DE2340847C3 - Analog-Digital-Umsetzer - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft einen Analog-Digital-Umsetzer mit einem Analogteil, welcher einen 'ntegrator und einen Komparator aufweist und welcher die Stärke einer analogen Spannung in ein digitales Signal umsetzt, und mit einem Digitalteil, welcher ein Steuersignal liefert und ein Taktsignal um eine Zeitspanne nach dem Steuersignal benötigt welche zu der Amplitude der umzusetzenden Analogspannung proportional ist wobei der Analogteil eine Bezugsstromquelle aufweist welche einen Bezugsstrom konstanter Stärke und vorgegebener Richtung liefert, und wobei eine Steuerstufe vorhanden ist weiche entweder das umzusetzende Signal oder das Ausgangssignal der Bezugsstromquelle dem Eingang des Integrators zuführt

Ein derartiger Analog-Digiial-Un.jptzer ist aus der US-PS 33 16 547 bekannt Ein weiterer, ähnlich aufgebauter Analog-Digital-Umsetzer, der zumindest eine nennenswerte Anzahl der oben genannten bekannten Schaltunganordnung aufweist, ist in der US-PS 30 51 939 beschrieben.

Der bekannte Analog-Digital-Umsetzer der eingangs genannten Art hat außer einem Digitalteil eine Analogteil, das einen steuerbaren Spannungsschalter, einen Integrator und einen Komparator aufweist. Der Eingang des Integrators ist über einen Widerstand mit dem Ausgang des Spannungsschalters verbunden, und der Ausgang des Integrators steht mit dem Komparator in Verbindung. Der Digitalteil umfaßt einen Taktgenerator, ein logisches Verknüpfungsglied, einen Zähler, einen bistabilen Multivibrator und eine Speicherschaltung sowie eine die digitalen Signale verarbeitende Schaltung.

Im Betrieb wird vom steuerbaren Spannungsschalter eine an einem ersten Eingang liegende unbekannte Eingangsspannung an den Integrator gelegt, der eine Ladung in Abhängigkeit von der Eingangsspannung speichert während der Taktgenerator den Zähler betreibt Diese Eingangsspannung verursacht eine erste ansteigende Spannung am Ausgang des Integrators. Nach einer bestimmten Zeitdauer triggert ein gegebener Zählerstand das Flip-Flop, welches den steuerbaren Spannungsschalter veranlaßt, die Eingangsspannung abzuschalten und eine Bezugsspannung mit einer zur Eingangsspannung entgegengesetzen Polarität an den

Integrator anzulegen. In dem Augenblick, in welchem der Spannungsschalter seinen Zustand ändert, erreicht die Ausgangsspannung des Integrators einen Spitzenwert, welcher proportional der Amplitude der Eingangsspannung ist Die Bezugsspannung bewirkt, daß die Amplitude der Ausgangsspannung des Integrators vom Spitzenwert aus gegen einen Bezugswert abnimmt, und zwar mit einer konstanten Neigung, wodurch eine abfallende Flanka entsteht Der Zähler wird gleichzeitig mit dem Beginn der abfallenden Ranke zurückgestellt Da der Spitzenwert der zweiten Flanke proportional der Amplitude der Eingangsspannung und die Neigung der zweiten Flanke konstant sind, ist die Zeitdauer, die benötigt wird, bis die zweite Flanke das Bezugsniveau erreicht, proportional der Amplitude der Eingangsspannung. Der Komparator wird von der Ausgangsspannung des Integrators getriggert, wenn dieser das Bezugsniveau erreicht und schaltet das logische Verknüpfungsglied ab, so daß der Taktgenerator vom Zähler abgeschaltet wird. Als Folge davon ist der Zählerstand, der in Form eines binären Signais vorhanden ist proportional der Amplitude <jer Eingangsspannung. Nachdem das binäre Ausgangssignal in einer Speicherschaltung gespeichert ist kann ein weiterer Umwandlungszyklus beginnen, in welchem das gespeicherte binäre AusgangssignaJ weiterverarbeitet und der Speicherinhalt gelöscht werden kann.

Ein Vorteil eines solchen bekannten Analog-Digital-Umsetzers besteht darin, daß das binäre Ausgangssignal unabhängig von Änderungen des Integrationskondensators des Integrationwiderstandes und von dem Taktverhältnis ist, da alle diese Größen für die ansteigende sowie die abfallende Ranke gemeinsam wirksam sind. Daraus ergibt sich, daß die Langzeitveränderungen dieser Parameter sich aufheben. Auch werden Langzeitänderungen bezüglich der Schwellenwertspannung im Komparator ausgeglichen. Ein solcher Analog-Digital-Umsetzer hat im Vergleich mit anderen bekannten Analog-Digital-Umsetzern Vorteile bei Anwendungsfällen, in weihen die Amplitude einer unbekannten Spannung genau gemessen und in digitaler Form ermittelt werden muß. Ein solcher Anwcndungsfall ergibt sich beispielsweise bei einem digitalen Voltmeter, das eine Dezimalanzeige der Amplitude der gemessenen Gleichspannung liefern solL

Bei bekannten Ausführungsformen des Analogteils werden zumindest vier integrierte Schaltkreise und eine Vielzahl diskreter aktiver und passiver Elemente benötigt, deren Werte kritisch sind. Diese Schaltungskonfiguration ist daher nicht für eine monolithisch integrierte Halbleiterausführung geeignet. Es benötigen die bekannten Analogteile, welche auf Eingangsspannungen positiver und negativer Polarität ansprechen, zwei große Feldeffekttransistoren, um die Spannungsumschaltung zu bewerkstelligen. Derartige Feldeffekttransistoren mit niedrigem Widerstand benötigen den größten Anteil der Fläche des Halbleiterplättchens. Außerdem haben diese Feldeffekttransistoren unerwünscht lange Schaltzeiten. da verhältnismäßig hohe Kapazitäten vorhanden sind Dagegen sind andere Schaltungsteile dieses bekannten Analogteils besser in bipolarer Halbleitertechnik für den gewünschten Zweck verwendbar. Da es kein billiges und einfaches Verfahren gibt, um Feldeffekttransistoren einerseits und bipolare Halbleiterelementc andererseits auf ein und demselben Halbleiterplättchen herzustellen, ist diese Ausführungsförm eines bekannten Afaalogteiis in der Herstellung sehr teuer und fordert ferner einen verhältnismäßig großen Montageaufwand.

Ein weiterer Nacnteil der bekannten Umsetzer besteht darin, daß es schwierig ist ein Analogteil zu schaffen, das auf Eingangsspannungen unterschiedlicher Polarität ansprechen kann. Deshalb muß die Bezugsspannung bezüglich der Polarität umgeschaltet werden, und die digitale Schaltung muß umgekehrt werden, wenn die Polarität des Eingangssignals sich ändert Herkömmliche Analogteile die diese Forderung

ίο erfüllen, benötigen eine doppelte Energieversorgung mit drei Spannungspotentialen, wodurch sich die Kosten für derartige Schaltungen erheblich vergrößern und die Schaltungen selbst kompliziert aufgebaut sein müssen. Dies wiederum führt zu größeren Schaltungen, und zwar sowohl bezüglich der Abmessung als auch des Gewichtes.

Ein weiteres Problem bei den bekannten Schaltungen ergibt sich, wenn die Eingangsspannung Null an den Wandler angelegt wird. Wenn sich das Eingangsspannungssignal dem Wert Null nähen, ge' auch der Betrag des dem Integrator zugeführten Stromes fegen Null, so daß die anfängliche Neigung der Flanke ebenfalls gegen Null geht Wenn die Neigung der Ranke abnimmt ist es leichter möglich, daß Rauschsignale die Schaltung triggern und außerdem kann die Schaltung in einem statischen Zustand festgehalten werden, wodurch falsche Ausgangssignale entstehen. Außerdem können die aus diskreten Elementen aufgebauten analogen Schaltungen nicht leicht in der Weise umgeformt werden, daß sich eine höhere Zuverlässigkeit ergibt und ein geringeres Gewicht sowie eine geringere Größe bei geringeren Herstellungskosten erzielbar sind. Ferner ist es unmöglich, die Verlustleistung soweit zu verringern, wie dies bei einem monolithisch integrierten Schal-

J5 tungsaufbau möglich ist.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrande, einen Analog-Digital-Umsetzer der eingangs erwähnten Art zu schaffen, dessen Analogteil zur Herstellung auf t inem einzigen Chip geeignet ist.

Zur Lösung dieser Aufgabe sieht die Erfindung vor, daß ein Spannungs-Strom-Umsetzer vorgesehen ist, welcher einen Analogstrom an seinem Ausgang liefert, dessen Stärke proportional zu der analogen Absolutwert Sp innung ist und eine zum Bezugsstrom entgegengesetzte Richtung hat daß weiterhin eine Schaltungsstufe vorhanden ist, welche einen Versatzstrom liefert, dessen Stärke eine feste Beziehung zu der Stärke des Bezugsstroms und eine dazu entgegengesetzte Richtung aufweist, und daß weiterhin die Steuerstufe vier zu einer Brücke geschaltete Halbleiterelemente aufweist und derart steuerbar ist, daß ein Bypaß für den Bezugssfom gebildet wird, wenn der Analoritrom und der Versatzstrom dem Integrator zugeführt werden, während umgekehrt ein Bypaß für den Analogstrom i*,d den Versatzstrom gebildet ist, wenn der Bezugsstrom dem Integrator zugeführt wird.

Weitere Merkmale und Ausgestaltungen der Erfindung sind Gegenstand von Unteransprüchen.

Der Analogteil ces Umsetzers umfaßt eine Bezugsspannungsversorgung, die eine Spannung mit konstanter Amplitude zur Ansteuerung eines Bezugsspaa-iungs-Stromwandlers liefert und damit einen Bezugsstrom zur Verfügung stellt, der eine konstante Amplitude hat Ein eingangsseitiger Spannungs-Stromwandler liefert einen

to Strom, dessen Amplitude proportional der Amplitude der Eingangsspannung ist und der in eine Richtung entgegengesetzt dem Bezugsstrom fließt. Ferner umfaßt der Analogtei! ein Stromsteuernetzwerk, dessen

eine Eingangsklemme mit der Bezugsspannungsversorgung und dessen andere Eingangsklemme mit dem eingangsseitigen Spannungs-Stromwandler verbunden sind. Dieses Stromsteuernetzwerk spricht auf ein erstes Steuersignal an, das vom Digitalteil geliefert wird, um den Eingangsstrom anfänglich dem Integrator für eine bestimmte Zeit zuzuführen. Dieser Eingangsstrom bewirkt, daß die Integrator-Ausgangsspannung gegen^ über einem anfänglichen Potential für eine bestimmte Zeitdauer sich verändert, wobei diese Zeitdauer durch ein weiteres zweites Steuersignal von dem Digitalteil beendet wird, um den Bezugsstrom mit konstanter Amplitude dem Integrator zuzuführen. Dieser Bezugsstrom verursacht dann, daß die Integrator-Ausgangsspannung gegen das anfängliche Potential abnimmt, und is zwar mit konstanter Neigung. Damit erreicht die 'ntegrator-Auspangsspannung das ursprüngliche Potentialniveau zu einem zweiten Zeitpunkt nach dem Anlegen eines zweiten Steuersignals, wobei diese zweite Zeitdauer proportional der Amplitude der Eingangsspannung ist In Abhängigkeit von dem Erreichen der ursprünglichen Spannung durch das Integrator-Ausgangssignal ändert ein mit dem Integrator verbundener Komparator seinen ausgangsseitigen Signalzustand und veranlaßt einen Zähler des Digitalteils, die digitalen Signale bis zu dem Zeitpunkt zu speichern, zu welchem diese in einen weiteren Speicher überführt werden können. Danach beginnt ein weiterer Um» andiungszyklus. Der Analogteil umfaßt ferner einen Generator für den Versatzstrom, der eine minimale Neigung bewirkt, wenn das Signal von der ursprünglichen Spannung ausgehend, sich verändert Dadurch wird die Rauschimmunität erhöht, und die Linearität zwischen dem digitalen Ausgangssignal und der Amplitude der Eingangsspannung wird wesentlich verbessert Der Zähler des Digitalteils ist derart ausgelegt, daß er zusätzliche Zählschritte ausführt, um diesen Versatzstrom zu kompensieren. Überdies sind Temperaturkompensationen und Gleichlaufmaßnahmen getroffen, um den Wandler unabhängig von Temperaturänderungen zu machen. Mit Hilfe von Klemmschaltungen wird der dynamische Bereich der Signale im Analogteil begrenzt und dadurch die Geschwindigkeit vergrößert, mit der die Umwandlung stattfindet, und die Umwandlungsfrequenz wird auf ein Maximum gebracht

Ein Ausführungsbeispiel wird in Verbindung mit der Zeichnung beschrieben. Es zeigt

F i g. 1 ein Blockdiagramm, aus dem der Steuersignalfluß zwischen einer integrierten Schaltung mit einem analogen Untersystem und einer integrierten Schaltung mit einem digitalen Untersystem hervorgeht, aufgrund dessen ein Analog-Digital-Umsetzer für Signale mit gegenläufig geneigt verlaufenden Kurvenabschnitten entsteht;

F i g. 2 ein Blockschaltbild des analogen Untersystemes nach einer Ausführungsform der Erfindung, das mit dem digitalen Untersystem verbunden ist;

Fig.3 Zeitdiagramme, die die Wirkungsweise des analogen Untersystems gemäß F i g. 2 erläutert;

Fig.4 das analoge Untersystem gemäß Fig.2, welches teilweise im Block und teilweise als Schaltbild dargestellt ist;

Fig.5 einen Teil der Schaltung gemäß Fig.4, mit welchem die Temperaturkompensation und die Iinearitatsfunktionen verwirklicht werden;

Fig.6 ein Diagramm, aus dem die Eingangs-Ausgangslinearität hervorgeht;

F i g. 7 ein Schaltbild des analogen Untersystems, das für die Herstellung als integrierte Schaltung mit den Mitteln der Bipolar-Technologie geeignet ist

Wie aus Fig. 1 hervorgeht, ist ein kompletter Analog-Digital-Umsetzer für Signale mit gegenläufig geneigt Verlaufenden Kurvenabschnitten aus einem auf einem integrierten Halbleiterplättchen 12 angebrachten analogen Untersystem und einem auf einem integrierten Halbleiterplättchen 14 angebrachten digitalen Untersystefn aufgebaut Das analoge Untersystem 12 dieses Umsetzers 10 spricht auf die Spännuftgsarhpliliide eines Eingangssignals an, das zwischen den Klemmen 15 und 16 angelegt wird, um ein Taktsignal an der Ausgangsklemme 17 zu liefern, weiche mit der Klemme 18 des digitalen Untersystems !4 verbunden ist Ein Anstiegs· steuersignal wird an der Klemme 20 des digitalen Untersystems 14 zur Verfugung gestellt und über die Verbindung mit der Klemme 22 des analogen Üntersystems 12 an dieses iii«rtragen. Die Versorgungsspannung, weiche zwischen +5 und +18 Volt liegen kann, wird über eine Klemme 24 zugeführt, die mit den entsprechenden Klemmen 26 und 28 für die Stromversorgung des analogen Untersystems 12 und des digitalen Untersystems 14 verbunden ist. Wie aus Fi; I hervorgeht sind ein Integrationskondensator 30, ein Eichpotentiometer 32 und ein OAbstimmpotenliometer 34 die einzigen externen Komponenten, die für das analoge Untersystem i2 benötigt werden. Das Eichpotentiometer 32 liegt zwischen den Klemmen 25, 27 und 29 und das Abstimmpotenliometer 34 zwischen den Klemmen 31,33 und 35.

Das Zusammenwirken des analogen '. 'ntersystems 12 und des digitalen Untersystems 14 wird anhand der F i g. 2 beschrieben. Dabei werden grundsätzlich für die nachfolgende Beschreibung gleiche Bezugszeichen für gleiche Teile bzw. Funktionen in den einzelnen Figuren verwendet Das analoge Untersyslem 12 umfaßt einen eingangsseitigen Operationsverstärker 48 mit den Eingangsklemmen 49 und 50, die an die System-Eingangsklemmen 15 und 16 angeschlossen sind. Die Ausgangsklemme 53 eines eingangsseitigen Spannung-Stromumsetzers 52, der den Operationsverstärker 48 mit umfaßt, liegt an der Eingangsklemme 54 eines Stromsteuernetzwerkes 56, welches auch mit einem Generator 58 für einen Versatzstrom verbunden ist Der Umsetzer 52 zieht einen Strom von der Ausgangsklemmbe bzw. dem Ausgangsknoten 33, dessen Augenblicksamplitude proportional der Augenblicksamplitude der Eingangsspannung ist

Eine Bezugsspannungsversorgung 60 hat eine Eingangsklemme 59, an weiche die Stromversorgungsspannung anschließbar ist An der Ausgangsklemme 6ϊ liegt das Eichpotentiometer 32, dessen Abgriff an einem Operationsverstärker 66 für die Bezugsspannung liegt Die Bezugsspannungsversorgung 60 liefert eine Spannung über die Klemme 61, deren Amplitude z. B. auf 1,2 Volt stabilisiert ist Mit der Ausgangsldemme 67 des Operationsverstärkers 66 ist ein Bezugsspannungs-Stromwandler 68 verbunden, dessen Ausgangsklemme mit der zweiten Eingangsklemme 72 des Stromsteuernetzwerkes 56 in Verbindung steht Der Operationsverstärker 66 für die Bezugsspannung liefert eine Spannung zur Steuerung des Wandlers 68, deren Wert stabilisiert und durch die Einstellung des Eichpotentiometers 32 bestimmt ist Der Bezugsspannung-Stromwandler 68 erzeugt einen Strom mit einer konstanten Amplitude, der in eine entgegengesetzte Richtung wie der Strom des Wandlers 52 zu fließen tendiert

Die Ausgangsklemme 78 des Stromsteuernetzwerkes

56 ist mit einer ersten Eingangskiemine 80 eines Integrators 82 verbunden. Die zweite Eirigangsklernrrie 84 dieses Integrators 82 ist mit der zweiten Ausgangs^ klemme 86 der Bezugsspannungsversorgung 60 verbünden. Diese Bezügsspahnungsvefsorgung 60 liefert eine temperaturabhängig veränderliche Spannung an der ΚΙετηψ*, 86 mit einer Amplitude von beispielsweise etwa 2,1 Volt. Der Integrationskondensator 30 ist von der Eingangsklemme 80 zur Ausgangsklemme 88 des Integrators 82 geschaltet und bewirkt eins Ausgangs' spannung, die entweder auf den Strom des Wandlers 52 oder des Wandlers 68 anspricht, welcher jeweils mit dem Stromsteuernetzwerk 56 verbunden ist. Da der Ir"egrator 82 stiumgesteuert ist, stellen die Verstärkung und die eingangsseitige Spannungsabweichung keine kritischen Faktoren dar.

Die Eingangsklemme 90 eines Komparators 92 ist mit der Aiisgangcklpmmp RR des Integrators 82 verbunden Die Ausgangsklemme 93 des Komparators liegt an der Anschlußklemme 17 des integrierten analogen Untersystems IZ Lter Komparator 92 spricht auf die Amplitude der Ausgangsspannung des Integrators 82 an, wenn diese ein Schwellwertniveau von z. B. 1 Volt durchläuft und schaltet das Ausgangssignalniveau um, um damit ein Taktsteuersignal zu liefern. Dieser Komparator 92 soll eine sehr kleine Hysterese und verhältnismäßig langsame Anstiegs- und Abfallzeiten aufweisen, um das Systemrauschen zu verringern.

Das digitale Untersystem 14, das auf einem getre nten integrierten Halbleiterplättchen angebracht ist, kann aus komplementären MOS-Halbleiterelementen aufgebaut sein. Dieses digitale Untersystem umfaßt einen Taktgenerator 100, der ein Rechtecksignal mit konstanter Wiederholungsfrequenz, z. B. in der Höhe von 10 MHz an der Ausgangsklemme 102 zur Verfügung stellt, welche mit der einen Eingangsklemme 104 eines UND-Gatters 106 verbunden ist Die andere Eingangsklemme 108 des UND-Gatters 106 ist über die Anschlußklemme 17 mit dem Komparator 92 im analogen Untersystem 12 verbunden. Zu diesem Zweck ist an dem digitalen Untersystem eine Anschlußklemme ■18 vorgesehen, die mit einem Leiter 110 an die Anschlußklemme 17 angeschlossen ist Die Ausgangsklemme 111 des UND-Gatters 106 ist mit der Ansteuerklemme 112 eines Zählers 114 verbunden. Dieser Zähler besitzt eine Vielzahl von Ausgangsklemmen 116, die mit einer entsprechenden Vielzahl von Eingangsklemmen 120 einer Speicherschaltung 122 verbunden sind. Die Ausgangsklemmen der Speicher_tschaltung 122 sind mit einem Multiplexer 124 verbunden, dessen Ausgang wiederum an den Anschlußklemmen 126 und 127 liegt, an welche eine Ausgangsstufe 128 angeschlossen sein kann. Diese Ausgangsstufe 128 kann eine binär kodierte Dezimalschaltung und eine numerische Anzeige aus entweder Flüssigkeitskristallen oder lichtemittierenden Dioden umfassen. Die Ausgangsklemme 130 des Zählers 114 ist mit der Eingangsklemme 132 eines bistabilen Multivibrators 134 verbunden. Dieser bistabile Multivibrator bzw. Flip-Flop 134 ist ausgangsseitig über die Klemme 136 an die Anschlußklemme 20 angeschlossen, die zur Herstellung einer Kontaktverbindung zwischen dem Halbleiterplättchen des analogen Untersystems mit dem Halbleiterplättchen des digitalen Untersystems dient und dazu über

mit der Anschlußklemme

Verbindung steht Die Eingangsklemme 141 für das Anstiegssteuersignal zum Anlegen an das Stromsteuernetzwerk 56 ist mit der Anschlußklemme 22 des Halbleiterplättchens verbunden.

Zur Erläuterung der Funktionsweise des Wandlers wird angenommen, daß eine Gleichstrom- oder Analogspannung eingangsseitig an die Eingangsklemmen 15 und 16 des Systems angelegt wird und die Amplitude dieser Spannung zu messen und darzustellen ist Ferner wird angenommen, daß das Stromsieüefrietzwerk 56 anfänglich die Eingangsklemme 54 mit der Äusgangsklemme 78 verbindet. Ferner wird davon

iö ausgegangen, daß das StFömsteuernetzwerk 56 den ausgangsseitigen Strom vom Bezugsspanaungs-Stromwandler 68 nach Maase ableitet In Abhängigkeit von der Amplitude des Eingangssignals zieht der Spannungs-Stromwandler 52 einen Strom vom Integrationskondensator 30 über das Stromsteuernetzwerk 56 nach Masse. Als Folge davon wird der Kondensator 30 geladen, während ein Taktsignal von dem Taktgenerator 100 über das UND-Gatter 106 zum Zähler 114 übertragen wird, welcher für eine bestimmte Zeitdauer zwischen T₀ und 71 gemäß F i g. 3 Zählschritte ausführt Zum Zeitpunkt Γι hat der Zähler 114 einen bestimmten Signalzustand, z. B. entsprechend einen maximalen Zählerstand, und liefert ein Steuersignal an den Flip-Flop 134. In Abhängigkeit von diesem Steuersignal wird das Anstiegssteuersignal 142 gemäß F i g. 3, C, an der Ausgangsklemme 136 des Flip-Flops 134 vom niedrigen Signalniveau 143 auf das hohe Signalniveau 144 geändert Dieses hohe Signalniveau 144 des Anstiegssteuersignals 142 verursacht daß das Strom-Steuernetzwerk 56 den Strom vom Eingang des Spannungs-Stromwandlers 52 nach Masse führt und der Bezugsstrom vom Wandler 68 dem Integrator zugeführt wird. Da der Bezugsstrom in einer Richtung fließt die dem Eingangsstrom entgegengesetzt ist wird durch diese Funktion der Anstieg der Flanke 150 der Ausgangsspannung des Integrators 82 zum Zeitpunkt ΤΊ beendet wie aus Fig.3, A, hervorgeht Gleichzeitig beginnt die Ausgangsspannung von diesem Zeitpunkt an abzufallen, wodurch sich die abfallende Flanke 152 ergibt Der Zähler 114 wird in Abhängigkeit von seinem vorbestimmten Signalzustand, der zum Zeitpunkt Ti auftritt, zurückgestellt

Da der Bezugsstrom den Kondensator 30 für eine festliegende Zeit auflädt, ist die Spannungsspitze 153 des Integrator-Ausgangssignals proportional der Amplitude der Eingangsspannung. Während der Zeit T₁ bis Ti entlädt der Strom vom Wandler 68 den Integrationskondensator 30, wie sich aus der abfallenden Flanke 152 gemäß Fig.3, A, ergibt und bewirkt daß die

so Ausgangsspannung des Integrators 82 in Richtung auf da. Bezugsniveau 155 abfällt Zum Zeitpunkt Ti schaltet die Ausgangsspannung des Komparators 92 vom hohen Signalniveau 156 auf das niedrige Signalniveau 158 um, wobei diese Umschaltung in Abhängigkeit vom Durchlaufen des Schwellwert- oder Bezugsniveaus des Komparators durch die Ausgangsspannung des Integrators erfolgt, wie sich aus dem Kurvenverlauf 154 gemäß F i g. 3, B, ergibt Das Bezugs- oder Schwellwertniveau kann dabei auf einem Volt liegen. Das niedrige Signalniveau 153 des Komparatorausgangssignals macht das UND-Gatter 106 nicht leitend und beendet dadurch den Fluß des Taktsignals zum Zähler 114. Der Zähler 114 speichert somit ein binär kodiertes Dezimalsignal, dessen Zählgröße proportional dem

ss maximalen Sparinungsnivcau 153 ist, reiches vom Integrationskondensator 30 erhalten wird. Da der Spitzenwert 153 proportional der Amplitude der Eingangsspannung und die Neigung der abfallenden

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Flanke 152 konstant sind, ist die Zählgröße proportional der Amplitude der Eingangsspannung. Das digitale Ausgangssignal des Zählers 114 wird in der Speicherschaltung 122 gespeichert und über den Multiplexer 124 an die Ausgangsschaltung 128 übertragen. Von dieser Ausgangsschaltung 128 wird entweder in Abhängigkeit von der Amplitude der Eingangsspannung eine Anzeige oder ein Steuersignal ausgelöst.

Der Generator 58 für den Versatzstrom gemäß Fig.2 liefert ein konstantes Neigungssignal entsprechend der ansteigenden Flanke ISO gemäß F i g. 3, A, am Ausgang des Integrators 82 zwischen der Zeit 7Ό und Ti. Dieses minimale Neigungssignal stellt sicher, daß das Stromsteuernetzwerk 56 in Funktion bleibt, selbst wenn entweder keine Eingangsspannung oder nur eine Eingangsspannung mit sehr kleiner Amplitude an die: Eingangsklemmen 15 und 16 angelegt werden. Damit wird die Neigung des Analog-Digital-Umsetzers, einen

gemessene Amplitude des Eingangssignals angezeigt wird. Der Zähler 114 wird nach dem Zeitpunkt T) und vor dem Zeitpunkt 7}, nachdem die Information in die Speicherschaltung 122 übertragen ist, zurückgestellt. Diese Abschaltperiode des Zählers zwischen der Zeit Ti und 74 ist in Fig.3 für Nlustrationszwecke vergrößert dargestellt. Diese Abschaltzeil hat keinen Einfluß auf die Genauigkeit der Messung der Amplitude der Eingangsspannung. Damit ist der generelle Betriebsablauf während eines Umwandlungzyklus beschrieben. Die Zeitdauer zwischen der Zeit 7o und Ti ist die aktive Umwandlungsperiode, und die Zeitdauer zwischen der Zeit 7*2 und 7} ist die Abschaltzeitdauer des Zählers.

Ein detailliertes Schaltbild des analogen Untersystems auf dem Halbleiterplättchen 12 ist in Fig.4 dargestellt. Wie bereits vorher erwähnt, ist de" Spannungsverstärker 48 und der eingangsseitige Spannungs-Stromwandler 52 in einer Brückenschaltung 176

üüci wünschten cingcSCnWüngOiicn Züäiänd αιιΖίίΠΰπ-men oder unerwünscht auf Rauschsignale anzusprechen, verringert. Zur Kompensation dieser minimalen Neigung der ansteigenden Flanke 150 und damit der minimalen Neigung der abfallenden Flanke 152, weiche durch den vom Integrationskondensator durch den Generator 58 gezogenen Strom verursacht wird, ist es notwendig, zusätzliche Zählschritte im Zähler 114 vorzusehen. Wenn der Versatzstrom eine Vergrößerung der Neigung der ansteigenden Flanke 150 um 5% durch das Ziehen von 5% des vollen Stromes bewirkt, muß der Zähler 114 verzögert werden oder zusätzliche Zählschritte ausführen, die 5% der Anzahl der Zählschritte entsprechen, die notwendig sind, um das Anstiegssteuersignal 142 vom niedrigen Signalniveau auf ein hohes Signalniveau zu ändern. Wenn dies nicht der Fall wäre, würde ein vergrößerter Anstieg den Analog-Digital-Umsetzer dazu veranlassen, ungenaue Ablesungen auszulösen. Der Versatzstrom wird dem Integrator 82 über das Stromsteuernetzwerk 56 nur zwischen der Zeit 7J und 71 eines jeden Umwandlungszyklus zugeführt.

Wie aus F i g. 1, A, hervorgeht, verläuft die abfallende Flanke 152 unter das Schwellwertniveau 155 und erreicht den tiefsten Punkt zum Zeitpunkt Ti, was sich ereignet, nachdem das Komparator-Ausgangssignal mit dem Niveau 158 das Gatter zum Zeitpunkt Ti abschaltet. Zum Zeitpunkt Ti ändert der Flip-Flop 134 das Anstiegssteuersignal 142 vom hohen Signalniveau 144 auf das niedrige Signalniveau 160, was eine Umschaltung des Stromsteuernetzwerkes bewirkt und erneut zuläßt, daß der Versatzstrom und der Eingangsstrr-.Ti vom Wandler 52 die Integrator-Ausgangsspannung beeinflussen. Damit beginnt die ansteigende Flanke 162 gemäß Fig.3, A, zum Zeitpunkt T₃. Zum Zeitpunkt 7} durchläuft die ansteigende Flanke 162 des Integrators 82 das Schwellwertniveau 155 und schaltet den Komparator 92 um, der dann ein hohes Signalniveau 170 an der Ausgangsklemme 93, wie in F i g. 3, B, dargestellt, liefert. Dieses hohe Komparator-Ausgangssignal 170 macht das Gatter 106 zum Zeitpunkt 71 leitend und ermöglicht, daß das Taktsignal vom Taktgenerator 100 den Zähler 114 erneut startet, um mit einem neuen Umwandlungszyklus zu beginnen, der dem vorausgehend beschriebenen entspricht

Zwischen dem Zeitpunkt T₂ und Ti bleibt der Signalzustand des Zählers 114 unverändert, und zwar aufgrund der Verzögerung, weiche durch den Flip-Flop 134 ausgelöst wird, so daß die Speicherschaltung 122 den binären Zählerstand speichern kann, womit die „i. j:_

aui.ii uiu i

und die Ausgangswiderstände 186 und 188 umfaßt Die diffundierten Siliziumwiderstände 182 und 184 haben Widerstandswerte in der Größenordnung von z. B. 4000 Ohm, wogegen die Widerstände 186 und 188 in der Größenordnung von etwa 1000 Ohm liegen. Diese Brückenschaltung erzeugt einen Ausgangsstrom, dessen Amplitude proportional der eingangsseitigen Spannungsdifferenz ist, welche an die Eingangsklemmen 15 und 16 angelegt wird.

Der Vorteil der Brückenschaltung 176 besteht darin, daß sie einen Differenzbetrieb von einer einzigen Stromversorgung aus zuläßt, vorausgesetzt, daß ein bipolares Potential vorhanden ist. Die Eingangs- und Ausgangsklemmen des Verstärkers 48 können wegen des Spannungsabfalls an den Widerständen 182 und 184 hoch liegen. Wenn die positive Anschlußklemme 15 geerdet ist, werden negative Spannungen durch Anlegen an den Widerstand 184 gemessen. Wenn dagegen die negative Anschlußklemme 16 geerdet ist, werden die positiven, an den Widerstand 182 angelegten Spannungen gemessen. Um diese Meßmöglichkeiten vorzusehen, kann eine Umschaltung mit den Anschlußklemmen 15 und 16 verbunden sein.

Das Stromsteuernetzwerk 56 besteht aus den Transistoren 190 und 192 und den Dioden 194 sowie 196. Der Anstiegssteuerungstransistor 200 dient der Ansteuerung des Netzwerkes 56 und ist mit der Basiselektrode an die Klemme 141 für das Anstiegssteuerungssignal angeschlossea Der Kollektor liegt an Masse und der Emitter ist über die Spannungsquelle 202 mit der Klemme 26 für die positive Versorgungsspannung verbunden. Die Stromquelle 202 liegt ferner über die Klemme 140 an der Basis der Stromsteuerungstransisforen 190 und 192. Der Kollektor des Transistors 192 liegt an der positiven Versorgungsspannung der Klemme 26, wogegen der Kollektor des Transistors 190 an Masse angeschlossen ist Die Anode der Diode 194 ist mit dem Emitter des Transistors 190 und einer Klemme 72 verbunden. Die Kathode der Diode 194 steht mit der Anode der Diode 196 und der Klemme 78 in Verbindung. Die Kathode der Diode 196 ist mit dem Emitter des Transistors 192 und der Klemme 54 verbunden. Damit ergibt sich für das Stromsteuerungsnetzwerk 56 ebenfalls eine Brückenkonfiguration, so daß dieses Netzwerk 56 eine hohe Umschaltgeschwindigkeit bzw. eine rasche Steuerung des Stromes der Wandler 52 und 68 ermöglicht, ohne daß hierfür Feldeffekttransistoren notwendig sind. Das Netzwerk 56 ermöglicht ein weiches und schnelles Umschalten der

Wahdlerströme Von der Integrätorklemrne 80 an die Klemme der Versorgungsspannung. Durch das BrükkennetzWerk ergeben sich damit in der Tat keine Diskontinuitäten bzw. keine Sättigung und auch k^ine Probleme bezüglich einer Verzögerung.

Der Operationsverstärker 66 für die Bezügsspannung hat eine hohe Eingangsimpedanz, so daß das Eichpotentiometer 32 für die Einstellung des Systems benutzt werden kann. Überdies ist das Niveau der Ausgangsspannung des Verstärkers 66 festgelegt durch einen diffundierten Siliziumwiderstand 206, dessen Widerstandswert dem Widerstand der eingangsseitigen Brückenwiderstände 182 und 184 in Abhängigkeit von der Temperatur folgt. Die PNP-Transistoren 208, 210 und 212 stellen Stromqueilen dar, die von der Amplitude der Ausgangsspannung des Verstärkers 66 gesteuert werden. Im einzelnen bilden die Transistoren 208 und 210 den Bezugsspannungs-Stromwandler, welcher einen aufweist oder 5% des gesamten Zählerstandes in der Zeit von To bis T\ extra zählt, um diesen Versetzungsstrom zu kompensieren.

Die Emitterwiderstände 223, 245 und 225 sind zwischen die Emitter der Transistoren 208, ?tOaind 212 Und die Klemme 26 der positiven Versorgüngsspannüng geschaltet. Diese Widerstände bewirken eine negative Rückkopplung, um das thermische Verhalten zu verbessern und die Ausgangsimpedanz der Transistoren zu erhöhen. Die Parameter der Transistoren 208, 210 und 212 sind derart ausgelegt, daß sie bezüglich der Temperaturänderung einander folgen, da sie auf dem Halbleiterplättchen nahe beieinander angeordnet sind. Die Dioden 227 und 229 sind in den Kollektorkreis des Transistors 208 geschaltet, um die Zahl der Diodenabfiil-Ie in den Kollektorkreisen der Transistoren 210 und 2i2 einander anzugleichen, damit die Temperaturangleichung günstiger verläuft und eine Basisbreitenmodula-

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Ti und 7*2 gemäß Fig.3 liefert, und welcher dem Integrator B'*t über das Stromsteuerungsnetzwerk 56 zugeführt wird. Der Transistor 212 liefert einen Vorspannungsstrom für die Stromquelle 58, die die Transistoren 214,215,216 und die Widerstände 218 und 220 und ein OEinstellpotentiometer34 umfaßt.

Im Betrieb wird durch die Einstellung des Eichpotentiometers 32 ein bestimmter Spannungsanteil Vr der stabilisierten Bezugsspannung von der Klemme 61 der Bezugsspannungsversorgung 60 <\n die Klemme 64 des Verstärkers 66 angelegt. Wegen der hohen Verstärkung des Verstärkers 66 bleibt auch die Spannung an der anderen Eingangsklemme 69 innerhalb eines Millivolt der ausgewählten Bezugsspannung Vr. Infolge davon fließt in den Widerstand 206 ein Strom vom Kollektor des Transistors 208, der in der Größe Vr gehalten wird. Der Widerstand 206 führt einen Strom, der gleich dem Wert Vr dividiert durch den Widerstandswert ist und bewirkt einen Kollektorstrom, eine Basis-Emitterspannung für den Transistor 208 und eine fixierte Spannung am Emitterwiderstand 223. Die Basis-Emitterspannung des Transistors 208 sowie die Spannung am Widerstand 223 stei"*^rn die Basis-Emitterspannung des Transistors 210, welcher somit einen Strom mit einer Amplitude liefert, weiche ebenfalls gleich der Bezugsspannung Vr ist, dividiert durch den Widerstandswert des Widerstandes 206.

Die Geometrie des Transistors 212 und der Wert des Widerstandes 225 können so festgelegt weiden, daß der Transistor 212 einen Strom mit einer Amplitude liefert, die der Hälfte der Amplitude des Bezugsstromes durch den Transistor 210 ist. Der Kollektorstrom des Transistors 212 bewirkt eine Vorspannung für den Transistor 214, der eine Vorspannung für den Transistor 216 liefert Die Geometrie des Transistors 216 kann so ausgelegt sein bezüglich der Geometrie der Transistoren 214 und 212, daß der Transistor 216 einen Strom zieht der proportional dem vom Transistor 208 gezogenen Strom ist Im speziellen kann der Transistor 214 derart ausgelegt sein, daß er den fünffachen Strom wie der Transistoren 210 führt, so daß der Transistor 216 einen Strom zieht der bezüglich der Amplitude einem Zehntel der Amplitude des Bezugsstromes entspricht Damit wird der von den Transistoren 208,210,212,216 gezogene Strom schließlich durch die Einstellung des Eichpotentiometers 32 bestimmt Daraus folgt daß der Versatzstrom einem festliegenden bekannten Prozentwert des Bezugsstromes entspricht Der Zähler 114 ist derart ausgelegt daß er eine bestimmte Verzögerung

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durch die Transistoren 210 und 212 konstant zu halten.

Die dynamische Betriebsweise der Schaltung gemäß Fig. 4, beginnend mit dem Zeitpunkt To, wird nachfolgend erläutert. Wie aus Fig.3, C, hervorgeht befindet sich das Anstiegssteuersignal 142 auf einem niedrigen Signalwert 143, womit die positive Spannung am Emitter des PNP-Transistors 200 den Transistor 200 einschaltet. Da dadurch der Widerstand des Transistors 200 niedrig wird, überträgt dieser ein positives, jedoch nahe bei Masse liegendes Potential an die angeschlossenen Basen der Transistoren 190 und 192. Damit wird der Transistor 190 leitend und der Transistor 192 zu diesem Zeitpunkt T₀ nicht leitend. Die Vorspannung an der Eingangsklemme 80 des Integrators 82 ist etwa gleich der temperaturabhängigen Vorspannung an der Eingangsklemme 84, welche von der Bezugsspannungsversorgung 60 derart kontrolliert wird, daß die Spannung weniger positiv als die Versorgungsspannung an der Klemme 26 ist Wegen des verringerten Spannungsabfalls am Transistor 190 und der Spannung an der Klemme 80 wird die Diode 194 nicht leitend und die Diode 196 leitend. Damit fließt zwischen der Zeit T₀ und Ti gemäß F i g. 3 der Strom von dem als Bezugsstromquelle wirksamen Transistor 210 über die Trans'-toren 190 und 200 nach Masse, wobei von den Stromquellen 52 und 58 Ströme vom Integrationskondensator 30 abgezogen werden.

Im speziellen ist zwischen der Zeit T₀ und T₁ die Diode 1% leitend aufgrund des nicht leitenden Transistors 192. Da der Eingang 84 des Integrators 82 mit dem Ausgang 86 der Bezugsspannungsversorgung 60 verbunden ist wird an der Eingangsklemme 80 durch den Integrator 82 eine Spannung erzeugt die gleich der Bezugsspannung von beispielsweise 1,2 Volt plus einem Diodenabfall ist Während der Zeit T₀ und Ti macht die Spannung die Diode 196 leitend, so daß ein Strom von dem Integrationskondensator 30 abgezogen wird. Dieser Strom plus dem von dem Transistor 216 gezogenen Strom erzeugt die ansteigende Flanke 150 gemäß F i g. 3, A, welche bis zu einem Scheitel 153 ansteigt und eine Funktion der an die Eingangsklemmen 15 und 16 angelegten Differenzspannung ist Da das Potentiometer 34 parallel zum Emitterwiderstand 220 liegt, wird durch eine Verstellung des Abgriffes 230 der Betrag des Versatzstromes geändert, so daß die Analogschaltung im Gleichgewicht gehalten werden kann.

Eine Äquivalentschaltung des wirksamen Teiles der Schaltung gemäß F i g. 4 zwischen der Zeit T₀ und Ti ist in Fig.5 dargestellt Wenn das Verhältnis der

Widerstandswerte der Widerstände 186 und 182 gleich dem Verhältnis der Widerstandswerte der Widerstände 188 und 184 ist, wird der Ausgangsstrom der Brücke 176 über die Klemme 53 unabhängig von der Spannung an der Klemme 53. Bei monolithischen Schaltkreisen können diese Widerstandsverhältnisse jedoch nicht leicht eingestellt werden, so daß eine Fehlanpai ^ung in der Größenordnung von 0,5% existieren kann. Wenn man eine entsprechende Änderung der Ausgangsspiannung zuließe, iwürde die Genauigkeit des Systems aufgrund der Änderung der Amplitude der Brückenausgangsslröme darunter leiden. Deshalb sind Vorkehrungen getroffen worden, um bei der Ausführungsform gemäß der Erfindung die Amplitude der Ausgangsspannung konstant zu halten, um eine Fehlanpassung der Widerstände zu kompensieren.

Der Spannungsabfall an der Brückendiode 196 ändert sich mit der Temperatur, wobei die Tendenz besteht, daß sich die Spannung an der Klemme 53 des

10

15

τ erstoTnC

rnit ucr ■ cmpcrstur anucrt Die Spannung an der Diode 211, weiche über den Operationsverstärker 82 von der Eingangsklemme 84 aus an die Klemme 80 angelegt wird, ändert sich in entgegengesetzter Richtung mit der Temperatur, verglichen mit der Spannungsänderung, welche sich an der Eingangsklemme 53 aufgrund der Wirkung der Diode 1S6 einstellt Damit tendiert die Spannung an der Klemme 53 an der Brückenschaltung 176 unabhängig von der Temperatur konstant zu bleiben, wodurch der von der Eingangskiemme 80 gezogene Strom sich nur mit der eingangsseitigen Differenzspannung ändert welche an den Klemmen 15 und 16 wirksam ist Dies ist der Fall, obwohl das Verhältnis der Widerstände 186 zu 182 verschieden von dem Verhältnis der Widerstände 188 zu 184 ist

Die Stromquelle 58 fordert daß ein minimaler Strom immer über die Diode 196 fließt so daß sich auch immer ein minimaler Spannungsabfall einstellt Dadurch wird die Stromauslenkung durch und die Spannung an der Diode 196 begrenzt. Als Ergebnis arbeitet die Diode 1% in der Nähe des linearen Teils ihrer Kennlinie. Die lineare Charakteristik des Wandlers 176 wird durch die Kurve 232 gemäß F i g. 6 angedeutet weiche den ausgangsseitigen Fehler relativ zu einer 100% betragenden Ablesung auf der Achse 234 als Funktion des Stromes I₀ darstellt, der über die Klemme 53 fließt und welcher auf der Achse 236 aufgetragen ist Aus F i g. 6 kann man für die schlechteste und ungünstigste Anpassung der Widerstände von 03% entnehmen, daß der durch die Nichtlinearität bewirkte Fehler des Wandlers auf weniger als 0,0075% begrenzt ist Eine Fehlanpassung der Widerstände liegt üblicherweise jedoch in der Größenordnung von nur 0,2%.

Wie bereits vorausstehend erwähnt, geht das Anstiegssteuersignal 142 gemäß Fig. 3. C, auf einen hohen Signalwert 144. Dadurch wird der Transistor 200 nicht leitend gemacht, was bewirkt, daß der Transistor 192 leitend und der Transistor 190 nichtleitend wird, da die am Emitter des Transistors 200 entstehende positive Spannung wirksam wird. Die Diode 194 wird dadurch leitend und die Diode 196 nicht leitend gemächt· Damit wird der Strom von dem Transistor 210 Ober die Diode 194 zum Integrationskondensator 30 geleitet und bewirkt die abfallende Flanke 192 des am Integratorausgang entstehenden Signale gemäß Fig.3, A, Der eingangsseitige Spannungs-Stromwandler 52 und die Stromquelle 58 ziehen einen Strom über den Transistor 192. Wenn die Spannung an der Klemme 141 hochgezogen wird, wird der Eingangsstrom vom Integrator weggeleitet, so daß die Änderung der Ausgangsspannung der Widerstandsbrücke und das nachfolgende Abklingen das Systemverhalten nicht beeinträchtigen. Damit hat der eingangsseitige Verstärker 48 genügend Zeit, sich einzustellen, bevor die Flanke den Komparator aus- und zurückiriggert, um einen weiteren Ümwamcllungszyklus zu beginnen.

Die Klemmschaltung 240 umfaßt zwei PNP-Transistoren 245! und 244 in Darlington-Schaltung, die zwischen der Klemme 140 und der Klemme 61 der Bezugsspannungsversorgung 60 liegen. Die Klemmschaltung 240 versucht die Schaltgeschwindigkeit zu vergrößern, indem die Amplitude der Spannung begrenzt wird, die an der Basis des Transistors 192 entsteht, wenn dieser zum Zeitpunkt T\ leitend gemacht wird, womit sich der Transistor 192 rascher vom Einschaltzustand in den abgeschalteten Zustand in Abhängigkeit von dem abfallenden Anstieg-Steuersignai !42 ram Zeitpunkt 7} ändern kann. Es wurde zum Ausdruck gebracht daß zwei wesentliche Obergangsvorgänge exjstieren. die im analogen Untersystem 12 auftreten. Der eine erfolgt beim Spitzenwert 153 der ansteigenden Ranke 150 zum Zeitpunkt 71, wenn der Bezugsstrom von der linken Seite des Brückennetzwerkes 56 auf die rechte Seite umschaltet und der andere zum Zeitpunkt 7'j, wenn der Bezugsstrom von der rechten S"ite zur linken Seite des Brückennetzwerkes 56 umschaltet Die Klemme 72 befindet sich auf verschiedenen Spannungsniveaus vor und nach der Änderung des Bezugsstromes. Da jedoch die Brücke des Stromsteuernetzwerkes 56 vom Kollektor des Transistors 210 aus angesteuert wird, ist es nicht notwendig, die Vorspannungsbedingungen an den Bezugsverstärker vor und nach der Änderung der Flankenneigung anzupassen, wie es bei den bisher bekannten Schaltungen notwendig ist Die Änderung der Kollektorspannung des Transistors 210 verursacht keine nennenswerte Änderung des Ausgangsstromes des Transistors 210 aufgrund der durch die Erfindung gegebenen Schaltungskonfiguration.

Zum Zeitpunkt Tj, wenn das Anstiegssteuersignal 142 vom hohen Signalniveau 144 auf das niedrige Signalniveau 160 übergeht, werden die Transistoren 200 und 190 sowie die Diode 1% leitend und die Diode 194 sowie der Transistor 192 nicht leitend gemacht Infolgedessen wird ein Strom vom Integrationskondensator 30 des Integrators 82 über das Stromsteuernetzwerk 56 und die Brücke 176 gezogen, um die ansteigende Flanke 162 gemäß F i g. 3. A an der Klemme 80 spannungsmäßig wirksam werden zu lassen. Die Ausgangsspannung gemäß F i g. 3, B des Komparator ändert sich nicht vom niedrigen Signalniveau 158 auf das höht Signalniveau 170. bis der Flankenteil 162 die Schwellwertspannung zum Zeitpunkt 7* durchläuft. Damit beginnt auch der Zähler 114 vor dem Zeitpunkt 7} nicht zu zählen, und der Brückenverstärker 176 hat genügend Zeit, sich einzustellen, nachdem er an die Eingangsklemme 80 des Integrators 82 zum Zeitpunkt Tj, und zwar bevor das Taktsignal vom Taktgenerator 100 zum Zähler übertragen ist, angeschlossen wird. Dadurch wird das Verhalten des analogen Untersystems 12 nicht durch Schwingerscheinungen innerhalb des Brückenkreises 176 nachträglich beeinflußt, welche als Folge der Änderung der Lastimpedariz der Eingangsspannung oder von Störsignalen auftreten können, die durch die Umschaltfunktion des Stromsteuernetzwerkes 56 zum Beginn eines Umwandlungszyklus entstehen können. Überdies beeifi*

flußt ein Einschwingvorgang in der Bruckenschaltung 176, welcher unmittelbar nach dem Zeitpunkt T₁ auftritt, das Schaltverhalten nicht, daß die Brückenschaltung 56 die Bruckenschaltung 176 von der dem Integrator zugeordneten Eingangskleinme 80 zum Zeitpunkt Ti 5 abtrennt

In Fig.7 ist ein Schaltbild eines kompletten Aiialog-Untersystems nach einer Ausführungsform gemäß der Erfindung dargestellt, das in geeigneter Form auf einem einzigen Halbleiterplättchen als elektrische Schaltung verwirklicht werden kann. Ein Halbleiterplättchen, auf dem diese Schaltung angebracht ist, kann Abmessungen in der Größenordnung von etwa 2 χ 2,2 mm haben. Gemäß F i g. 7 haben die Operationsverstärker 48 und 66 im wesentlichen denselben Schaltungsaufbau. Diese Operationsverstärker umfassen jeweils eine Rückkopplung, um eine Wandlung von einem symmetrischen in einen unsymmetrischen Signalzustand zuzulassen und eine gute Gleichstrombalance, eine niedrige thermische Drift der eingangsseitigen Versetzungsspannung und eine wirksame Unterdrückung von Spannungsschwankungen sicherzustellen. Der Integrator 82 gemäß Fi g. 7 besteht aus einer einzigen Verstärkerstufe für eine breite Bandbreite. Die geringe Übertragungsverzögerung und die geringe Ausgangsimpedanz des Integrators 82 verringern die Flankenspitzen und verhindern eine Änderung der Eingangsspannung aufgrund der ausgangsseitigen Stromumkehr während des Übergangs von einer Flanke auf eine gegenläufige Flanke. Der eingangsseitige Vorspannungsstrom des Integrators 82 liegt in der Größenordnung von 10 Nanoampere, was zu vernachfässigbaren Fehlern beiträgt. Der Komparator 90 gemäß F i g. 7 hat eine geringe Hysterese durch die Beibehaltung einer konstanten Verlustleistung unabhängig von dem ausgangsseitigen Zustand. Durch Temperaturänderungen der Komparator-Schwellwertspannung werden keine Fehler in das System eingeleitet, wobei diese Schwellwertspannung einen Wert von 1 Volt bei 25°C haben kann. Der Betrieb im nicht gesättigten Zustand für die Ausgangsstufe des Komparators 90 wird möglich ohne die Verwendung einer Golddotierung oder von Schottky-Dioden. Die Spannungsverstärkung des Komparators liegt in der Größenordnung von etwa 40 000, wenn eine Transistor· Transistorlogik angesteuert wird, und bei etwa 2 000 000. wenn eine MOS-Logik angesteuert wird. Der Transistor 258 gemäß Fi g. 7 stellt die Stromquelle 202 der Schaltunganordnung gemäß Fig.4 dar. Die Bezugsspannungsversorgung 60 besitzt eine ausgezeichnete Temperaturstabilität bei niedriger ausgangsseitiger Impedanz und einer sehr hohen Unterdrückung von Änderungen der Versorgungsspannung. Eine Startschaltung umfaßt in der Bezugsspannungsversorgung 60 einen Transistor 259, Dioden 260, 262, 264 und 266 sowie Widerstände 268 für einen zuverlässigen Betrieb.

Die Schaltung 250 des analogen Untersystems gemäß Fig.7 hat eine Fehlergenauigkeit von weniger als ±0,01% bei einem Temperaturbereich zwischen 15 bis 35°C. Die Verlustleistung beträgt etwa 50 Milliwatt bei einer Spannungsversorgung von etwa 5 Volt und besitzt eine Versorgungsleistungsempfindlichkeit von weniger als ±0,02% pro Volt. Die Impedanz des differentiellen Eingangs der Schaltung 250 liegt in der Größenordnung von etwa 4000 Ohm und kann durch die Ansteue· jng an den Eingangsklemmen 15 und 16 über einen Operationsverstärker weiter vergrößert werden. Da der Schwellwert für das Anstiegssteuersignal in der Größenordnung von 1,4 Volt liegt und der Eingangsstrom in der Größenordnung von 25 μΑ, ist das analoge Untersystem 250 kompatibel verwendbar mit Umersystemen in Form einer Transistor-Transistorlogik oder einer MOS-Logik.

Vorausstehend wurde ein Analog-Digital-Umsetzer beschrieben mit einem analogen Untersystem, das auf einem einzigen integrierten Halbleiterplättchen hergestellt werden kann. Dieses analoge Untersystem benötigt keine Feldeffekttransistoren und kann mit herkömmlichen bipolaren Verfahrensschritten in einfacher Weise als Massenartikel fabriziert werden. Die analoge Schaltungskonfiguration gleicht unerwünschte thermische Ströme aus. Überdies wird durch einen Generator für den Versatzstrom innerhalb des analogen Teiles die Störimmunität wesentlich vergrößert, das Hängenbleiben der Schaltung im statischen Zustand verhindert und die Linearität wesentlich verbessert. Ferner wird durch die Verwendung von Diodenklemmschaltungen die Umschaltgeschwindigkeit erhöht Das analoge Untersystem kann leicht im Ansprechen auf Eingangsspannungen jeglicher Polarität angepaßt werden und benötigt eine Leistungsversorgung lediglich in Form eines Spannungspotentials und eines Massepotentials. Das analoge Untersystem gemäß der Erfindung bietet viele neue Möglichkeiten, Daten feinzustellen und insbesonders nützlich für die Verwendung in digitalen Meßgeräten, digitalen Mehrfachmeßgeräten sowie Datenfernerfassungssystemen.

Hierzu 4 Blatt Zeichnungen

Claims (6)

23 4 Patentansprüche:

1. Analog-Digital-Umsetzer mit einem Analogtenl, welcher einen Integrator und einen Komparator aufweist und welcher die Stärke einer analogen Spannung in ein digitales Signal umsetzt und mit einem Digitalteil, welcher ein Steuersignal liefert und ein Taktsignal um eine Zeitspanne nach dem Steuersignal benötigt weiche zu der Amplitude di:r umzusetzenden Analogspannung proportional ist wobei der Analogteil eine Bezugsstromquelile aufweist weiche einen Bezugsstrom konstanter Stärke und vorgegebener Richtung liefert, und wobei eine Steuerstufe vorhanden ist welche entweder das umzusetzende Signal oder das Ausgangssignal der Bezugsstromquelle dem Eingang des Integrators zuführt, dadurch gekennzeichnet, daß ein Spannungs-Strom-Umsetzer (48, 52) vorgesehen ist welcher einen Analogstrom an seinem Ausgang (53) liefert, dessen Siärke proportional zu der analogen Spannung a.t und eine zum Bezugsstrom entgegengesetzte Riclw tung hat daß weiterhin eine Schaltungsstufe (5JiI) vorhanden ist welche einen Versatzstrom liefert dessen Stärke eine feste Beziehung zu der Stärke dts Bezugsstroms und eine da»·· entgegengesetzi e Richtung aufweist und daß weiterhin die Steuerstul e vier zu einer Brücke geschaltete Halbleiterelement e (190,192,194,196) aufweist und derart steuerbar ist daß ein Bypaß für den Bezugsstrom gebildet wir;!, wenn der An Ogstrom und der Versatzstrom dem Integrator (82) zugeführt werfen, während umgekehrt ein Bypaß für den Analogstrom und den Versatzstrom gebildet ist wenn der Bezugsstrom dem Integrator(82) zugeführt wird.

2. Analog-Digital-Umsetzer nacii Anspruch', dadurch gekennzeichnet daß die Steuerstufe (56) folgende Bestandteile aufweist: einen ersten bipolaren Transistor (190) mit einem ersten Leitfähigkeit'-typ. welcher zwischen dem ersten Eingang (72) urol der Steuerklemme (140) der Steuerstufe angeordne t ist einen zweiten bipolaren Transistor (192) mit einem zweiten Leitfähigkeitstyp, der zwischen der Steuerklemme (140) und dem zweiten Eingang (54) der Steuerstufe angeordnet ist, eine erste Diod_;; (196), welche zwischen dem zweiten Eingang (54) und dem Ausgang (78) der Steuerstufe angeordnet ist. und eine zweite Diode (194), welche zwischen dem ersten Eingang (72) und dem Ausgang (78) de-Steuerstufe angeordnet ist.

3. Analog-Digital-Umsetzer nach einem der Ansprüche 1 oder 2. dadurch gekennzeichnet, datl die Schaltungsstufe (212,214,215,216) zur Lieferun;!: des Versatzstromes zwischen einem Ausgang de ■ Bezugsstromquelle und dem zweiten Eingang (54) der Steuerstufe (56) angeordnet ist.

4. Analog-Digital-Umsetzer nach Anspruch.I, dadurch gekennzeichnet daß die Schaltungsstufi: (58) zur Lieferung des Versatzstromes folgend« Bestandteile aufweist: eine Vorspannungsstromquel Ie (212₍ 225), weiche an eine Bezugsspannungsquell« angeschlossen ist, eine Slromsteuerstufe mit zwd Transistoren (214,216), von denen der eine (216) mil dem zweiten Eingang dec Steuerstufe (56) und der andere (214) mit der Vorspannungsstromquellt! b5 verbunden ist, und ein Potentiometer (34), welche'! zwischen den Transistoren (214,216) der Steuerstufi:; angeordnet isl und zur Einstellung des Versatzstromes dient weicher von dem zweiten Eingang der Steuerstufe gezogen wird.

5. Analog-Digital-Umsetzer nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet daß der Spannungs-Strom-Umsetzer einen Operationsverstärker (48) aufweist dessen einer Eingang über einen ersten Widerstand (182) mit dem einen Eingang (15) des Spannungs-Strom-Umsetzers verbunden ist dessen anderer Eingang (16) über einen zweiten Widerstand (184) mit dem anderen Eingang des Spannungs-Strom-Umsetzers verbunden ist und dessen Ausgang über einen dritten Widerstand (186) mit seinem einen Eingang und über einen vierten Widerstand (188) mit seinem anderen Eingang jeweils verbunden ist

6. Analog-Digital-Umsetzer nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet daß eine Klemmschaltung (240) zwischen dem Steuereingang (140) der Steuerstufe (56) und der Bezugspannungsquelle angeordnet ist