DE2558981A1

DE2558981A1 - Breitbandverstaerkerschaltung

Info

Publication number: DE2558981A1
Application number: DE19752558981
Authority: DE
Inventors: Jun Thomas Joseph Aprille
Original assignee: Western Electric Co Inc
Current assignee: AT&T Corp
Priority date: 1974-12-30
Filing date: 1975-12-29
Publication date: 1976-07-08
Also published as: ES443948A1; SE403016B; GB1526090A; AU504019B2; AU8785875A; CA1040721A; BE837072A; FR2296961A1; FR2296961B1; JPS5190548A; SE7514298L; US3972002A; IT1052736B; NL7515133A

Description

BLUMBACH ♦ WESER . OERGEN · KRAMER

ZWiRfsiER - HIRSCH 2558 931

PATENTANWÄLTE IN MÜNCHEN UND WIESBADEN

Postadresse München: Pate'ilcor.suit 8 München 60 Raoeckcstraße 43 Telefon (089) 883603/633604 Telex 05-212313 Postadresse Wiesbaden: Patenfconsiilt 62 Wiesbaden Sonnenberger Straße 43 Telefon (06121) 562943/561998 Telex 04-166237

Western Electric Company, Incorporated Aprille 1 New York, N.Y./USA

Breitbandverstärkerschaltung

Die Erfindung betrifft eine Breitbandverstärkerschaltung mit einem hochverstärkenden Verstärkerelement und einem Eingangsund einem Ausgangsschaltimgssignaiweg.

Die Vervendung einer negativen Rückkopplung, bei welcher ein Teil des Ausgangssignals phasenverschoben mit dem Eingangssignal kombiniert wird, um in einem Verstärker erzeugte Verzerrung zu verringern, gehört seit vielen Jahren zu den Standardraaßnahmen. Auf dem Gebiet der Kabelnachrichtenübertragungsanlagen dämpfen jedoch Übertragungsleitungen, wie Freileitungen, verdrillte Paare von Koaxialrohren, die übertragenen Signale in Abhängigkeit von deren Frequenzinhalt. Als

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München: Krsmer · Dr.Weser · Hirsen — Wiesbaden: Blurnbeci · Dr. Bürgen · Zwirner

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Folge davon ist es erforderlich, in Regenerationsverstärkern sowohl die durch die Übertragungsleitung verursachte Verzerrung als auch die innerhalb des Verstärkers erzeugte Verzer.rr-ng zu korrigieren. Außerdem müssen bei einen Breitbandnachrichtenübertragungsnetzwerk, in welchem sich die Frequenzen notwendigerweise bis in den VHF-Bereich erstrecken, die Impedanzen zwischen den Verstärkern und der Leitung angepaßt seinj um Signalreflexionen und stehende Wellen zu verhindern.

Eine Impedanzanpassung kann natürlich dadurch erreicht v/erden, daß einfach ein Widerstand in Serie oder parallel zur Leitung hinzugefügt wird. Solche "Brutalmethoden" verringern jedoch den Wirkungsgrad des Verstärkers und machen mehr Verstärkung erforderlich. Außerdem erhöht ein am Eingang zugefügter Widerstand stark das erzeugte Rauschen. Eine Impedanzanpassung wird üblicherweise durch die Verwendung eines Hybridumformerkopplungsnet^werkes in einer Rückkopplungsschleife bewerkstelligt. Neben der Verursachung eines bestimmten Signalverlustes und einer bestimmten Verschlechterung des Eingangs bezüglich Rauschens tendieren diese Netzwerke jedoch zur Einführung einer beträchtlichen Phasenverschiebung, insbesondere bei hohen Frequenzen. Diese Phasenverschiebung kann in einem hochverstärkenden Verstärker Stabilitätsprobleme erzeugen.

Die US-PS 2 541 322 rät zur Vervrendung von Mehrfachrückkopp-

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lungsschleifen in einem Verstärker mit einer oder mehreren Stufen, um gleichzeitig eine lineare Verstärkung und gewünschte Eingangs- und Ausgangsimpedanzen für Anpassungszwecke zu erzeugen. Andere haben die Lösung einer Impedanzanpassung in einem Breitbandverstärker durch die Verwendung von Mehrfaehschleifenrückkopplung untersucht und erweitert. Siehe beispielsweise US-PS 3 493 882 und "Transistor Stage for Wideband Amplifiers" von G. B. B. Chaplin, C. J. N. Candy und A. J. CoIe, Institution of Electrical Engineers - Proceedings, Band 106, Part B Supplement Nr. 16, Mai 1959, Seiten 762 ff. Jede dieser Schriften beschreibt jedoch einen speziellen Fall, in welchem die Rückkopplungsnetzwerke ohmisch sind und die Verstärkerkennlinie linear ist. Jegliche Verstärkungsformung würde zusätzliche Leitungsausbaunetzwerke erfordern.

Aufgabe der Erfindung ist es, in einem Breitbandverstärker eine Impedanzanpassung zusammen mit einer frequenzabhängigen Verstärkungsformung zu bewirken, ohne daß entweder Hybridkopplungsnetzwerke in einer Rückkopplungsschleife oder Leitungsausbaunetzwerke erforderlich wären.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß gelöst mit einer Breitbandverstärkerschaltung der eingangs genannten Art, die dadurch gekennzeichnet ist, daß eine erste frequenzabhängige Rückkopplungseinrichtung, die ein dem Ausgangsstrom der Verstärker-

G Π 9 8 ? B / 0 7 Q D

η R ^r: Γ -Qi - 4 -

schaltung proportionales erstes Rückkopplungssignal parallel zum Eingangsschaltungssignalweg einkoppelt, an den Schaltungssignalweg und eine zweite frequenzabhängige Rückkopplungsein-.richtung, die ein der Ausgangsspannung der Verstärkerschaltung proportionales zweites Rückkopplungssignal in Reihe zum Eingangsschaltungssignalweg einkoppelt, an den Ausgangsschaltungssignalweg und nicht an die erste Rückkopplungseinrichtung angekoppelt ist, wobei die beiden Rückkopplungseinrichtungen vorbestimmte Verstärkerschaltungseingangs- und -ausgangsimpedanzen und eine vorbestimmte frequenzabhängige Verstärkungskennlinie der Verstärkerschaltung erzeugen.

Im folgenden werden dieErfindung und ihre Vorteile anhand von Ausführungsformen näher erläutert. In der zugehörigen Zeichnung zeigen:

Fig. 1 teils schematisch, teils in Blockdiagrammform eine ein nichtinvertierendes Verstärkerelement verwendende erfindungsgemäße Ausführungsform;

Fig. 2 ein Ersatzschaltbild eines nichtinvertierenden Verstärkerelementes, das bei der Ableitung der Dimensionierungsgleichungen nützlich ist;

Fig. 3 ein Ersatzschaltbild der Ausführungsform nach Fig. 1, das zur Ableitung der Schaltungsdimensionierungsgleichungen von Nutzen ist;

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Fig. 4 ein Blockdiagramm eines passiven Netzwerkes,

das sich zum Zusammenbau der erfindungsgemäßen Rückkopplungsnetzwerke eignet;

Fig. 5 ein schematisches Diagramm eines nach den erfindungsgemäßen Prinzipien aufgebauten Verstärkers;

Fig. 6 teilweise schematisch, teilweise in Blockdiagrammform eine ein invertierendes Verstärkerelement verwendende Ausführungsform der Erfindung; und

Fig. 7 ein Ersatzschaltbild der Ausführungsform

nach Fig. 6, das zur Ableitung von Schaltungsdimensionierungsgleichungen nützlich ist.

Kurz ausgedrückt umfaßt bei einem Ausführungsbeispiel die erfindungsgemäße Breitbandverstärkerschaltung ein hochverstärkendes Verstärkerelement mit zwei frequenzabhängigen Hauptschleifenrückkopplungsschaltungen. Ein Rückkopplungssignal wird parallel auf die Eingangsschaltung gekoppelt; das andere wird in Serie auf die Eingangsschaltung gekoppelt. Die Übertragungsfunktionen der Rückkopplungsschleifen sind so gewählt, daß vorbestimmt Verstärkerein-

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^Λ b !"■

<J !Γ Π ■■"■ '"ι ■")

gangs- und -ausgangsimpedanzen zu Anpassungszwecken und eine vorbestimmte frequenzabhängige Verstärkungskennlinie der Verstärkerschaltung erzeugt wird.

Man hat gefunden, daß die Leistungsverstärkung einer solchen Verstärkerschaltung im wesentlichen gleich der Größe des Kehrwertes des Produktes der Übertragungsfunktionen der beiden Rückkopplungsnetzwerke ist.

In Fig. 1 ist teilweise in Blockdars-tellung und teilweise in schematischer Darstellung- eine erfindungsgemäße Ausführungsform gezeigt, bei welcher ein zweistufiger Verstärker verwendet wird. Transistoren 11 und 12, die die Verstärkerstufen bilden, befinden sich je in Emitterschaltung. Es sind zwei in Kaskadenschaltung befindliche Emitterschaltungsstufen gewählt, um eine generelle Klasse nichtinvertierender Verstärker zu repräsentieren; d. h. Verstärker, bei welchen das Eingangssignal und das Ausgangssignal in Phase sind. Ein Verstärkerelement mit einer geraden Anzahl von hintereinandergeschalteten Emitterschaltungsstufen oder irgendeine andere nichtinvertierende Kombination von Stufen arbeitet ebenso gut in dieser Ausführungsform. Ein erstes Rückkopplungsnetzwerk 13 ist in einer Hauptschleife vom Kollektorausgang des Transistors 12 auf den Emittereingang des Transistors 11 geführt. Eine Hauptschleife ist definiert als eine Schleife, die alle

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Verstärkerstufen einschließt und eine Kopplung vom Ausgang der letzten Stufe auf den Eingang der ersten Stufe bewirkt. Ein zweites Rückkopplungsneztwerk 14 ist in einer Hauptschleife vom Emitterausgang des Transistors 12 auf den Basiseingang des Transistors 11 geführt. Beide Rückkopplungsnetzwerke können herkömmlicherweise von der Art eines drei Anschlüsse aufweisenden Zweitors sein. Das zwischen den Ausgangskollektor und den Eingangsemitter geschaltete Rückkopplungsnetzwerk 13 stellt eine von der Ausgangsspannung abhängige Spannungsquelle dar. Das zwischen den Ausgangsemitter und die Eingangsbasis geschaltete Rückkopplung snetzwerk 14 stellt eine vom Ausgangsstiaa abhängige Stromquelle dar.

Um das Verständnis für die Durchführung des Entwurfs der Rückkopplungsnetzwerke 13 und 14 bei der Ausführung der Erfindung zu unterstützen, werden einige Gleichungen abgeleitet. Ein verwendbares Ersatzschaltbild für die Analyse einer generellen Klasse von nichtinvertierenden Verstärkern, wie dem zweistufigen Verstärkerelement gemäß Fig. 1 ohne die Rückkopplungsnetzwerke, ist in Fig. 2 gezeigt. In dieser Figur ist der Verstärkereingang durch eine Impedanz ζ dargestellt, durch welche ein Strom i

X. Ä.

fließt. Der Ausgang ist durch eine stromgesteuerte Strom -

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quelle I₀ dargestellt. I ist dreh das Produkt aus dem Eingangsstrom i„ und der Stromverstärkung des Verstärkers gegeben, die als frequenzabhängige variable k dargestellt ist. Auf Grund der gewählten Richtung für I_ ist das Produkt

Ein Ersatzschaltbild für den gesamten Verstärker der Fig. einschließlich der Rückkopplungsnetzwerke ist in Fig. 3 gezeigt. In dieser Figur ist das Rückkopplungsndzwerk 13 als eine mit z„ in Reihe geschaltete Spannungsquelle aV^,,^

Ä SUS

gezeigt, und das Rückkopplungsnetzwerk 14 hat die Form einer parallel zur Impedanz ζ geschalteten Stromquelle mit dem Wert ~bl_aus. Eingangs- und Ausgangsspannungen, —Ströme und -Impedanzen und Quellen- und Lastimpedanz sind in üblicher Weise bezeichnet.

Die Eingangs- und die Ausgangsimpedanz des Ersatzschaltbildes kann, wie man leicht herleiten kann, dargestellt werden als

ζ - akZjv
1 - bk

Zo + z„ -

Wenn die Verstärkung k des Verstärkerelementes groß ist, können die Impedanzen angenähert werden als

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^Zein - I ^ZL

Eine vollkommene Impedanzanpassung erfordert, daß die Verstärkereingangsimpedanz Z .„ konjugiert zur Quellenimpedanz Zg ist. D. h., beide müssen gleiche Wirkv/iderstandskomponenten haben und ihre Blindkomponenten müssen von gleichem Wert und entgegengesetztem Vorzeichen sein. Bei Verwendung des Symbols Zg für die Konjugierte von Zg erhält man deshalb für die Impedanzanpassung

⁵W -

I ²L '

und gleichermaßen

aus

Löst man jede Gleichung nach a/b auf, ergibt sich:

^zs

Gleichung (7) kann nur erfüllt sein, wenn a/b, Z*/Z_T und Zg/Z£ alle real sind; a, b, Zg und Z_L können natür-

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lieh komplex sein.

Die Leistungsverstärkung des Ersatzschaltbildes nach Fig. 3 bei angepaßten Eingangs- und Ausgangsimpedanzen kann ausgedrückt werden als

j2

wobei Re(Z) der Realteil von Z ist.

Ersetzt man -ki = I_aus und

¹S" ^bIaus - ¹In = *χ<¹ + ^bk>

erhält man

IkI² Ii_xC

Für große Werte von k ergibt sich angenähert

Aus Gleichung (7) erhält man

I Re(Zr)

G = S k ~ (9)

|i_xf² H + bk| ² Re(Z_ein)

Re(Z₁)

G = 7-7-2 τ . (10)

IM ()

Zgb= Z_La und (11)

Z_xb= Z£a . (12)

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Durch Addieren der Gleichungen (11) und (12) "bekommt man:

(Z* + Z_s)b = (Z* + Z_L)a = 2Re(Z_s)b = 2Re(Z_L)a

Re(Z₃) ~ a

(13)

Da in einer physikalisch realisierbaren Schaltung Re(Zg) und Re(Z_L) beide größer als Null sind und da b/a real ist, gilt

G =

Re(Zg) ~ a ~ lal Re(Z_L) IbI

Re(Z_ein) TbFlal lab I

Mit Hilfe der Gleichungen (7) und (14) kann nun ein Verstärker zur Umsetzung der Erfindung in die Praxis entworfen werden. Gleichung (7), nämlich Zg/Z^ = a/b, bringt natürlich die Notwendigkeit mit sich, daß d«r Impedanzverhältnisbruch ZgYZj, der zur Vereinfachung R genannt werden soll, real ist· In der Praxis ist dies natürlich keine schwerwiegende Beschränkung, da sowohl Zg als auch Z, gewöhnlich als real ausgelegt werden. Der Bruch a/b ist deshalb vollständig

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j q q ρ η ο -j - 12 -

durch die anzupassenden Impedanzen definiert. Gleichung
(14) kann nach a oder b aufgelöst werden und ergibt dann;

1 ¹

ζΓ /g/r

G ^L

^r Z* /GR

a, das Verhältnis der durch das Netzwerk 13 auf den Eingang zurückgekoppelten Spannung zur Ausgangsspannung, ist die
Spannungsübertragungsfunktion des Netzwerks 13J"b, das Verhältnis des durch das Netzwerk 14 auf den Eingang zurückgekoppelten Stroms zum Ausgangsstrom, ist die Stromübertragungsfunktion des Netzwerks 14. Da die Leistungsverstärkung G eine Funktion der Frequenz ist, um die Verstärkungsformung zu er~ zeugen, die Gegenstand des Verstärkerentwurfs ist, bedeutet dies, daß sowohl a als auch b Funktionen der Frequenz sind«, Hat man einmal den Ausdruck für entweder a oder b, kann man den anderen Ausdruck einfach über das Verhältnis der Gleichung (7) finden.

Die Zusammensetzung des körperlichen oder gegenständlichen
Rückkopplungsnetzwerks 13 aus der Übertragungsfunktion a
kann durch Anwendung von Standardmethoden durchgeführt wer-

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den, die durch Werke über die Netzwerksynthese beschrieben sind. Als Beispiel diene das Material über Übertragungsfunktionssynthesemethoden, das enthalten ist in "Synthesis of Passive Network", von E. A. Guillemin (John Wiley & Sons, 1957).

Eine praktische Methode zir Netzwerksynthese beruht auf der Erkenntnis, daß vollständig aus passiven Elementen aufgebaute Zweitornetzwerke mit drei Anschlüssen entweder durch ein Tf- oder ein T-Netzwerk dargestellt werden können. Es wird deshalb das in Fig. 4 gezeigte verallgemeinerte TT--Netzwerk betrachtet. Das allgemeine passive ΤΓ-Netzwerk ist aus einem Serienscheinleitwert Y, und einem Parallelscheinleitwert Y^ am einen Ende und einem Parallelscheinleitwert Y2 am anderen Ende aufgebaut. Die Spannung über dem Scheinleitwert Y^j ist als V^ und die Spannung über dem Scheinleitwert Y2 als Vp definiert. Der in den Verbindungspunkt zwischen Y^ und Y-, fließende Strom ist als I^ und der in den Verbindungspunkt zwischen Y₂ und Y^ fließende Strom ist als I₂ definiert. Bekanntlich ergibt sich die Spannungsübertragungsfunktion V₁/V₉ für den Fall, daß I gleich Null

1 ist zu

12 ~ V₂"

I₁ = O ^Y3 ^{+ Y}1

= a. (17)

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-> 14 -

Die Stromübertragungsfunktion -1,,/I₂, die man für V,. gleich Null erhält ergibt sich zu

-g₁₂ = -

= O ^Y3

= b. (18)

Das negative Zeichen wird natürlich durch die angenommene Stromrichtung von I₁ bedingt. Da a ein Spannungsübertragungsverhältnis und b ein Stromübertragungsverhältnis ist, ist eine Impedanzeinteilung in beiden Netzwerken möglich.

Falls die Eingangs- und die Ausgangsimpedanz gleich ist, d. h., wenn R gleich 1 ist, sind die Rückkopplungsnetzwerke gleich, jedoch bezüglich Eingang und Ausgang so vertauscht, daß eines das Spiegelbild des anderen ist, d. h.

3 ^{a = h}12 ⁼ Y₃ +

^Y3 ^Y3

Wenn das Impedanzverhältnis R kleiner als 1 ist, kann, wenn zuerst das Stromrückkopplungsnetzwerk 14 in ΤΓ-Form zusammengesetzt worden ist, das Spannungsrückkopplungsnetzv/erk einfach abgeleitet v/erden unter VerwBildung eines Spiegelbildes des Rückkopplungsnetzwerks 14, wobei parallel zu Y₂ ein Scheinleitwert Y^ und parallel zu Y₃ ein Scheinleitwert Y,-zugefügt wird. Die Spannungsübertragungsfunktion a wird dann zu

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^a - ^h12 ~

12 ~ Y + Y₃ + Y₄ + Y₂ ·

Da a jedoch gleich bR ist, kann man leicht sehen, daß Y₅ gleich (R - I)Y₃ und Y₄ gleich (1 - R)Y₃ ist. Obwohl Y,- negativ und deshalb generell nicht in passiver Form realisierbar ist, ist die Kombination Y- + Y, als einzelnes Scheinleitviertelement im "IT-Netzwerk realisierbar.

Venn das Impedanzverhältnis R größer als 1 ist, kann zunächst das Spannungsrückkcpplungsnetzwerk 13 in TT-Form zusammengefügt und daraus das Stromrückkopplungsnetzverk abgeleitet werden. Das abgeleitete Netzwerk wird dann ein Spiegelbild des Netzwerkes 13 mit einem zugefügten Scheinleitwert Y₅ = Y₅ C(1 /R) - 1] parallel zu Y₃ und einem zugefügten Scheinleitwert Y₄ = Y- [1 - (1/R)3 parallel zu Y^. Die Kombination von Y- und Y₃ ist wie Y₃/R realisierbar. Man beachte, daß für den Fall R kleiner als 1 der Scheinleitwert Y^ nicht in die Berechnungen eingeht und daher aus dem generellen -Netzwerk als unnötige Last am Eingang eliminiert werden kann. Gleichermaßen kann für den Fall R größer als 1 der Scheinleitwert Y₂ eliminiert werden.

Eine besonders vorteilhafte Ausfülirungsform der Erfindung ist in schematischer Form in Fig. 5 gezeigt. Dieser Schaltungs-

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10 -

aufbau kann verwendet werden zur Erzeugung einer Impedanzanpassung und einer Verstärkungsform, die diejenige frequeiizabhängige Dämpfung kompensiert, welche ein Breitbandsignal bei der Übertragung durch ein Koaxialkabel erleidet.

Die Schaltung nach Fig. 5 entspricht dem Blockdiagramm in Fig. 1. Der Kollektor des Transistors 11 der ersten Stufe ist über einen Kopplungskondensator 16 mit der Basis des Transistors 12 der zweiten Stufe verbunden. Entsprechend der Praxis für einen typischen Hochfrequenzverstärkerentwurf sind die Basis- und Kollektorelektroden beider Transistoren 11 und 12 von der Energiequelle durch Tiefpaßfilter 17-17 getrennt. Die Emitter sind durch Tiefpaßfilter 18-18 von Erde getrennt. Das Spannungsrückkopplungsndzwerk 13 ist einerseits an den Emitter des Transistors 11 und andererseits über einen Kopplungskondensator 19 an den Kollektor des Transistors 12 angeschlossen. Das Stromrückkopplungsnetzwerk 14 ist einerseits über einen Kondensator 21 an die Basis des Transistors 11 und andererseits an den Emitter des Transistors 12 angeschlossen. Ein Spartransformator 22 ist zwischen einen Signaleingangsanschluß 23 und Erde geschaltet. Das Eingangssignal wird von einem Abgriff am Spartransformator 22 über einen Kopplungskondensator 24 auf die Basis des Transistors 11 gegeben. Der Transformator 22 ist für die Erfindung nicht unbedingt erforderlich, kann jedoch zur Reduzierung der vom

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•Ο 'V ■ -

Verstärker gesehenen Eingangsimpedanz nützlich sein und so die Rauschzahl sehr niedrig halten. Obwohl die Vervrendung das Transformators einen Verlust in das Netzwerk einbringt, kann sein Beitrag zur Rauschzahlverbesserung diesen Verlust mehr als ausgleichen. Da sich der Trans~ formator nicht in einem Rückkopplungsnetzwerk befindet, beeinflußt er nicht die Stabilität des Verstärkers.

Entsprechend den erfindungsgeraäßen Prinzipien sind die Vierte der Komponenten der Rückkopplungsnetzwerke 13 und 14 so gewählt, daß sie die zuvor diskutierten Entwurfsgleichungen erfüllen. In diesem Fall war die anzupassende Eingangs- und Ausgangsimpedanz je 50 Ohm real, der Transformator 22 erlaubte jedoch eine Anpassung an eine Eingangsimpedanz von 12,5 Ohm. Die durch den Verstärker nach Fig. 5 zu erzeugende Leistungsverstärkung ist ge-

_v . . ,_Λ C(.4 /f χ 10~6) - 2.Λ geben als G = 10 **^v ' ^J.

Da R kleiner als 1 ist, wurde zuerst das Netzwerk 14 zusammengesetzt. Der Serienscheinleitwert Y, wurde als Widerstand 26 verwirklicht, während der Parallelscheinleitwert Y₂ al^s Parallelschaltung aus einem Widerstand 27 und einer Serienschaltung aus einem Widerstand 28, einer Induktivität 29 und einer Kapazität 31 realisiert wurde. Das vom Netzwerk 14 abgeleitete Spannungsrück-

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kopplungsnetzwerk 13 umfaßt einen Serienwiderstand 32 und einen Parallscheinleitwert, der die Parallelschaltung aus einem V/iderstand 33 und einer Serienschaltung aus einem Widerstand 34, einer Induktivität 36 und einer Kapazität 37 umfaßt.

Die Erfindung kann auch unter Verwendung eines invertierenden Verstärkerelementes in die Praxis umgesetzt werden. Ein solches Verstärkerelement kann beispielsweise aus einer einzigen Emitterschaltungsstufe oder einer ungeraden Anzahl von miteinander kaskadierten Emitterschaltungsstufen aufgebaut sein. Eine Ausführungsform der Erfindung, bei welcher ein invertierendes Verstärkerelement verwendet wird, ist in Fig. 6 gezeigt. In dieser Figur sind drei Transistoren 41, 42 und 43 in Kaskadenschaltung miteinander verbunden. D. h., der Kollektor des Transistors 41 ist mit der Basis des Transistors 42 und der Kollektor des Transistors 42 mit der Basis des Transistors 43 verbunden. Ein Rückkopplungsnetzwerk 44, bei welchem es sich um eine vom Ausgangsstrom abhängige Spannungsquelle handelt, ist zwischen den Emitter des Ausgangstransistors 43 und den Emitter des Eingangstransistors 41 geschaltet. Gleichermaßen ist ein Rückkopplungsnetzwerk 46, bei welchem es sich um eine von der Ausgangsspannung abhängige Stromquelle handelt,

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zwischen den Kollektor des Transistors 43 und die Basis des Transistors 41 geschaltet.

Man sieht, daß die Rückkopplungsnetz-werke im Fall des invertierenden Verstärkerelementes in Fig. 6 umgekehrt angeschlossen sind wie die is Fall des nichtinvertierenden Verstärkerelementes in Fig. 1. D. h., das von der Aus/vangsspannung abgeleitete Rückkopplungssigna.l wird in Fig. 6 als Stromquelle parallel zum Eingangssignal geschaltet und nicht als Spannungsquelle in Reihe zum Eingangssignal, wie in Fig. 1. Gleichermaßen wird das vom Ausgangsstrom abgeleitete Rückkopplungssignal in Fig. 6 als Spannungsquelle in Reihe zum Eingangssignal geschaltet und nicht als Stromquelle parallel zum Eingangssignal, wie in Fig. 1. Jede der beiden Schaltungskcnfiguraticnen kann entweder für den Fall eines invertierenden oder für den Fall eines nichtinvertierenden Verstärkerelementes verwendet werden. Die hier gezeigten Kombinationen halten jedoch die richtige Phase für eine VerstärkerSchaltungsstabilität mit einfachen, passiven Rückkopplungsnetzwerken aufrecht. Die entgegengesetzten Kombinationen erfordern eine Signalinversion innerhalb der Rückkopplungsnetzwerke, und die Verwendung von Transistoren oder Umformern zur Erreichung der Inversion kann Phasenverschiebungs- und Stabilitätsprobleme mit sich bringen, insbesondere bei Verstärkern, die den Stand der Technik bezüglich Bandbreite vorantreiben.

8?8/Q7QG

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2 p Γ" ■"> -*"> ¹^i i b b ■-:,- -■ 1

Wie im Fall der in den Fig. 1 und 5 gezeigten Schaltungen können die Rückkopplungsnetzwerke 44 und 46 Zweitor-Vorrichtungen mit drei Anschlüssen sein. Mit Hilfe der in Fig. 7 gezeigten Ersatzschaltung können die Entwurfsgleichungen für den ein invertierendes Verstärkerelement verwendenden Rückkopplungsverstarker in ähnlicher Weise wit bei dem zuvor beschriebenen, ein nichtinvertierendes Verstärkerelement verwendenden Verstärker. In Fig. 7 ist wie in Fig. 3 die Eingangsschaltung des Verstärkerelementes durch einen Widerstand z„ dargestellt, durch welchen ein Strom i fließt. Die Ausgangsschaltung ist durch eine Stromquelle I_ dargestellt. In diesem Fall ist der Wert der Stromquelle positiv ki , da das Verstärkerelement invertierend .ist. Eine Spannungsquelle el ,_ ist in Reihe zu z_v und eine Stromquelle -dV_ollt, parallel zu ζ geschaltet.

J\.

Die Eingangs- und die Ausgangsimpedanz für das in Fig. 7 gezeigte Ersatzschaltbild kann man leicht herleiten zu folgender Form:

~ 1 + kdZ_L Λ

z„ + Zo + kc

^Zaus = · (22)

^aus kdZ_o

Für große Werte der Verstärkung k werden Z . und Z

ein aus zu:

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^Zein

^Zaus

Für den angepaßten Zustand Z ._ = Zg und Z„„_ = Zf ergeben

©111 O ClUS Xj

die Gleichungen (23) und(24):

S^zl = ^zz£ = §

^zS^zl = ^zs^z£ =

Die Ergebnisse sind den mit dem nichtinvertierenden Ver stärkerelement erhaltenen etwas ähnlich. Der Bruch c/d und die Produkte ZgZ_L und ZgZf müssen je real sein, obwohl Zg, Z-r , c und d je komplex sein können.

Wie im Fall des nichtinvertierenden Verstärkerelementes kann man die Leistungsverstärkung hier darstellen durch

<²⁶>

In diesem Fall ist c natürlich da» Verhältnis der durch das Netzwerk 44 zum Eingang zurüc!igekoppelten Spannung zum Ausgangsstrom und kann folglich als die Übertragungsimpedanz des Netzwerks 44 definiert werden, d ist das Verhältnis des durch das Netzwerk 46 zum Eingang zurückgekoppelten Stroms zur Ausgangsspannung und kann als Übertragungsadmütanz oder Übertragungsscheinleitwert des

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2 ε; ε; ρ :* ς

Netzwerks 46 definiert werden. Wenn man R' als Verhältnis c/d definiert, das hier gleich ZgZ^ ist, erhält man:

ld = -L= (27)

/g/r«

|d| = T=I=. (28)

VR'G

Die Gleichungen (25), (26), (27) und (28) sind alle Gleichungen, die man zum Entwurf eines den erfindungsgemäßen Prinzipien entsprechenden Verstärkers mit einem invertierenden Verstärkerelement braucht. Die Zusammensetzmethoden für die Rückkopplungsnetzwerke sind denen für den nichtinvertierenden Fall gleich.

Man kann somit durch Verwendung einer Doppelhauptschleifenrückkopplung Breitbandverstärker aufbauen, bei denen sowohl eine Impedanzanpassung als auch eine vorbestimmte geformte Verstärkung entsprechend den erfindungsgemäßen Prinzipien erreicht ist. Die hier gezeigten speziellen Schaltungen und Netzwerke stellen natürlich lediglich beispielhafte Ausführungsformen der Erfindung dar. Es sind weitere Anordnungen von Verstärkerolementen,sowohl von invertierenden als auch nichtinvertierenden, und andere Rückkopplungsnetzwerkanordnungen möglich.

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Claims

BLUMBACH · WESER · BERGEN . KRAMgRr ρ. α ο ι ZWIRNER · HIRSCH

PATENTANWÄLTE IN MÜNCHEN UND WIESBADEN

Postadresse München: Patentconsult 8 München 60 RadeckesUaSc 43 Telefon (0S9) 833603/833601 Telex 05-212313 Postadresse Wiesbaden: Patentconsult 62Wiesbäden Sormenberger StraSe 43 Telefon (06121)562943/551998 Telex 04-186237

Patentansprüche

1J Breifbandverstärkerschaltung einem hochverstärkenden Verstärkerelement und einem Eingangsschaltungssignalweg und einem Ausgangsschaltungssignalweg, dadurch gekennzeichnet, daß eine erste frequenzabhängige Rückkopplungseinrichtung (14), die ein dem Ausgangsstrom der Verstärkerschaltung proportionales erstes Rückkopplungssignal parallel zum Eingangsschaltungssignalweg einkoppelt, an den Ausgangsschaltungssignalweg und eine zweite frequenzabhängige Rückkopplungseinrichtung (13), die ein der Ausgangsspannung der Verstärkerschaltung proportionales zweites Rückkopplungssignal in Reihe zuön Eingangsschaltungssignalweg einkoppelt, an den Ausgangsschaltungssignalweg und nicht an die erste Rückkopplungseinrichtung angekoppelt ist, wobei die beiden Rückkopplungseinrichtungen vorbestimmte Verstärkerschaltungseingangs- und -Ausgangsimpedanzen und eine vorbestimmte frequenzabhängige Verstärkungskennlinie der Verstärkerschaltung erzeugen.

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München:Kramer · Dr.Weser ■ Hirsch — Wiesbaden: Blumbach · Dr. Bergen- Zwirner

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2 5 F ^Q 9 -^Q
2. Breitbandverstärkerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß es sich bei der ersten und der zweiten Rückkopplungseinrichtung (13, 14) ^e um passive lineare Netzwerke handelt.
3. Breitbandverstärkerschaltung nach Anspruch 1 oder 2,

dadurch gekennzeichnet,.daß das Verstärkerelement nichtinvertierend ist.
4. Breitbandverstärkerschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß das verstärkende Element eine gerade Anzahl von in Kaskadenschaltung befindlichen "Stufen mit Transistoren in Emitterschaltung aufweist (Fig. 1 und 5).
5. Breitbandverstärkerschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die frequenzabhängige Leistungsverstärkung der Verstärkerschaltung im wesentlichen gleich der Größe des Reziprokwertes des Produktes aus der Spannungoübertragungsfunktion (a) der zweiten RückkopplungseLnrichtung (13) und der Stromübertragungsfunktion (b) der ersten Rückkopplungseinrichtung (14) ist.

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6. Breitbandverstärkerschaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Rückkopplungseinrichtung (14) zwischen dem Emitter der letzten Stufe der Eraitterschaltungsstufen und der Basis der ersten Stufe der Emitterschaltungsstufen und die zweite Rückkopplungseinrichtung (13) zwischen dem Kollektor der letzten Stufe der Emitterschaltungsstufen und dem Emitter der ersten Stufe der Emitterschaltungsstufen angeordnet ist.

7. Breitbandverstärkerschaltung nach Anspruch 5 mit einer Eingangsimpedanz Z . und einer Ausgangsimpedanz

aus*
dadurch gekennzeichnet, daß die Impedanzen mit der Spannungsübertragungsfunktion a und der Stromübertragungsfunktion b im wesentlichen durch den Ausdruck Z-,-„/Z* = a/b verknüpft sind, wobei Z* die Konju-

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gierte der Ausgangsimpedanz Z_,,_ ist.

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