der bisherigen Beschreibung wurde die Ausgestaltung des Radargeräts durch die Abwägung der Doppier-Mehrdeutigkeit, die relative Verbesserungsfunktion und die Auswahl einer vernünftigen Zahl von Kode-Bits (Auflösungsbereiche) und einer sinnvollen Bit-Länge bestimmt. Aus F i g. 8 (b) wird jedoch klar, daß der Eindeutigkeitsbereich nur 930 m und nicht 80 km oder noch mehr beträgt.

Um den Eindeutigkeitsbereich um einen Faktor von ca. 80 zu vergrößern, ohne die Vorteile hinsichtlich der Doppler-Mehrdeutigkeiten zu stören, wird ein dreifach gestaffeltes »Taktsystem« verwendet. Für den Fachmann wird es anhand der weiteren Beschreibung klar, daß die dreifach gestaffelte Taktfrequenz angewandt wird, um den gewünschten eindeutigen Entfernungsbereich zu erhalten; es ist jedoch auch möglich, in Verbindung mit anderen Anforderungen, mehr als drei oder nur zwei Taktfrequenzen zu verwenden.

Im folgenden wird wieder auf die F i g. 1 Bezug genommen. Der programmierte Kode-Taktgenerator 109 erzeugt drei diskrete aufeinanderfolgende Taktfrequenzen, wobei die nominelle Frequenz von 5 MHz zwischen der ersten (5,1667 MHz) bzw. der dritten (4,84375 MHz) Frequenz liegt Die erste und dritte Taktfrequenz entsprechen 31/30 und 31/32 der nominellen (2.) Taktfrequenz mit 5 MHz.

Wie bei der Signalverarbeitung die Identifizierung von zwei Zielbereichen erfolgt und wie mehrdeutige Entfernungsantworten ausgeschieden werden, wird durch die weitere Beschreibung klar.

Es wird angenommen, daß die Verweilzeit auf dem Ziel 20 ms sein solL Die drei Taktfrequenzen werden nacheinander für jeweils ungefähr 6 ms verwendet (zwischen den Taktabstrahlungen mit einer diskreten Frequenz liegen Totzeiten von ungefähr 800 με, um zu gewährleisten, daß der Empfänger nur mit dem ausgewählten Takt arbeitet).

Die Kodes verschieben sich vom schnelleren Takt im Vergleich mit dem nächst langsamen um 1 Bit bei jeder Wortperiode. In den F i g. 9 (a) und 9 (b) ist dieser Vorgang für zwei Takte dargestellt, wobei twi die Wortperiode für den langsamen Takt (Nr. 2) und r_w\ die Wortperiode für den schnelleren Takt (Nr. 1) ist Nach dem ersten Wort verlieren die Bits des Kodes Nr. 2 ungefähr 1 Bit pro aufeinanderfolgendes Wort gegenüber dem Kode Nr. 1. Dies findet für 31 Worte statt und wiederholt sich dann. Für die ausgewählten Takte ergibt dies einen eindeutigen Entfernungsbereich von ungefähr 30 χ 31 = 930 Bits oder 930 Bits χ 30 m/Bit» 30 km.

Für ein Beispiel, anhand dessen die Auflösung der Mehrdeutigkeit erläutert wird, wird angenommen, daß sich das Ziel in einer Entfernung von 20,075 km befindet Das Ziel ist beim 19. Bit des Takts Nr. 2 (5 MHz) vorhanden. Dies ist in Obereinstimmung mit der Berechnung

20,075 km ., 19 , ...
^²¹IT^oderg'^eich

21 volle Wörter plus 19 Bits. In entsprechender Weise erscheint das Ziel beim 10. Bit des Takts Nr. 1 (5,167 MHz) und entsprechend gilt

20,075 km „10
= 22-

900 m/Wort ~" 31

oder 22 volle Wörter plus JO Bits. Im übrigen erklärt sich die F i g. 9 von alleine.

Bei einer tatsächlichen Überwachungssituation wäre das Ziel bei den Bits 19 und 10 wie dargestellt vorhanden und die Zielentfernung würde wie folgt bestimmt: da das Ziel sowohl im 19. als auch im 10. Bit, die zueinander koinzident sind, liegt, zeigt es sich, daß die Wörter um 10+(31 —19) =10+12=22 Bits gegeneinander verscho-

— . I

ben sind. Da pro Wort eine Verschiebung um 1 Bit erfolgt, wird die Zielentfernung berechnet aus 22 Wörter des Takts Nr. 1 + 10 Bits oder (22 χ 900 m)+(10 χ 29 m) = 20,090 km, wobei 900 m der Wortlänge und 29 m der Bit-Länge des Taktes Nr. 1 (5,167 MHz) entspricht. Ein eindeutiges Ziel erfüllt beide Kriterien. Die Antwort liegt innerhalb 15 m oder einer halben Bit-Länge der angenommenen Zielposition.

Da die Takte Nr. 1 und 2 nur einen eindeutigen Entfernungsbereich von 30 km ergeben, muß ein dritter Takt hinzugefügt werden. Durch die Hinzufügung des Takts Nr. 3 (4,843 MHz) ergibt sich aus denselben Gründen ein eindeutiger Entfernungsbereich von über 80 km.

Die nachstehende Beschreibung erfolgt wieder anhand der Fig. 1. Durch die PRC-Wörter, die in dem fünfstufigen Kodierer 110 mit den drei unterschiedlichen Taktfrequenzen f\, h, f%, die von dem programmierten

ίο Kode-Taktgenerator 109 erzeugt werden, und den Zweiphasenmodulator 103 wird die »Mehrfachtaktmodulation« für das abgestrahlte Signal erzeugt. Die spektrale Verteilung, die am Ausgang von 103 dargestellt ist, ist in der F i g. 2 genauer dargestellt. Anhand der Figur ist die Form des abgestrahlten Spektrums leicht verständlich. Der Leistungsverstärker 104, der ein bekannter Breitbandverstärker für den CW-Bereich sein kann, erhält das Ausgangssignal von 103 und versorgt eine Antenne 105 mit Signalen mit einer hohen Leistung. Die Leistung ist durch die gewünschte Entfernung usw. bestimmt. Da die Leistungsverstärkung durch 104 erfolgt, kann der ,Y-Band-Qszillator 101 ein Gerät mit relativ niedriger Leistung sein.

Ein ZF-Oszillator (Coho) 107 liefert ein stabiles Signal in der ZF-Lage, das dazu verwendet wird, im Videobereich die Signale / und Q (Block 117) zu erzeugen. Dies wird weiter unten erläutert Der Coho liefert auch an den Mischer 108 ein ZF-Signal. Eine kohärente Arbeitsweise von Sender und Empfänger wird durch die Verwendung eines sehr stabilen quarzgesteuerten Oszillators 107 gewährleistet, der beispielsweise ein Signal mit 30 MHz erzeugt Das Ausgangssignal von 107 bewirkt die Phaseneinstellung des Ausgangssignals von 108 (das wiederum ein Mischoszillatorsignal für einen Mischer 112 ist) auf die exakte Coho-Frequenz, die gegenüber der .Y-Band-Senderfrequenz verschoben ist und die über den Leistungsfehler 102 zum Mischer 108 gelangt Der Leistungsteiler 102 hat eine Leistungsteilungsfähigkeit von beispielsweise —20 dB. Der Mischer 108 enthält beispielsweise eine Quarz-Multiplizierkette mit einem Mikrowellenausgang, um das oben erwähnte Mischoszillatorsignal für den Empfangsmischer 112 zu erzeugen.

Die Antennen 105 und 106 (Sende- bzw. Empfangsantennen) enthalten ein Paar gerichteter Überwachungsantennen, die die benötigte Strahlbreite in Azimut- und Elevationsrichtung erzeugen. Das vorhandene System ist entweder an ein fächerförmiges oder an ein bleistiftstrahlförmiges Strahlungsdiagramm angepaßt. Es ist bekannt, daß die getrennten Sende- und Empfangsantennen auf einen gemeinsamen Antennensockel 128 montiert und mechanisch über ein Gestänge 127 verbunden werden können. Dies kann hinsichtlich des Ausrichtwinkels von Bedeutung sein. Bei einer solchen Antennenanordnung liegt die Trennung zwischen Sende- und Empfangsantenne in der Größenordnung von 100 dB (für die Freiraumdarstellung).

Die von der Empfangsantenne 106 empfangenen Signale werden in dem Mischer 112 kohärent heruntergemischt und in einem breitbandigen ZF-Verstärker 113 verstärkt Die Bandbreite kann beispielsweise ±10 MHz um die nominelle ZF-Zwischenfrequenz (firfvon 30 MHz betragen.

Eine Kode-Verzögerungseinrichtung oder Schieberegister 111 hat eine Kapazität von 31 Bits; um ein ganzes PRC-Wort unterzubringen, wird der »örtliche Kode« von 110 empfangen und es sind 31 Abgriffe B1 bis ß31, d. h. jeweils einer für die aufeinanderfolgenden Bit-Positionen innerhalb von 111, vorgesehen. Dabei wird von 111 entlang seinen Abgriffen das gesamte Kodewort abgegeben. Die Zweiphasendemodulatoren, von denen beispielsweise 114,115 und 116 dargestellt sind, sind so angeordnet, daß sie diskret arbeiten und jeweils mit einer entsprechenden Bit-Position in 111 verbunden sind. Somit sind 31 parallele Entfernungskanäle vorhanden, die mit dem Ausgang des ZF-Verstärkers 113 beginnen. Die Verbindungen der Ausgänge B 2 bis ß30 von 111 wurden wegen einer besseren Übersichtlichkeit aus der Zeichnung weggelassen. Von jedem dieser Ausgänge gelangt jedoch das entsprechende Kodebit zu dem zugehörigen der 31 Zweiphasenmodulatoren.

Das Ausgangssignal eines jeden Demodulators wird jeweils einem getrennten Verarbeitungskanal, der jeweils einen Kammfilter (für die Störfleckensignale) 119, einen schmalbandigen ZF-Verstärker 118 und einen /- und (P-Mischer, dessen Ausgangssignale einem Schaltgerät 110 zugeführt werden, enthält zugeführt Wegen der Übersichtlichkeit der Zeichnung wurde nur ein Verarbeitungskanal eingezeichnet.

so In F i g. 4 und 5 sind die Zweiphasenmodulation und die nachfolgende Filterung im ZF-Bereich graphisch wiedergegeben. Dabei sind die Fälle für ein Ziel innerhalb der Betriebsreichweite (korreliert) bzw. für Störsignale (von Störflecken, durch Überkoppeln) außerhalb der Betriebsreichweite (nicht korreliert) dargestellt In den F i g. 6 und 7 sind die entsprechenden Fälle für Störsignale (von Störflecken, durch Überkoppeln), innerhalb der Betriebsreichweite und für Ziele, die außerhalb der Betriebsreichweite liegen, dargestellt

Die dem Empfänger gemeinsamen Komponenten und die Mehrkanalverarbeitung, die mit den Zweiphasendemodulatoren 114,115,116 usw. beginnt sind so ausgewählt daß sie hinsichtlich der PRC-Funktion in bezug auf Bandbreitenanforderungen, Dekodiereigenschaften usw. kompatibel sind.

Nachdem der Mischer 112 das PRC-Spektrum in den ZF-Bereich mit einer Mittenfrequenz von 30 MHz hinuntergemischt hat ist es notwendig, daß der ZF-Verstärker 113 das PRC-Spektrum, das eine Bandbreite von der Größenordnung 10 MHz hat aufnimmt

Dieses Gerät hat für den Betrieb im ΛΤ-Band eine günstige Rauschzahl und kann eine augenblickliche Bandbreite von 1 GHz haben. Die Verstärkung des breitbandigen ZF-Verstärkers 113 (der auch für einen Signalbereich mit großer Dynamik geeignet sein muß) ist nur so groß wie notwendig, um der Rauschzahl des Systems gerecht zu werden und um den 31 parallelen Dekodier-Kanälen genügend Leistung zuzuführen.

Jeder der PRC-Dekodierer (Zweiphasendemodulator) 114,115,116 usw. ist vorzugsweise von der Art eines Doppel-Gegentaktmischers. Aus Fig. 1 ist zu ersehen, daß jeder seine Dekodierfunktion in bezug auf einen einzelnen Wert von der Kodeverzögerungseinrichtung 111 durchführt Somit wirkt jeder dieser PRC-Dekodierkanäle als Einheit oder Zelle der benachbarten Entfernungsbedeckung des Systems. Verzögerungen ent-

V.. sprechend einer Bitlänge im Gegensatz zu einer absoluten Zeitverzögerung sind notwendig, da bei dem System

:. zur Auflösung der Entfernungsmehrdeutigkeit mehrere Taktfrequenzen vorgesehen sind und diese Art der

;.i Verzögerung erfolgt durch die Kodeverzögerungseinrichtung 111.

I; Nach der PRC-Dekodierung (Autokorrelation) können die Empfängersignale als Dopplerverschobene CW-

;; Signale (durch die Zielzeit entsprechend geformt) behandelt werden. An dieser Stelle der Signalverarbeitung

, wird eine Ausfilterung der Signale von Störflecken und der Überkoppelanteile möglich. In der Entfernungszelle

g B1 sind immer Anteile von der Senderüberkopplung vorhanden; in allen anderen Entfernungszellen (für die 31

■ i Bits einer PRC-Wortlänge) ist jedoch das Signal um 30 dB (Autokorrelationsgewinn; gedämpft. Dementspre-

V· chend ist nach dem Zweiphasendemodulator 114 (entspricht der Entfernungszelle B1) zur Verhinderung einer

Ii Sättigung der nachfolgenden ZF-Kanäle.eine Kammfilterung nach dem Quarz-Typ notwendig.

S Eine Quarzkammfilterung erfolgt auch in den anderen 30 Kanälen, um die ZF-Schaltungen gegen Sättigung

'■■'. durch Signale, die durch nahe Bodenreflexionen verursacht werden, im normalen Betrieb zu schützen. Dement-

|| sprechend werden die Anforderungen an die Dynamik der nachfolgenden Signalverarbeitungsschaltungen

}) reduziert. Der Sperrbereich bei der Filterung beträgt ungefähr ±3 kHz um die Mittelfrequenz von 30 MHz

I herum.

j! Im Zusammenhang mit den obigen Ausführungen ist zu bemerken, daß das Kammfilter 119 und die nachfol-

If genden schmalbandigen ZF-Verstärker 118 typisch für die 30 anderen Kanäle sind, jeder /-(Inphase) und

i| Q-(Quadratur-Phase)Mischer, für die 117 typisch ist, mischt das Ausgangssignal des entsprechenden schmalban-

I digen ZF-Filters (z. B. 118) in /- und <?-Form in den Videofrequenzbereich herunter (mit dem Ausgangssignal des

jf Coho's 107). Es ist bekannt, daß zur Erzeugung der orthogonalen /- und Q-Signale das Referenzsignal aus dem

$ Coho einmal direkt und einmal mit -=- Phasenverschiebung zugeführt wird.

f. Dem Schaltgerät 110 werden 31 Paare /- und (^-Signale zugeführt, und da es sich um ein CW-System handelt,

i>v sind alle Signale (soweit vorhanden) kontinuierliche Signale. Sie sind so gestaltet, daß sie vom Kommutator 110,

!·; der die verschiedenen Taktfrequenzen aus 109 über die Leitung 130 erhält, abgetastet werden. Die Verweilzeit

des Schaltgeräts 110 auf jeder der 31 /-Videoleitungen ist der Taktfrequenz rezipok (200 Nanosekunden pro ;; Leitung bei der nominellen (mittleren) Frequenz von 5 MHz.

|; Durch weitere ähnliche Schaltungen im Schaltgerät 110 werden die Signale auf den Q-Videoleitungen mit

:v einer identischen Datenfolge verarbeitet und man kann deshalb sagen, daß die /- und Q-Daten einander

.0 zugeordnet sind und durch die Taktimpulse auf der Leitung 130 gesteuert werden. Über die Verbindungen

;:: zwischen 109 und 110 wird auch ein Index-Impuls zur Identifizierung des Rahmenbeginns der ersten Entfer-

fx nungszelle B1 gesandt

Cr- Am Ausgang des Schaltgeräts 110 ist ein einziges Paar von /- und Q-Leitungen vorhanden, über die die

t; aufeinanderfolgenden Abtastwerte der 31 Kanäle weitergeleitet werden. Ein Analog/Digital-Wandler 120 wan-

¹ ' delt jeden dieser aufeinanderfolgenden Abtastwerte in eine digitale Zahl um, die kontinuierlich die jeweilige

Amplitude des Signals in jeder Bitrichtung (Entfernungszelle) darstellt. Mit den für das Ausführungsbeispiel ; gewählten Parametern beträgt die Verweilzeit des Kommutators 110 auf jedem Bit 200 ns und während dieser

Zeit erzeugt der Analog/Digital-Wandler eine entsprechende digital Zahl. Der A/D-Wandler 120 erhält über die Leitung 129 ein Taktsignal.

Das Ausgangssignal des Analog/Digital-Wandlers ist das Eingangssignal für den FFT (Fast Fourier Trans-I form)-Rechner 121 für die schnelle Fourier Transformation mit 128 Punkten. Hier erfolgt eine Auflösung des

Doppler-Wertes für jede Entfernungszelle. Die nominelle (ungewichtete) FFT Doppler-Auflösung ist 1260 Hz. Für alle interessierenden Doppler-Frequenzen erhält man eine kontinuierliche Bedeckung über den gesamten Bereich von —75 kHz bis +75 kHz mit einer ±3 kHz Ausfilterung im Empfänger wie oben beschrieben (um Störungen durch Überkoppeln und Störflecken zu eliminieren). Alle 128 gelesenen Stürzwerte in jeder Entfernungszelle (mit der Taktfrequenz) werden zur Erzeugung der Doppler-Daten kohärent verarbeitet Dann erfolgt eine nichtkohärente Integration von acht Gruppen mit jeweils 128 gelesenen Stütztwerte während jedem Drittel der Zielverweilzeit (ungefähr 6 Millisekunden). Nachdem dieses Programm mit der Taktfrequenz F₁ beendet ist, wird das identische Programm zwei weitere Male während der gesamten 20 Millisekunden Zielverweilzeit wiederholt unter Verwendung der Taktfrequenzen /2 und d₃.

Wie bereits angegeben, dienen die zusätzlichen Taktfrequenzen F₂ und F₃ zur Auflösung der Entfernungsmehrdeutigkeiten, die durch den relativ kurzen 31 Bit PRC-Kode bedingt sind. Die Mehrdeutigkeiten werden durch die weitere und nachfolgend beschriebene Signalverarbeitung der Doppler/Entfernungsdaten beseitigt Das Vorhandensein eines Ziels bei einer bestimmten Dopplerfrequenz kann mit bestimmten Entfernungszellenzahlen, die sich in einer vollkommen eindeutigen Weise mit dem Wechsel der Taktfrequenzen von f\ bis /3 ändern, notiert werden. Die resultierende eindeutige Datenmatrix kann durch die Entfernungs/Doppler-Verarbeitungseinrichtung, die den FFT-Rechner 121, den Filter/Detektor 122 und den Entfernungseindeutigkeitsprozessor enthält dekodiert werden. Der Anzeigeprozessor 124 und die Anzeigeeinrichtung 125 selbst sind nicht Teil der Erfindung. Sie wurden nur wegen der Vollständigkeit eingezeichnet Der Anzeigeprozessor 124 erzeugt synthetische Videoimpulse in eindeutigen Entfernungsbereichen und koordiniert sie mit den Ablenkschaltungen der Anzeigeeinrichtung 125, um eine nummerische Dopplerdarstellung (V) als die auch die Darstellung verschiedener anderer Symbole, die auf der Anzeige 125 benötigt oder gewünscht werden, zu erzeugen. Das Entfernungssignal (R)zuT Anzeige 125 ist gleich dem für PPI-Radargeräte typischen Signal.

Die gekoppelte Rotation der Sende- und Empfangsantennen 105 und 106 wird durch eine mechanische Einrichtung im Antennensockel 128 auf bekannte Weise bewirkt und die Azimutbezugseinrichtung 126 kodiert j diese Bewegung in geeigneter Weise; die kodierten Winkelwerte werden zur Steuerung der Anzeige 125

i, verwendet Dies ist allgemein bekannt

¹ Anhand der Fig. 12 werden die einzelnen Signalverarbeitungseinrichtungen der Fig. 1 näher erläutert Die

Einrichtung nach F i g. 1 ist zu einer Zweikanalanofdnung erweitert, wobei der eine Kanal für die Verarbeitung eines fächerförmigen Strahlungsdiagramms und der andere Kanal für die Verarbeitung eines bleistiftförmigen Strahlungsdiagramrcs vorgesehen ist Dementsprechend ist der Analog/Digital-Wandler 120 aus der F i g. 1 in zwei A/D-Wand." ir 120a und 1206 aufgeteilt Die Ausführung mit zwei Kanälen dient nur als Beispiel und die Funktionsfähigkeit der erfindungsgemäßen Einrichtung hängt nicht von einer zweikanaligen Ausführung ab. Die Antennen- und Strahlschwenkeigenschaften und die Gesamtanforderungen an das spezielle System bedingen eine solche Zweikanalausführung.

Für jeden der beiden Kanäle ist ein 128-Punkt-FFT-Rechner 1212 und 1216 mit 31 Entfernungszellen vorgesehen. Diese entsprechend dem Block 121 in der F i g. 1.

ίο Auch der Füter/Detektor-Teil 122 und der Entfemungseindeutigkeitsprozessor 123 sind in beiden Kanälen vorhanden 122a, b; 123a, b.

Bevor mit der weiteren Beschreibung der F i g. 12 und der darin enthaltenen Untersysteme fortgefahren wird, werden in einer Tabelle I die Forderungen für die Signalverarbeitung zusammengefaßt

is TabeUe I Allgemein

	Kohärente Integration	128-Pkt-FFT-Prozessor
20	Nicht-kohärente Integration	8 Gruppen Integratoren
	Entfernung/Doppler-Korrelation	3 Perioden-UND-Korrelator
	Filter-Bandbreite	UkHz
	Doppler-Bereich	-80 kHz bis+8CkHz
	Entfernungsbereich	0 bis 80 km
25	Eingänge
	Perioden-Abtastfrequenzen	*fufbh*
	Perioden pro Strahlbreite	3
30	Gruppen pro Periode	8
	Abtastwerte pro Gruppe	128
	Auflösungsbereiche pro Gruppe	31
	A/D-Umwandlungsrate	-0,2 μβ
	Dynamischer Bereich	6 Bits /
35		6 Bits Q
	Verarbeitung
	Nebenkeulenunterdrückung	3OdB
40	FFT-Filter	128
	FFT dynamischer Bereich	13 Bits /
		13 Bits Q
	Integrationsgruppen nach FFT	8
	Dynamischer Bereich bei der Integration
45	nach FFT	16 Bits
	Eindeutiger Entfernungsbereich	80 Radar-Meilen

Ausgänge

so PPI 80 Radar-Meilen

fächerförmiges Strahlungsdiagramm 80 Radar-Meilen bleistiftstrahlförmiges

Strahlungsdiagramm PSI 128 Doppler-Filter für

fächerförmiges Strahlungsdiagramm 128Doppler-Filterfür bleistiftstrahlförmiges

Strahlungsdiagramm Spektrum Auswählbares Doppler-Spektrum

fächerförmiges Strahlungsdiagramm:

Auflösungsbereiche 1 — 31;

bleistiftförmiges Strahlungsdiagramm:

Auflösungsbereiche 1 —31

Es wird eine Kombination zwischen kohärenter und nichtkohärenter Integration verwendet, um das notwendige Signal-Rauschverhältnis zu erreichen, das für die gegebene Erkennungswahrscheinlichkeit und Falschalarmwahrscheinlichkeit gewünscht ist. Die Doppler-Diskrimination erfolgt durch 128 Filter, deren Bandbreite

ungefähr 13 kHz beträgt Diese Filter überdecken das Doppler-Frequenzband von —80 kHz bis +80 kHz. Die Anforderungen an die Eingänge, die Verarbeitung und die Ausgänge der Signalverarbeitungseinrichtung des beschriebenen Beispiels sind in der Tabelle 1 zusammengefaßt

Bei der Signalverarbeitung entsprechend der F i g. 12 sind drei diskrete und benachbarte Zeitperioden 7}_i, Ti, Ti+i vorgesehen, die den drei Zeitspannen der entsprechenden Taktfrequenzen während eines »Einstrahlbreitenintervalls« entsprechen. Das Programm dieser drei diskreten Taktfrequenzen wird nach jeder dritten Zeitperiode wiederholt Wegen der hohen Datenfolgen wird eine parallele Verarbeitung verwendet Es werden beispielsweise vier 128-Punkt-FFT-Prozessoren verwendet, um die acht Gruppen der Daten-Abtastwerte während der Periode 7}_i zu verarbeiten. Es gibt eine Verzögerung um eine Gruppe zwischen Sammeln und Verarbeiten, sodaß die Gruppendaten der Zeit 7}_i während der Zeit der Gruppen drei der Periode 7}_i verarbeitet wird Der nicht-kohärente Integrationsvorgang ist mit der FFT-Verarbeitung überlappt und die tatsächliche Schwellwertermittlung für die nicht-kohärente Summe der acht Gruppen der Priode T,-\ wird während der Gruppe Nr. 1 der Periode 7} durchgeführt

An dieser Stelle trägt eine Bezugnahme auf die Fig. 10 zum besseren Verständnis bei. In dieser Figur sind typische Zeitbeziehungen herausgegriffen für die nicht-kohärente Korrelation von drei Impulsen über jede Strahlbreite.

Die erwähnten Einrichtungen zur FFT-Verarbeitung und Filterung arbeiten in dem bereits angegebenen Doppler-Bereich von —80 bis + 80 kHz. In F i g. 11 ist gezeigt, wie die Signale von Störflecken und Überkoppelanteile durch die Filterung beseitigt werden.

Die Signalverarbeitung hinsichtlich der Entfemungs/Doppler-Mehrdeutigkeiten kann beginnen sobald die Signalverarbeitung in 122a und \22b beendet ist. Daten aus der Periode 7}_i werden in den Entfernungs/Doppler-Mehrdeutigkeitsspeicher während der Zeit der Gruppe Nr. 1 der Periode 7} eingespeichert Die F i g. 15 gibt eine genauere Erläuterung der Schaltungen 123a und 1236 aus F i g. 12. Sechzehn Schieberegister-Dekoder (der erste 1505 und der sechzehnte 1506 sind eingezeichnet) verarbeiten jeweils einen bestimmten Teil der Doppier-Geschwindigkeiten. Dies wird besonders aus F i g. 16 deutlich. 2s

Jeder der Blöcke 1501 bis 1504 der Fig. 15 enthält die in Fig. 16 dargestellte Schieberegistertorschaltung. Jeder der sechzehn Schieberegisterdekoder der Fig. 15 arbeitet, wie auch in Fig. 16 angegeben, in einem bestimmten Teil des Doppelspektrums.

Jeder der Schieberegisterdekoder, von denen 1505 und 1506 in der Fig. 15 eingezeichnet sind, enthält die in Fig. 17 genauer dargestellte Schaltung. Die Art und Weise, in der diese Schieberegisterdekoder — entsprechend den Einzelheiten der Fig. 17 — arbeiten, um die Entfernungsmehrdeutigkeit zu beseitigen, ist in der F i g. 18 graphisch dargestellt

Die bei der digitalen Signalverarbeitung verwendeten Einrichtungen sind dem Fachmann bekannt (pipelined processing); ζ. B. gelangen Daten in die Signalverarbeitungsleitung während einer Periode 7)_₂, werden während drei Taktperioden verarbeitet und in der folgenden Periode (7}+i) schließlich angezeigt Wenn die Leitung einmal voll ist, werden die Daten mit derselben Rate ausgegeben mit der sie eingegeben werden.

Die digitale FFT-Verarbeitung kann gedacht werden als Umwandler einer abgetasteten Datenfolge, die aus 128 komplexen Datenpunkten besteht, in ein Spektrum mit 128 diskreten komplexen Frequenzantworten oder Filter. Diese Filter umspannen den eindeutigen Doppler-Frequenzbereich von — FJ2 bis +FJ2, wobei F₅ die Abtastfrequenz der abgetasteten Datenfolge ist. Die Frequenzverteilung nach der Transformation hat, wenn alle Eingangsabtastwerte gleich gewichtet werden, die Form sinx/x. Diese Verteilung jedoch enthält unannehmbar hohe Nebenkeulen, die das Doppler-Auflösungsvermögen der einzelnen Filter begrenzen. Die Neben/Hauptkeulenverteilung der einzelnen Filter im Frequenzbereich kann durch eine zeitliche Gewichtung der Eingangsdatenabtastwerte geändert werden. Dieses Verfahren wird als zeitliche Gewichtung bezeichnet. Im Prozessor erfolgt eine zeitliche Tschebyscheff-Gewichtung, die für die Frequenzdiskrimination gut geeignete Signale liefert, da man mit ihr konstante Nebenkeulen und nur eine minimale Verbreiterung der Hauptkeule bekommt. Nebenkeulen werden um 30 dB unterdrückt Diese bekannte Gewichtung erfolgt durch die Schaltungen 204(a) und 204(b).

Der 128 Punkt »Diskrete Fourier-Transformation«-(DFT)-Prozessor wendet beispielsweise den Cooley-Tukoy-Fast-Fourier Transformationsalgorithmus an. Dieser Algorithmus ersetzt die 128 mal 128 DFT-Matrix durch eine Serie von sieben 128 mal 2 diskrete Fourier-Transformations-Matrizen. Diese 2-Punkt oder Basis-2-DFT-Matrizen können so ausgelegt werden, daß zur Addition und Subtraktionen jedoch keine Multiplikationen notwendig sind. Eine Zeigerdrehung oder komplexe Multiplikation ist zwischen jedem Paar der Basis-2-Matrix-Operationen notwendig; die Gesamtzahl der komplexen Multiplikationen (und Additionen und Subtraktionen) wird durch den Cooley-Tukey-Algorithmus wesentlich reduziert und wird deshalb als »schnelle« FFT-An- Ordnung bezeichnet.

Es wurden auch andere abgeleitete FFT-Algorithmen entwickelt, die sowohl Basis 4 als auch Basis 8 Matrix-Opetationen verwenden und die für spezielle Eingangssignalfolgen noch weniger Multiplikationsvorgänge als der Basis 2-Algorithmus erfordern. Auch wenn bei dieser Beschreibung der Basis 2-Algorithmus verwendet wird, so ist die Erfindung keineswegs hierauf beschränkt.

Der Cooiey-Turkey-A.lgorithmus wandelt ?in? n-ätC'Hch? binär? geordnete Zeitfolge in eine enteeereneesetzte binäre geordnete Zeitfolge um. Da die Doppler-Information dem Bediener angezeigt wird, ist es notwendig, daß der FFT-Prozessor die Daten wieder in eine natürliche binäre Folge bringt. Das Spektrum enthält sowohl negative als auch positive Dopplerfrequenzen. Diese werden aussortiert und so angeordnet, daß zuerst der Doppler-Frequenz mit dem größten negativen Wert und zuletzt die Doppler-Frequenz mit dem größten positiven Wert angezeigt wird (d. h. Fes, Fm ■ ■ · F\ 27, Fo, Fi... Fe3, F&4).

Durch den Cooley-Tukey-Algorithmus wird ein Frequenzspektrum mit komplexen Komponenten erzeugt, d. h. jeder Doppler-Filter hat, wie hierin beschrieben, zwei zueinander rechtwinklige Komponenten (I, Q). Diese

beiden Komponenten werden zu einem einzigen Wert (Effektivwert) zusammengefaßt Dies erfolgt durch eine Einrichtung, die die Effektivwert-Summe (rms) entsprechend der folgenden Nahrung rms=maxf/, Q) +1/2 min # QJ bildet

Die Eingangssignale für den FFT-Prozessor bestehen (wie bereits beschrieben) aus einem /- und einem s Q-Abtastwert, die jeweils durch eine Zahl mit 6 Bits (Vorzeichen und 5 Bits) angegeben werden. Die durch die FFT erzeugte Vergrößerung des dynamischen Bereichs (Signal/Rausch-Verhältnis) ist begleitet durch eine Vergrößerung des dynamischen Bereichs der quadratischen rechtwinklig zueinander stehenden Komponenten um 1 Bit pro jede der 7 Stufen des FFT Algorithmus. Dadurch werden zwei 13-Bit quadratische Komponenten erzeugt, die durch die oben beschriebene Einrichtung zu einer einzigen 13-Bit Amplitude kombiniert werden.

ίο Die obigen digitalen Parameter gelten insbesondere für die Fig. 12 und folgende. Der Prozessor hat die Kapazität zur Realzeitverarbeitung von 31 Datenentfernungszellen. Er verwendet vier FFT 128-Punkt-Prozessoren, um der vom System bestimmten Datenfolge gerecht zu werdea Die A/D-Wandler i20(a) und i20(b) wandein /- und Q-Abtastwerte um, gesteuert durch einen Abtastimpuls, der bei einer der drei Frequenzen arbeitet Die umgewandelten Werte werden in den Zeitgewichtungseinrichtungen 2O4(a) und 2M(b) zeitlich gewichtet (s. auch F i g. 13, in der die Gewichtungseinrichtung (Multiplikator) mit 1340 bezeichnet ist). In einem Speicher 1331 (Festwertspeicher) werden die 64 tatsächlichen Wichtungen gespeichert Die zeitlich gewichteten Daten werden zu einem von vier Pufferspeichern 1332,1333,1334 und 1335 de»· F i g. 13 auf einer Entfernungstorbasis übertragen. Jedem Pufferspeicher ist ein FFT-Prozessor zugeordnet, der über 31 Entfernungsbereiche (6,2 \is) eine 128 Punkt FFT mit geordneten Ausgangssignalen in weniger als 100 us berechnen muß (8 Entfer nungskanäle in 6,2 us χ 128 «800 us für jeden von 4 FFT Prozessoren). Die Ausgangssignale dieser 4 FFT-Pro- zessoren werden in der Größe umgewandelt, entsprechend dem Entfernungsbereich geordnet und zur nichtkohärenten Integration zu Filter Integrator und Detektor-Einheiten 122(a) und i22(b) der Fig. 12 geleitet In diesen Funktionen ist die Verarbeitung in den Kanälen für das fächerförmige Strahlungsdiagramm und das bleistiftförmige Strahlungsdiagramm identisch.

Den Blöcken 122a und 1226 der F i g. 12 werden die rms-Werte von 206a und 2066 zugeführt und in Übereinstimmung mit den Einzelheiten dieser Blöcke (F i g. 14) verarbeitet

Dieser Filter Integrator und Detektor-Einheiten integrieren die Werte in 31 Entfernungszellen über acht FFT-Gruppen (128 Filter pro Gruppe) nichtkohärent und vergleichen die Summen mit einem Schwellwert, um 31 serielle Bitströme mit jeweils 128 Bits für beide Kanäle zu erzeugen.

Das Ausgangssignal des FFT-Prozessors besteht aus 8 Gruppen mit kohärent integrierten Datensignalen für jede von drei benachbarten Perioden (3dB Strahlbreite des Radargeräts, d. h. ungefähr 20ms).

Jede Gruppe enthält 128 Amplitudenwerte für jede von 31 Entfernungszellen. Jeder Amplitudenwert wird als eine 13 Bit Größe dargestellt Die Filter Integrator und Detektor-Einheit (F i g. 14) wird dazu verwendet, die acht Eingangssignale für jedes der 128 Filter für jede der 31 Entfernungszellen zu summieren. Ein 16 Bit Akkumulator 1401 reicht aus, um acht 13 Bit-Zahlen zu akkumulieren (summieren). Ein Schieberegister in 1401 wird dazu verwendet im Gesamten 128x31 16 Bit Suinmationen durchzuführen. Daten aus dem rms-Umwandler werden zu der Summe in der Addierstufe 1403 für jedes Filter und für jede Entfernungszelle addiert Während der achten Gruppe wird das Ausgangssignal des Addierers zu einem Schwellwertdetektor 1402 geleitet, so die Summe mit einem digitalen Schwellwert verglichen wird. Wenn die Summe den Schwellwert übersteigt wird der Ausgang des Detektors 1404 »1« gesetzt; sonst ist er »0«. Deshalb wird die nichtkohärent integrierte Summe für 128 Filter für eine gegebene Entfernungszelle durch die Signalverarbeitung zu einem seriellen 128 Bit-Wort, bei dem Schwellwertüberschreitungen durch 1 und NichtÜberschreitungen durch 0 dargestellt werden, reduziert Die Detektoreinheit erzeugt 31 dieser seriellen 128 Bit-Wörter für jede Gruppe und leitet sie nacheinander zu dem Entfernungs/ Doppler-Eindeutigkeitsprozessor. Während der ersten Gruppe einer jeden 8-Gruppen-Periode wird der Akkumulatoreingang zum Addierer auf null gesetzt durch die Multiplexerschaltung 1405, um die Summe der vorhergehenden Periode zu löschen.

Der Entfernungs/Doppler-Eindeutigkeitsprozessor korreliert 31 Datenentfernungszellen für jeden von 128 Filtern über 3 abgestrahlte (Takt-)Frequenzen, um durch eine logische Verarbeitung aus den letzten 80 km eindeutige Entfernungsdaten zu erhalten.

Der Entfernungs/Doppler-Eindeutigkeitsprozessor korreliert drei Daten-Pakete von Entfernungs/Doppler-Daten (die Daten jedes Pakets wurde bei einer unterschiedlichen Frequenz aufgenommen) und ermittelt die Entfernung, in welcher sich erkannte Ziele befinden (bis zu einer Reichweite von 80 km). Eindeutige Entfernungs- und Dopplerdaten werden vor der Anzeige einem Anzeigenprozessor zugeführt.

Dem Blockschaltbild (Fig. 15) für den Entfernungs-Eindeutigkeitsprozessor ist zu entnehmen, daß der Prozessor 4 Speicher 1501 bis 1504 und 16 Schieberegisterdekoder (beispielsweise 1505 und 1506) enthält. Drei der Speicher enthalten Daten der letzten drei Daten-Pakete mit denen die Schieberegister-Dekoder-Korrelationsverarbeitung durchgeführt wird. Der vierte Speicher dient als Puffer-Speicher, in dem das nächste Datenpaket eingespeichert ist, da das Korrelationsverfahren mit den vorhergehenden drei Daten-Paketen durchgeführt

Der ii'i F i g. 16 uargcMciiic Speicher ciiinäii 31 Schieberegister mii jeweils Ί26 Bii Länge. Diesen Schieberegistern werden von der Filter Integrator- und Detektor-Einrichtung nacheinander 31 Wörter mit jeweils 128 Bits zugeführt. Sechzehn Einrichtungen mit Abgriffen mit 31 Bits pro Abgriff betätigen die 16 Schieberegisterdekoder. Da ein Datenpaket bei drei getrennten Korrelationen verwendet wird, ist das 128 Bit Schieberegister so ausgeführt, daß 16 8-Bit-Schieberegister vorhanden sind, sodaß das Schieberegister während des Einspeicherns als ein einziges 128 Bit-Schieberegister arbeitet und während der Verarbeitung als 16 8-Bit Ringzähler (Schieberegister). Ein in der F i g. 17 dargestellter Schieberegister-Dekoder (einer der Einheiten 1505,1506) enthält eingangssei-

tig drei Multiplexer 1701,1702 und 1703, drei 31 Bit Ringzähler 1704,1705 und 1706. eine UND-Schaltung 1701

■| und einen Pulslängendiskriminator 1708. Über die Multiplexer können die Schieberegister drei der yier Speicher

ig auswählen. Die mit der Frequenz f\ aufgenommenen Daten werden immer in dem 31-ßit Schieberegister, das mit

$ der Taktfrequenz f\ gesteuert wird, gespeichert Entsprechend werden die /₂- und /j-Daten jn den zugehörigen

£ Schieberegistern gespeichert Die sechzehn Schieberegister-Dekoder korrelieren 16 der 128 Filter; zur Korrela-

tion aller 128 Filter sind acht Dekoderdurchgänge notwendig.

f In Fi g. 18 ist das Zeitdiagran urn für einen Teil eines Durchgangs eines Schieberegister-Dekoders dargestellt

Ein mehrdeutiges Ziel ist in der ersten Entfernungszelle des ersten mehrdeutigen Entfernungsintervalls (oder Wert) dargestellt Wenn in die 31 Bit Schieberegister die Filter-Daten von jedem der drei Pakete eingegeben ^ sind, wird ein Signal von der 3-Eingangs-Koinzidenz-UND-Schaltung 1707 zum Bit 1 des 31 Bit-Registers

'" geleitet Wie bereits angegeben stehen die Taktfrequenzen f\, f₂ und /₃ in folgender Beziehung zueinander

30/, =31/₂=32/₃.

Diese drei Frequenzen werden zu den Schieberegistern geleitet und die drei 31 Bit Verteilungen werden umlaufend verschoben. Im angegebenen Beispiel ist eine Koinzidenz bei der Bit-Nummer eins vorhanden, nachdem 31 Takte zum Schieberegister eins gelangt sind. Dies ist im Entfernungsbereich von 0 bis 80 km die einzige Zeit-(Entfernungs-) Koinzidenz.

Ein Pulslängendiskriminator wird dazu verwendet, digitale Schaltspitzen zu unterdrücken, sodaß die kleinste durchgelassene Pulslänge gleich der kürzesten abgestrahlten Pulslänge ist. Es ist eine Einrichtung 1710 vorgesehen, um daran zu »erinnern«, wenn irgendeine Entfemungszelle im 80 km-Bereich eine Korrelation erzeugt. Das Ausgangssignal der Einrichtung wird zu einem Doppler-Speicher in der Doppler-Signalverarbeitungseinrichtung geleitet Die zeitlich geordneten Entfernungsdaten werden zu dem Entfernungsspeicher in dem Display-Prozessor geleitet.

Da der Signal-Prozessor voll digitalisiert ist werden die Zeit- und Steuerbefehle im wesentlichen synchron von dem programmierten Kode-Taktgenerator 109, in F i g. 12 durch 205 symbolisch angedeutet abgegeben.

Die technische Ausführung der oben angegebenen Einrichtunger ist dem Fachmann geläufig.

Es wurde bereits erwähnt daß auch andere Fourier-Rechner verwendet werden können. Dies ist dem Fachmann nach Kenntnis des Inhalts der Erfindung ebenfalls bekannt

A nstelle in digitaler Technik lassen sich viele Teile der Erfindung auch analoger Technik ausführen.

Hierzu 10 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Radargerät, von dem pseudostatistisch kodierte Signale abgestrahlt werden, mit einem Sender, einem Empfänger, einem Kode-Signalgenerator zur Erzeugung des aus L Bits bestehendun pseudostatistischen Kodes, der eine Länge r_a=L · τ β aufweist, wobei Tb die Länge eines Bits ist, und mit einem Korrelationsdetektor, in dem die empfangenen Signale zur Erzeugung eines dekodierten Ausgangssignals mit diesem Kode korreliert werden, dadurch gekennzeichnet, daß der Kode-Signalgenerator (110) nacheinander durch mindestens zwei unterschiedliche Taktfrequenzen /<//i, h, /3) angesteuert wird und somit Kodewörter abgibt, deren Zeitdauer T_a=L · tb zu der jeweiligen reziproken Taktfrequenz
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