DE2546826A1

DE2546826A1 - Steuerschalter fuer inverter

Info

Publication number: DE2546826A1
Application number: DE19752546826
Authority: DE
Inventors: Loren Haines Walker
Original assignee: General Electric Co
Current assignee: General Electric Co
Priority date: 1974-10-21
Filing date: 1975-10-18
Publication date: 1976-04-29
Also published as: GB1528334A; CA1051089A; JPS5165325A; US3930194A; JPS5828826B2

Description

Steuerschalter für Inverter

Die Erfindung betrifft allgemein Festkörper-Inverter-Hetzteile und insbesondere ein Steuersystem für solche Netzteile.

Festkörper-Inverter-Netzteile sind seit langer Zeit bekannt. Zu den früheren Ausführungsformen gehörten die Netzteile für Umwandlung von Gleichspannung in Gleichspannung wie sie beispielsweise zur Stromversorgung von Radioausrüstungen in
Automobilen verwendet wurden. Frühe Ausftthrungsformen dieses Invertertyps benutzten elektromechanische Vibratoren zur Umwandlung der Gleichspannung der Batterie in eine Rechteckwechse!spannung, die dann durch einen Transformator geführt

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werden konnte, um die erwünschten Spannungs.änderungsverhältnisse zu erhalten. In neuerer Zeit hat das Aufkoramen von preisgünstigen Festköx-per-Schaltereinrichtungen Inverter möglich gemacht, welche keine elektromagnetischen Zerhacker oder Vibratoren zur· Umwandlung von Gleichspannung in Wechselspannung benötigen. Weiterhin hat die Fähigkeit von Transistoren bezüglich der genauen Steuerung des Einschaltens und Sperrens beträchtliche Fortschritte bei der Steuerung von Invertern der Bauart möglich gemacht, auf welche sich die Erfindung bezieht. Beispielsweise können die Ausgangsspannung und/oder der Ausgangsstrom leicht geißelt werden durch Steuerung der Schaltzeiten der Schalter von Festkörper-Invertern anstelle beispielsweise der Steuerung von lteihenimpedanzen in den Leistungskreisen selbst. Auf diese Weise können beträchtliche Fortschritte bezüglich des Wirkungsgrades verwirklicht werden, da es nicht notwendig ist, in einer in Reihe liegenden Heglereinrichtung ungenutzte Leistung abzuführen.

Die Netzteile des oben beschriebenen Typs werden auch manchmal als Netzteile mit Umschaltung (Wechselrichter) bezeichnet und ergeben beträchtliche Vorteile gegenüber vorbekannten Netzteilen. Dies geschieht jedoch auf Kosten einer gewissen Kompliziertheit. Die hier erörterten Netzteile mit Umschaltung sind Inverter-Netzteile. Es ist ein Problem bei Netzteilen dieser Bauform, dass Änderungen in der Einrichtung oder in den Parametern des Transformators und auch Störungen in den Betriebsbedingungen einen asymmetrischen Stromdurchlass in den Schaltereinrichtungen verursachen können. Ohne Mittel zur Korrektur dieser Asymmetrie besteht eine Tendenz zur Akkumulation des Asymmetriefehlers in der Inverterspannung und zu einem Ansteigen in der Transformatorhysteresiskurve während des Betriebs bis zum Punkt der Sättigung, wodurch übermässig grosse Schaltverluste in den Transistoren erzeugt werden. Dieser Effekt ist besonders ausgeprägt in bekannten Invertern, bei denen die Verluste im Transformator und in den Festkörpereinrichtungen auf ein Minimum gebracht werden. Bei früheren Ausführungsformen war eine Tendenz zur

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Kompensation des beschriebenen Effektes durch diese Verluste vorhanden. Es ist daher notwendig, in solchen Invertern, bei denen ein äusserst hoher Wirkungsgrad erreicht wird, Einrichtungen zur Verhinderung der Transformatorsättigung aufgrund dieses "Rasteneffektes" vorzusehen.

Es wurden eine Anzahl von Verfahren verwendet, um das vorgenannte Problem zu lösen. Die Einfügung eines Induktors in den primärseitigen Hauptstromweg des Inverters ist gegenwärtig das am häufigsten gebrauchte Verfahren zur Behebung der nachteiligen Auswirkungen einer asymmetrischen Umschaltung. Der Induktor hemmt schnelle Stromänderungen, und dies verhindert seinerseits die schädlichen Sättigungsstromspitzen. Dieses Verfahren besitzt den Nachteil, dass es die Zufügung von Bauteilen mit hoher Verlustleistung erfordert, die kostspielig sein können. Ein weiterer Lösungsweg bestand in der Feststellung der Asymmetrie durch Fehlerdetektoren, die ihrerseits genutzt werden, um die Einschaltzeit der Impulsbreitenmodulatoi-en zu verändern und die Symmetrie der benutzten Schaltereinrichtungen wiederherzustellen. Ein Nachteil dieses Verfahrens besteht darin, dass es eine getrennte Steuerfunktlon zur Symmetriekorrektur zusätzlich zu der Steuerfunktion zur Steuerung von Spannung oder Stromstärke benötigt.

In einigen Anwendungsfällen kann es notwendig sein, die Inverterschaltung an eine eingangsseitige Spannungsquelle anzuschliessen, welche breite Schwankungen der Spannung besitzt. Ohne Kompensationseinrichtungen werden diese breiten Schwankungen der Eingangsspannung ähnliche Änderungen der Flussdichte im Transformator erzeugen. Es ist daher notwendig, einen Transformator vorzusehen, der in angemessener Weise die Flußspitzen handhabt und daher bei niedrigeren Flusswerten nur mit schlechtem Wirkungsgrad verwendet werden kann. Eine nicht optimale Transformatorbenutzung beinhaltet offensichtlich höhere Transformatorkosten und ein verschwendetes Gewicht, um eine praktisch unbenutzte Kapazität zur Verfügung zu halten.

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Es ist eine weitere Aufgabe der Erfindung, die obengenannten Merkmale bei einem Steuersystem zu erreichen, das einfach ausgeführt werden kann, äusserst schnell anspricht und nicht durch Überlast oder Kurzschlüsse beschädigt wird.

Zusammengefasst erhält gemäss einem Aspekt der Erfindung eine neuartige Steuerschaltung für einen Hochfrequenz-Inverter-Netzteil einen Messfühler, der ein Signal proportional zum Momentanwert des Transformatorflusses liefert und einen Komparator, in dem das Ausgangssignal des Messfühlers kontinuierlich mit einem Bezugssignal verglichen wird, welches dem erwünschten Spitzenwert des Flusses entspricht. Der Komparator liefert dabei ein Ausgangssignal, wenn der Transformatorfluss gleich oder grosser als der vorgegebene Wert ist. Logikein— richtungen und Takteinrichtungen, die zur Ansteuerung der Halbleiterschalter eines Hochfrequenz-Inverters im alternierenden Betrieb geeignet sind, sind vorgesehen zur Einschaltung einer der Schaltereinrichtungen bei Vorhandensein des Steuersignals von der Takteinrichtung. Diese Schaltereinrichtung kann dann so lange eingeschaltet bleiben, bis der Transforiaatorfluss den vorgewählten Wert erreicht, und wird dann gesperrt. Die-gleiche Sequenz wird dann für die zweite Festkörper-Schaitereinrichtung wiederholt.

Ein besseres Verständnis des Aufbaus und der Arbeitsweise der Erfindung zusammen mit weiteren Vorteilen ergibt sich aus der nachstehenden Beschreibung im Zusammenhang mit den Abbildungen.

Die Figur 1 ist ein Blockschaltbild eines Steuersystems für einen Hochfrequenz-Inverter gemäss einem Aspekt der Erfindung.

Die Figuren 2a bis 2j sind Kurven in Art von Oszillographenkurven für die verschiedenen Betriebsspannungen, Ströme und andere Parameter der Schaltung nach Figur 1 in Abhängigkeit von der Zeit.

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Die Figur 3 ist eine schematische Darstellung eines Ilochfrequenzinverters des Typs, welcher für den Betrieb unter Steuerung durch das erfindungsgemässe Steuerungssystem geeignet isst.

Ein Steuersystem IO gemäss einer AuBfiihruRgsfar« der Erfindung ist in For» eines Blockschaltbildes in Figur 1 dargestellt. Per Eingangsansehluss 11 ist eingerichtet zum Empfang eines Trans» for eat or-Spannungssigna Is, wie beispielsweise von einer Wicklung (siehe 67 in Figur 3>, die besonders für diesen Zweck vorgesehen ist, oder von irgendeiner anderen geeigneten Quelle, welche insbesondere bezüglich der Isolation die Erfordernisse der bestimmten Ausföhrungsfor» erfüllt. D.h. es könnte ein Spannungssignal von der gleichen Sekundärwicklung des Inverter-Transfor»ators erhalten werden, welche das Ausgangssignal liefert. Dies würde Jedoch die Möglichkeit zur vollständigen Isolation beseitigen, weiche einen Gesichtspunkt dieser Erfindung darstellt. Wo es erwünscht ist, eine genaue Steuerung der Ausgangsspannung des Inverters bei wechselnden Belastungen aufrechtzuerhalten, ist die Wicklung 67 vorzugsweise eng gekoppelt «it der Sekundärwicklung 82 des Transformators 83 gewickelt. Wo jedoch eine vorgewählte Verringerung der Ausgangsspannung mit ansteigender Stromstärke erwünscht Ist, ist die Wicklung 67 vorzugsweise eng an die Primärwicklung BO oder an den Kern des Transformators 83 gewickelt und ist nicht eng gekoppelt an die Sekundärwicklung 32. Die Reihenschaltung des Induktors 12 und des Widerstandes 14 ergeben an de« dazwischenliegende« Yerzweigungspußkt 15 ein Signal, welches das zeitliche Integral des am Eingangsanschluss 11 zugeführt en Trans format or-Spannuitgssigna Is darstellt. Der Induktor 12 und der Widerstand M werden gemäss bekannten Prinzipien so ausgewählt, dass man einen gewünschten Signalpegel am Verzweigungsptinfct 15 bei der Betriebs frequenz des Inverters erhält. Genäss der an sich bekannten Beziehung zwischen der Spannung, der Anzahl der Windungen, der Flussdichte und der Zeit for einen Induktor ergibt sich:

V = ü/dt

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«■«»foei V die Spannung, φ die Flußstärke, N die Anzahl der Win- «tamge« und d/dt die zeitliche \bleitung ist. Durch zeitliche 1 Integra ti on jeiJer Seite der obigen Gleichung ergibt sich die Ite&atinsmte Beziehung:

/V dt - N φ

Jka iiiSr einen gegebenen Induktor die Anzahl der Windungen kon— bleibt, ist ersichtlich, duss das Zei !integral der Spangleieh dem Momentanwert des Flusses ist.

Erfindung besonders mit diesem Moment anwert des Trans— ί'οπηΕΒ tor fluss es befasst ist, wird ausdrücklich betont, dass «Hie EiIdHiBg des Zeitintegrals der Transformator-Spannung nur e>imi Verfahren ist, um ein Signal proportional zum Fluss zti ©!■falten. Ks wird weiter besonders hervorgehoben, dass irgend— eüun Mittel zur Schaffung eines Signals proportional zum Fluss werw&ndet werden kann, beispielsweise ein Halleffektwandler, dter miMieitlelbar ein solches Signal liefert. Wenn eine andere Formt des Messfühlers für den Transformatorfluss benutzt wird, werden der Induktor 12 und der Widerstand 14 beseitigt und «Ber Verzweigungspunkt 15 wird der Eingangspunkt zum Steuersystem IO. Der Vollweg-Gleichrichter 16 liefert ein gleichgerichtetes Signal für die Flussdichte für den Komparator 18.

lter Vollweg-Gleichrichter 16 liefert ein Signal, das die Flifflssdichte anzeigt und dessen Spitzenwert stets positiv be— zcMfgem auf Erde ist, unabhängig von der Richtung des Transfor— matfflarflusses. Da der Transformatorfluss ein wechselndes Vorsseiislaen von einer Ifalbperiode zur nächsten besitzt, wird die Verwendung; eines Vollweg-Gleichrichters 18 z«r Erzeugung eines Sigjmals bevorzugt, in dem der maximale Fluss stets durch eine S'pammung einer Polarität angezeigt wird, beispielsweise in dteir dargestellten Ausführungsform eine positive Spannung. Das AiniKgjaingssignal des Vollweg-Gleichrichters 16 wird dem Eingang 19 des Eowparators 18 zugeführt und ein Bezugssignal wird den zweiten Eingang 2O des Komparators 18 zugeführt. Bas Bezugswird so gewählt, dass es einem vorgewählten Momentan-

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wert des Flusses entsprechend dem am Eingang 19 des Komparators 18 erscheinenden Signal entspricht. Der tatsächliche Wert des Bezugssignals ist abhängig von dem bestimmten verwendeten Transformator und den Werten des Induktors 12, des Widerstandes 14 und von den Verlusten im Vollweg-Gleichrichter 16. Die maximale Spannung für die Bezugsspannungsquelle wird begrenzt durch die mögliche Spannung für den Komparator 18 und die Mindestspannung wird gegeben durch Rauschbetrachtungen. Der Ausgang 22 des !Comparators 18 liefert ein Signal, das die Beziehung zwischen dem Signal für den Transformatorfluss und dem Hezugssignal zeigt, wobei diese Signale an den Eingängen 19 bzw. 20 zugeführt werden. Wenn die Spannung am Eingang 19 kleiner ist als die Spannung am Eingang 20, dann besitzt der Ausgang 22 einen niedrigen Zustand. Der Komparator 18 liefert daher ein Ausgangssigiial, das hoch ist, wenn der Momentanwert des Flusses einen vorgewählten Wert in jeder Halbperiode erreicht. Gemäss ihrer Verwendung in dieser Beschreibung besitzen die Ausdrücke "hoch" und "niedrig* ihre üblichen logischen Bedeutungen und beziehen sich nicht auf tatsächliche Spannungswerte. Weiterhin sind zum Zwecke der Darstellung in der Abbildung alle logischen Spannungswerte mit einem willkürlich positiven Wertymlt 0 dargestellt. Es ist zu beachten, dass diese Werte zur Erleichterung der Darstellung gewählt werden und in Wirklichkeit entweder positive oder negative Spannungen sein können. Der Ausgang 22 des Komparators 18 ist mit dem Eingang 23 des ODER-Gatters 24 verbunden. Der Eingang 25 des ODER-Gatters 24 ist mit dem Ausgang des Stromkomparators verbunden, wie dies noch nachstehend beschrieben ist. Der Ausgang des ODER-Gatters 24 ist direkt mit dem Rückstell-Eingang 26 des RS-Flip-Flop 28 verbunden. Der Eingang 29 (Set) (Durchschalten) des Flip-Flop 28 ist mit dem Ausgang 30 des Oszillators 31 verbunden. Vorzugsweise wird der Oszillator 31 so konstruiert, dass er einen unsymmetrischen Ausgang besitzt, d.h. die Einschaltzeit ist bedeutend langer als die Sperrzeit bei einer Frequenz, welche gleich der doppelten Betriebsfrequenz des Inverters ist, auf den das Steuersystem angewendet wird. ·

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Das Steuersystem gemäss der Erfindung ist nicht beschränkt auf Inverter, die bei irgendeiner bestimmten Frequenz arbeiten, mit Ausnahme der Beschränkungen, welche durch eine für eine bestimmte Ausführung der Erfindung gewählte bestimmte Logikschaltung auferlegt werden. Andere Gesichtspunkte können jedoch bestimmte Beschränkungen für die Betriebsfrequenz des Inverters selbst ergeben. Eine vollständigere Erörterung der verschiedenen Begrenzungen für die Betriebsfrequenz eines Inverters und andere Betrachtungen bezüglich des Betriebs von Hochfrequenz-Leistungsinvertern werden in der gleichzeitig hinterlegten deutschen Patentanmeldung "Gegentakt-Inverter-Vorschaltgerät für Bogenentladungslampen" (RD-69_33) der Anmelderin gegeben.

Der Ausgang 30 des Oszillators 31 ist mit dem Eingang 33 des JK-Flip-Flop 34 verbunden. Der JK-Flip-Flop 34 wird, wie zuvor erwähnt, so gewählt, dass er kompatibel ist mit den Ausgangssignalen anderer logischer Einrichtungen der Erfindung. Der Flip-Flop 34 besitzt zwei Ausgänge, einen Q-Ausgang 35 und einen Q-Ausgang 36, wobei die Ausdrücke Q und Q" ihre üblichen logischen Bedeutungen besitzen. Der Q-Ausgang 35 ist mit dem Eingang 38 äes UND-Gatters 41 verbunden. Der Q-Ausgang 36 ist mit dem Eingang 43 des UND-Gatters 46 verbunden. Die Eingänge 39 und 44 der UND-Gatter 41 und 46 sind miteinander verbunden und dann mit dem Ausgang 30 des Oszillators 31 verbunden. Die Eingänge 40 und 45 der UND-Gatter 41 bzw. 46 sind in ähnlicher Weise miteinander verbunden und sind mit dem Ausgang 47 des RS-Flip-Flop.28 verbunden. Die Ausgänge 48 bzw. 49 der UND-Gatter 41 bzw. 46 sind eingerichtet zur Verbindung mit den Steuer-Elementen der Festkörper-Schaltereinrichtungen, die in dem bestimmten Inverter verwendet werden, der durch das vorstehend beschriebene Steuersystem gesteuert werden soll. Vorzugsweise werden die logischen Elemente für diese Ausführungsform gemäss ihren Kennzeichen für hohe Geschwindigkeit und relative Unempfindlichkeit gegenüber Rauschen gewählt. Es wurde gefunden, dass Logik-Bauelemente des Typs COS/MOS sehr gut geeignet sind für die Verwendung in der erfindungs-

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gemässen Anordnung. Die Funktionen des Oszillators 31, des Flip-Flop 28, des ODER-Gatters 21 und des Komparators 18 können durch Verwendung einer einzigen integrierten Schaltung ausgeführt werden, beispielsweise der Schaltung XR 255G,hergestellt von der Exar Corporation.

Das vorstehend beschriebene Steuersystem ergibt ein neues und einzigartiges Verfahren zur Steuerung des Betriebs von Hochfrequenz-Fes tkörper-Invertern. Wie noch im Zusammenhang mit Figur 2 beschrieben, ergibt das Steuersystem 10 einen konstanten Pegel für den Spitzenwert des Flusses in den positiven und negativen Halbperioden beim Inverterbetrieb ohne Rücksicht auf Asymmetrien in den verwendeten bestimmten Einrichtungen und ergibt damit eine automatische Korrektur der Asymmetrie und eine optimale Ausnutzung des Inverter-Transformators. Durch Zufügung einer kleinen Anzahl von Bauelementen, wie dies noch nachstehend beschrieben wird, ergibt sich eine st tik vergrö" ßörte Vielseitigkeit und Genauigkeit der Steuerung des Hochfrequenz-Inverters, auf den die Erfindung angewendet wird.

Der Eingangsanschluss 51 ist zum Anschluss an die Inverterschaltung eingerichtet, so dass der gesamte Primärstrom der Schaltereinrichtung durch den Widerstand 52 fliesst; siehe beispielsweise Figur 3. Es wird hierdurch ein Spannungspegel erzeugt, der den Wert des Leistungstransistorstroms im Primärkreis des Inverters anzeigt. Die Einfügung des Wie! Standes in den Leistungskreis des Inverters ist in Figur 3 dargestellt und wurde ausführlich beschrieben in der vorgenannten gleichzeitig hinterlegten deutschen Patentanmeldung (RD-69-33).

Das über dem Widerstand 52 erscheinende Spannungssignal wird dem Eingang 53 des Strombezugssignal-Komparators 54 zugeführt, Der Eingang 55 des Komparators 54 ist eingerichtet zur Verbindung mit einer vorgegebenen Bezugsquelle, die einem vorgewählten Pegelwert des Primärstroms der Schaltereinrichtung des Inverters entspricht. Der Komparator 54 wirkt in einer ähnlichen Weise, wie vorstehend fur den Komparator 18 be-

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schrieben^ und liefert ein Ausgangssignal am Ausgangsanschluss 56, weiches die Beziehung zwischen dem Strom-Messfühlersignal am Anschluss 53 und der Bezugsquelle filr die Stromstärke am Eingang 55 anzeigt. Wenn der durch die Spannung am Eingang 53 angezeigte Wert der Stromstärke niedriger ist als der Pegelwert, welcher durch die vorgewählte Bezugsspannung am Eingang 55 angezeigt wird, dann wird*Ausgang des Stromkomparators 54 niedrig sein. Wenn die durch die Spannung am Eingang 53 angezeigte Stromstärke gleich oder grosser ist als die vorgewählte Stromstärke, dann ist der Ausgang des !Comparators 54 hoch. Der Ausgang 56 des !Comparators 54 ist mit dem Eingang des ODER-Gatters 24 verbunden und auch noch mit der Reihenschaltung des Widerstandes 57 und des Kondensators 58. Die Reihenschaltung des Widerstandes 55 und des Kondensators 58 ist eingerichtet zur Speicherung einer geringen Ladungsmenge, welche in Beziehung steht zu der Anzahl der Umschaltvorgänge am Komparator 54 von einem niedrigen zu einem hohen Wert. Diese Spannung, die am Verzweigungspunkt 59 vorhanden ist, wird mit dem Vorspannungsanschluss 60 des Oszillators 31 verbunden und bewirkt die Arbeitsweise desselben, wie noch nachstehend in Verbindung mit den Wellenformen nach Figur 2 erläutert wird.

Zum Verständnis der Arbeitsweise des Steuersystems 10 nach Figur 1 wird auf die Figuren 2a bis 2j der Abbildung in Verbindung mit.den nachstehenden Erläuterungen verwiesen. In allen Fällen ist der Zeitmaßstab der in Art eines Oszillogramms gegebenen Kurven der Figuren 2a bis 2j gleich, so dass sie leicht miteinander verglichen werden können und weiterhin die verschiedenen kausalen Beziehungen zwischen den Wt Lenformen leicht verständlich sind. Es ist auch zu beachten, dass die Wellenformen den stationären Zustand der Steuerschaltung 10 zeigen und angenommen ist, dass alle vorübergehenden Effekte abgeklungen sind. Weiterhin sind, wie zuvor festgestellt, die verschiedenen logischen Werte nur ungefähr und grössenordnungsmässig dargestellt und sollen hohe und niedrige logische Zustände andeuten. Die Figur 2a zeigt den

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Ausgang 30 des Oszillators 31. Der Oszillatorausgang ist unsymmetrisch in seiner Form, d.h. die Einschaltzeit ist wesentlich langer als die Sperrzeit. Wie aus der nachstehenden Beschreibung verständlich, ergibt die Dauer der Sperrzeit eine Mindestzelt dauer zwischen dem Stromdurchlass der beiden Festkörpereinrichtungen des Inverters, auf welchen die Erfindung angewendet wird. D.h. die Zeit, während der der Oszillatorausgang niedrig 1st, ist diejenige Zeitdauer, Jn der keiner der beiden Transistoren Strom durchlassen kann. Es ist daher ersichtlich, dass der Stromwinkel jedes Transistors kleiner als 180° ist. Für die Zwecke dieser Erfindung wird diese Betriebsart für den Inverter als quasi Uechteckwellen-Betrieb bezeichnet. Die abfallende Kante des Oszillator-Impulses, die liier im Zeitpunkt ti dargestellt ist, triggert den JK-Flip-Flop 34 und den RS-Flip-Flop 28. Wie in Figur 2f dargestellt, ändert der Ausgang 47 des RS-Flip-Flop 28 sich von einem niedrigen auf einen hohen Wert und der Q-Ausgang des JK-Flip-Flop 34 ändert gemäss der Darstellung in Figur 2g ebenfalls in diesem Falle seinen Zustand von einem niedrigen zu einem hohen Wert. Der Q-Ausgang 36 des Flip-Flop 34 ändert ebenfalls seinen Schaltzustand; dies ist jedoch nicht abgebildet. Da zu diesem Zeitpunkt der Ausgang des Oszillators 31 niedrig ist, besitzt weder das UND-Gatter 41 noch das UND-Gatter 46 einen hohen Ausgangszustand, da der niedrige Ausgang 31 des Oszillators 3O den Eingängen 39 und 44 der UND-Gatter 41 bzw. 46 zugeführt wird. Dies bewirkt die vorgenannte Zeitdauer während des Zyklus des Inverters, in dem keiner der Transistoren Strom führt, wie dies durch Figur 2h und 2i für die Ausgänge der UND-Gatter 41 bzw. 46 dargestellt ist. Zum Zeitpunkt t2 ändert der Ausgang des Oszillators 31 seinen Schaltzustand auf einen hohen Wert und da der Ausgang 35 des Flip-Flop 34 und der Ausgang 4 7 des Flip-Flop 28 zuvor auf einem hohen Wert waren, sind alle Eingangssignale zum UND-Gatter hoch^ und daher ist der Ausgang des UND-Gatters 41 hoch und liefert ein Einschaltsignal an die mit ihm verbundene Festkorper-Schaltereinrichtung.

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Die in den Figuren 2b, 2c, 2d und 2j dargestellten Wellenformen sind am besten verständlich unter Bezugnahme auf die Figur 3, welche eine schematische Darstellung des Hochleistungsteils eines Inverters gibt, wie dies vorstehend beschrieben wurde. Die Transistoren 61 und 62 sind die Schalter-Transistoren des Inverters, welche von den Ausgängen der UND-Gatter 41 und 46 der Figur 1 angesteuert werden. Es ist zu beachten, dass zwar die Ausgänge der UND-Gatter 41 und 46 als Ansteuerung der Festkörper-Schaltereinrichtung des Inverters, beispielsweise Q-I und Q-2, bezeichnet werden, in denjenigen Fällen jedoch, in denen der erforderliche Basisstrom für die Schaltereinrichtungen des Inverters die Stromstärken übersteigt, welche von den UND-Gattern 41 und 46 geliefert werden können, noch Stromverstärker zwischen die Ausgänge 41 und 46 und die Eingänge der zu steuernden Festkörper-Schaltereinrichtungen eingefügt sind. Die Arbeitsweise des Inverters 9 der Figur 3 wird vollständiger beschrieben in der zuvor genannten gleichzeitig hinterlegten deutschen Patentanmeldung (RD-69-33).

Es wird erne-ut Bezug genommen auf die Figur 2 und insbesondere auf die Figur 2b, welche in Kurvenform die Ausgangsgleichspannung des Inverters zeigt, welche über den Anschlüssen 64 und 65 erscheinen würde. Es ist zu beachten, dass diese Spannung ungefiltert ist, d.h. es sind keine Effekte infolge des Filterinduktors 66 vorhanden.

Die Figur 2c zeigt die Transformatorspannung, d.h. die Spannung über einer Transformatorwicklung, beispielsweise der Wicklung 67 nach Figur 3. In diesem Falle ist die Wicklung 68 besonders für die Zwecke der Erfindung vorgesehen; es wird jedoch darauf hingewiesen, dass, ein Spannungssignal von einer vorhandenen Wicklung ebenfalls verwendet werden könnte, beispielsweise von der Sekundärwicklung des Inverter-Transformators, wenn keine Isolation erforderlich ist. Zum Zeitpunkt t2 steigt die Transformatorspannung gemäss der Abbildung durch . Figur 2c von 0 zu einem positiven Wert an, der von der be-

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stimmten^ für die Erfindung gewählten Eingangsspannung abhängig ist. Da die Transformator-Spannung hoch bleibt, steigt der Transformatorfluss gemäss Figur 2b von einem negativen Wert infolge der vorhergehenden Halbperiode auf einen positiven Wert, der ein Maximum bei dem Zeitpunkt t3 annimmt.

Die Figur 2e zeigt den Ausgang des Vollweg-Gleichrichters 16 und zeigt, dass sich der Pegelwert während des Zeitraums zwischen t2 und t3 verringert, wenn der tatsächliche Transformatorfluss von einem maximalen negativen Wert auf O ansteigt und dann weiter ansteigt, bis bei t3 ein maximaler positiver Wert erreicht ist. Das wichtigste Kennzeichen der Wellenform nach Figur 2e besteht darin, dass der maximale Wert zwischen dem Zeitraum t2 und t3 zum Zeitpunkt t3 auftritt. Die Figur 2e zeigt auch gestrichelt den Bezugswert des !Comparators 18. Wenn dieser Wert erreicht wird, ändert der Komparator 18 seinen Zustand, in diesem Falle von einem niedrigen Wert zu einem hohen Wert, und infolgedessen ändert auch das ODER-Gatter 24 seinen Zustand und triggert den Rückstell-Eingang 26 des Flip-Flop Dieser war gemäss Figur 2f in dem hohen oder eingeschalteten Zustand. Der Flip-Flop 28 ändert daher seinen Zustand von einem hohen auf einen niedrigen Wert zum Zeitpunkt t3, wie dies in Figur 2f angedeutet ist. Dieses Signal für einen niedrigen logischen Wert wird den UND-Gattern 41 und 46 an den Eingängen 40 bzw. 45 zugeführt. Die Ausgänge von beiden UND-Gattern werden daher auf den niedrigen logischen Wert gezwungen und beide Tansistoren 61 und 62 sind gesperrt. Zum Zeitpunkt t4 schaltet der Ausgang des Oszillators 31 erneut von einem hohen auf einen niedrigen Schaltzustand um und triggert den Durchschalt-Eingang 29 des RS-Flip-Flop 28 und bewirkt, dass der Ausgang 47 desselben auf einen hohen Zustand wechselt. Der Ausgang des RS-Flip-Flop 28 wird so lange hochjbleiben, bis der gleichgerichtete Transformatorfluss nach Figur 2e auf den Wert der Bezugsquelle ansteigt, welche am Eingang 20 des Komparators 18 zugeführt wird. Damit jedoch die Steuerleistung zur Basis einer der Festkörper-Schaltereinrichtungen zugeführt wird,iet es notwendig, dass der Oszillator 31

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auf den hohen logischen Wert zurückgeht und der JK-Flip-Flop umgeschaltet wird, so dass der Ausgang Q niedrig wird und der Ausgang Q hoch wird und das UND-Gatter 46 freigegeben wird. Der JK-Flip-Flop 34 ist so ausgelegt, dass er an der ansteigenden Flanke des Oszillator-Impulses gemäss der Abbildung in Figur 2a umschaltet. Dies ist eine Frage der Konstruktion; es ist ersichtlich, dass die UND-Gatter 41 und 46 stets gesperrt sind und kein Ausgangssignal von denselben auftreten wird, bis der Oszillator 31 zum hohen Schaltzustand zurückgeht. Es ist leicht ersichtlich, dass eine Funktion des JK-Flip-Flop 34

darin besteht, dasjenige Gatter zwischen den UND-Gattern 41 und 46 auszuwählen, welches zugeschaltet wird, wenn der Oszillator 31 und der RS-Flip-Flop 28 beide hoch sind. Dies bewirkt eine abwechselnde Zuschaltung der Schaltereinrichtungen des Inverters.

Das vorstehend beschriebene Steuersystem ergibt einen Inverterbetrieb, in dem die Flussdichte im Inverter-Transformator für jede Halbperiode des Betriebs konstant gehalten wird. Dies ergibt einen konstanten Wert Voltsekunden für die Halbperiode, so dass die Ausgangsspannung des Inverters konstant bleiben wird, wenn die Frequenz für den Inverterbetrieb konstant gehalten wird. Der Beginn der Stromdurchlassperiode der Halbleiter-Schaltereinrichtungen wird ausgelöst durch die ansteigende Flanke der Ausgangswellenform am Oszillator. Die Kombination der Durchlassperiode ist entweder die Folge des Erreichens des gewünschten Flusspegels oder des Erreichens des vorgewählten Bezugswertes für die Stromstärke in der Periode des primären Inverters. Ein wichtiger Gesichtspunkt dieser Methode der Steuerung mit konstantem Spitzenwert des Flusses besteht darin, dass inhärente Asymmetrien im Inverter selbst und in der Steuerschaltung wirksam durch das Betriebsverfahren beseitigt werden. D.h., dass jeder Fehler bei der Erfassung des positiven Spitzenwertes des Flusses durch die Steuerschaltung auch bei der Erfassung des negativen Spitzenwertes des Flusses vorhanden ist. Es liegt in der Natur des Integrators, dass der gemessene Fluss für jede

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Halbperiode beim letzten Wert der vorhergehenden Halbperiode beginnt, d.h. der ansteigende Fluss während der Durchlassperiode des Transistors 61 zwischen den Zeitpunkten t2 und t3 in der positiven Richtung beginnt an dem Punkt des Spitzenwertes des negativen Flusses infolge der vorhergehenden Halbperiode. Es ist auch zu beachten, dass sich der Transformatorfluss über den Bezugswert des Komparators hinaus erhöhen wird, wenn einer der beiden Transistoren 61 oder 62 nur langsam sperrt, wie dies oft bei Leistungsschalter-Transistoren der Fall ist; in der darauffolgenden Halbperiode wird jedoch diese Asymmetrie korrigiert, da der Fluss in der entgegengesetzten Richtung zu dem absoluten Bezugswert ansteigen muss, welcher am Eingang des Komparators 18 eingestellt ist. Dies bewirkt, dass die darauffolgende Halbperiode länger ist als normalerweise und daher den richtigen Spitzenwert des Flusses besitzt. Die Auswirkung der asymmetrischen Speicherzeiten der Leistungstransistoren ist daher nicht kumulativ wie im Falle von vorbekannten Invertern dieses Typs. Daher bewirkt das Ansteigen des Flusses während irgendeiner bestimmten Periode, dass die Ausgangsspannung während der Halbperiode höher ist als der durch die Konstruktion festgelegte Wert; der Spitzenwert des Flusses mit entgegengesetzter Polarität in der nächsten Halbperiode bleibt jedoch konstant, so dass die Asymmetrie nicht den zuvor erwähnten Rasteneffekt verursacht, welcher dazu neigen würde, den Arbeitspunkt des Inverters in Richtung einer Sättigung auf der Hysteresiskurve des Transformators zu verschieben.

Wie bereits zuvor erläutert, ändert sich der Ausgang des Komparators 54 von einem niedrigen logischen Zustand zum hohen Zustand, wenn der Strom durch den Widerstand 52 die Stromstärke übersteigt, welche als Grenzwert durch die Spannung am Eingang 55 des Komparators 54 festgelegt ist.

Die Figur 2j zeigt die Beziehung zwischen der Stromstärke durch den Widerstand 52 und dem am Eingang 55 des Komparators 54 eingestellten Bezugswert für Stromstärke. In diesem Falle

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ist zu beachten, dass zu allen Zeiten der Strom niedriger ist als der Bezugswert des Stroms. Daher wird der Ausgang 56 des Komparators 54 auf einem niedrigen logischen Wert gehalten. Infolgedessen bleibt der Eingang 25 des ODER-Gatters 24 stets niedrig, und es erscheint keine Spannung über dem Widerstand 57 und dem Kondensator 58. Wenn der Strom die Bezugsstromstärke übersteigt, wie dies durch den Spannungseingang 53 am Komparator 54 gezeigt ist, dann steigt der Ausgang 56 auf einen höheren Wert an und der Rückstelleingang 26 des Flip-Flop 28 wird durch das ODER-Gatter 24 getriggert. Der Ausgang 4 7 des Flip-Flop 28 ändert dann seinen Zustand von einem hohen auf einen niedrigen Wert und sperrt die UND-Gatter 41 und 46. Daher wird von dem gerade zu dem Zeitpunkt stromführenden Transistor 61 oder 42 die Basisansteuerung weggenommen. Weiterhin wird beim Übergang des Ausgangs 56 des Komparators 54 auf einen hohen logischen Wert eine geringe^ durch den Widerstand 57 und den Kondensator 58 bestimmte Ladungsmenge im Kondensator 58 gespeichert, und am Verzweigungspunkt 59 ist eine Spannung vorhanden. Der Eingang 60 des Oszillators 31 ist ein Frequenz-Vorspannungseingang, der so ausgelegt ist, dass das Vorhandensein einer Spannung am Eingang 60 ein Absenken der Oszillatorfrequenz proportional zu dieser Spannung als Folge hat. Es ist daher ersichtlich, dass die Spannung am Verzweigungspunkt 59 und damit am Eingang 60 des Oszillators 31 proportional zur vom Komparator erfassten ttberstromstärke ist. Es ergibt sich daraus ein Schutz gegen hohen Strom unter Kurzschlussbedingungen am Ausgang. Vorzugsweise werden die Werte für den Widerstand 57 und den Kondensator 58 so gewählt, dass sie eine Zeitkonstante ergeben, welche etwa die gleiche Grosse besitzt wie einige Schwingungsperioden des Oszillators 31. Es wird daher ein Frequenz-Vorspannungssignal erzeugt, das allmählich die Frequenz verringert und damit die Einschaltdauer des Inverters als Folge eines Kurzschlusses oder eines übermässigen Stroms oder aus anderen Gründen. Der Inverter 9 der Figur 3 zeigt neben den bereits erwähnten Bauteilen die Einfügung des Widerstandes 52 in die Inverterschaltung. Die Arbeitsweise des

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Brückengleichrichters 68 und des Kondensators 69, der mit einer niedrigen Impedanz bei der Grundbetriebs frequenz des Inverters ausgewählt ist und mit einer hohen Impedanz bei der Eingangsfrequenz von 60 Hz, wobei die am Inverter zugeführte Spannung eine Vollweg-gleichgerichtete Wechselspannung ist, wird neben der Arbeitsweise des Inverters 9 noch ausführlicher beschrieben in der gleichzeitig hinterlegten deutschen Patentanmeldung (RD-69 33).

Das Steuersystem für einen Hochfrequenz-Leistungsinverter, welches vorstehend in einer bevorzugten AusfUhrungsform beschrieben wurde, ergibt bedeutende Vorteile gegenüber den bekannten Systemen. Es wird eine geregelte Ausgangsspannung geliefert ohne Notwendigkeit für einen Messfühler im Ausgangsteil des Inverters, und dadurch erhält man eine vollständige Isolation zwischen dem Eingang und dem Ausgang, wenn eine

solche Isolation erwünscht ist. Weiterhin liefert die beschriebene Steuerschaltung eine konstante Grosse Voltsekunden, d.h. einen konstanten Spitzenwert des Flusses in dem Transformator von einer Periode zur nächsten, wobei die gut bekannte Neigung von Invertern dieses Typs zum asymmetrischen Betrieb ohne Zufügung von Bauteilen im Hochleistungsteil des Inverters effektiv beherrscht wird. Die wirksame Ausnutzung des Inverter-Transformators wird dadurch erreicht, und der Transformator muss daher nicht grosser sein als notwendig, um die tatsächliche Verbraucherleistung zu handhaben ohne das übliche Erfordernis einer übermässig grossen Kapazität infolge der Tendenz zum asymmetrischen Betrieb und zum Auftreten von hohen Sättigungsstromspitzen. Eine äusserst einfach auszuführende Strombegrenzung gibt den weiteren Vorteil für den Betrieb in Form eines vollständigen Schutzes gegen einen Kurzschluss am Ausgang mit einem Mindestmass an zusätzlichen Teilen.

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Claims

Patentansprüche:

Steuerschaltung für einen Hochfrequenz-Inverter mit quasi Rechteckwellen und Festkörper-Schaltereinrichtungen, gekennzeichnet durch: eine Einrichtung zur Erfassung des Momentanwertes des Transformatorflusses und zur Erzeugung eines hierzu proportionalen Ausgangssignals,

einen ersten Komparator (18), in dem das Ausgangssignal der Einrichtung zur Erfassung des Flusses und ein erstes Bezugssignal verglichen werden und ein Ausgangssignal erzeugt wird, wenn das Ausgangssignal proportional zum Momentanwert des Transformatorflusses das Bezugssignal übersteigt,

ein Oszillator (31) mit einem praktisch rechteckförmigen Ausgangssignal bei einer ausgewählten Frequenz, Einrichtungen zur Verarbeitung der Ausgangssignale des ersten !Comparators (18) und des Oszillators (31) zur Erzeugung von Einschalt- und Abschaltsignalen an die Pestkörper-Schaltereinrichtung (61, 62), so dass die Stromdurchlasszeit steuerbar ist zur Erzeugung eines konstanten Pegels des Spitzenwertes des Flusses von einer Halbperiode zur nächsten, welcher unterhalb des Sättigungswertes liegt.
2. Steuerschaltung nach Anspruch 1 , weiterhin gekennzeichnet durch:

eine Einrichtung, welche auf den gesamten Momentanwert des Stroms durch die Festkörper-Schaltereinrichtungen (61, 62) anspricht zur Erzeugung eines Ausgangssignals proportional zu diesem Strom,

einen zweiten Komparator (54), in dem das Ausgangssignal proportional zum Momentanwert des Stroms und ein zweites Bezugssignal verglichen werden und ein Ausgangssignal erzeugt wird, wenn der Momentanwert des Stroms einen durch das Bezugssignal eingestellten vorgewählten Wert

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übersteigt,

eine Einrichtung zur Verbindung dos zweiten !Comparators (54) mit der auf den ersten Komparator (18) ansprechenden genannten Einrichtung und dem Oszillator (31), so dass durch den zweiten Komparator ebenfalls eine Sperrung erzeugbar ist.
3. Steuerschaltung nach Anspruch 2 , weiterhin gekennzeichnet durch:

eine erste Einrichtung zur Änderung der Frequenz des Oszillators auf eine niedrige Frequenz bei einem ansteigenden Eingangssignal,

eine zweite Einrichtung, welche auf den .Ausgang des zweiten Komparators (54) anspricht unter Erzeugung eines ansteigenden Ausgangssignals bei ansteigendem Durchschnittswert des Ausgangs desselben, wobei die zweite Einrichtung so mit der ersten Einrichtung verbunden ist, dass durch einen ansteigenden Mittelwert des Ausgangs des Komparators (54) die Frequenz des Oszillators (31) verringerbar ist.
4. Steuerschaltung für einen Hochfrequenz-Inverter mit quasi Rechteckwellen und Festkörper-Schaltereinrichtungen, gekennzeichnet durch: eine Einrichtung zur Erfassung des Momentanwertes des Transformatorflusses und zur Erzeugung eines hierzu proportionalen Ausgangssignals, einen ersten Komparator (18), in dem das Ausgangssignal der Einrichtung zur Erfassung des Flusses und ein erstes Bezugssignal verglichen werden und ein Ausgangssignal erzeugt wird, wenn das Ausgangssignal proportional zum /Momentanwert des Transformatorflusses das Bezugssignal übersteigt,

einen Oszillator (31) mit einem im wesentlichen rechteckförmigen Ausgang bei einer Frequenz, die praktisch gleich dem Doppelten der Inverter-Frequenz ist,

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eine erste Flip-Flop-Schaltung (28) mit einem Eingang Set (29) und einem Eingang Reset (26) und einem Ausgang (47) mit hohem oder niedrigem Schaltzustand, wobei der Eingang Set (29) mit dem Ausgang (30) des Oszillators (31) verbunden ist und der Eingang (26) Reset mit dem Ausgang des ersten !Comparators (18) verbunden ist,

einen zweiten Flip-Flop (34) mit einem Eingang (33) und Ausgängen (Q und Q), wobei die Ausgänge entgegengesetzten Schaltzustand besitzen, und der Eingang (33) mit dem Ausgang (30) des Oszillators (31) verbunden ist,

erste (41) und zweite (46) UND-Gatter, die jeweils drei Eingänge und einen Ausgang besitzen, wobei der erste Eingang (40,45) jedes der UND-Gatter (41,46) mit dem Ausgang (47) des ersten Flip-Flop (28) verbunden ist _t der zweite Eingang (39, 44) jedes der UND-Gatter (41, 46) mit dem Ausgang (30) des Oszillators (31) verbunden ist und der dritte Eingang (38) des ersten UND-Gatters (41) mit dem Q-Ausgang des zweiten Flip-Flop (34) und der dritte Eingang (43) des zweiten UND-Gatters (46) mit dem Q-Ausgang des zweiten Flip-Flop (34) verbunden ist und die Ausgänge (48,49) der UND-Gatter (41, 46) mit den Festkörper-Schaltereinrichtungen (61, 62) verbunden sind.
5. Steuerschaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet , dass das erste Bezugssignal so ausgewählt ist, dass es einem Momentanwert des Transformatorflusses äquivalent ist, der kleiner ist als der Sättigungspegel.
6. Steuerschaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet , dass die Einrichtung zur Erfassung des Momentanwertes des Transformatorflusses umfasst:

eine Einrichtung aur Erfassung des Momentanwertes der

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Spannung des Transformators des Inverters und zur Erzeugung eines hierzu proportionalen Ausgangssignals,

eine Einrichtung zur zeitlichen Integration des Ausgangssignals und zur Erzeugung eines Signals proportional zu diesem Integral.
7. Steuerschaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Einrichtung zur Erfassung des Momentanwertes des Transformators umfasst:

eine Wicklung (67) am Transformator, wobei weiterhin die Einrichtung zur Integration des Ausgangssignals einen Induktor (12) und einen Widerstand (14) in Reihe über der Transformatorwicklung (67) enthält und das Ausgangssignal über dem Widerstand (14) entnehmbar ist.
8. Steuerschaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet , dass die Einrichtung zur Erfassung des Momentanwertes des Transformatorflusses einen Hall-Effektwandler umfasst.
9. Steuerschaltung nach Anspruch 5 , weiterhin gekennzeichnet durch:

eine Einrichtung zur Erfassung des Momentanwertes des Stromflusses durch die Festkörper-Schaltereinrinhtung und zur Erzeugung einer Ausgangsspannung proportional zu diesem Momentanwert des Stroms, einen zweiten Komparator (54) mit zwei Eingängen (53, 55) und einem Ausgang (56), wobei das Ausgangssignal der Einrichtung zur Erfassung des Momentanwertes des durch die Festkörper-Schaltereinrichtungen fliessenden Stroms mit einem zweiten Bezugssignal verglichen wird und ein Ausgangssignal erzeugt

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wird, wenn das Ausgangssignal der Einrichtung zur Erfassung des Momentanwertes des Stroms das Bezugssignal übersteigt, wobei der Ausgang (56) dieses zweiten !Comparators (54) mit dem Riickstelleingang der ersten Flip-Flop-Schaltung (28) verbunden ist.

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