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DE2257461A1 - Praezisionsverstaerker und bei diesem verwendbares vorspannungsnetzwerk - Google Patents

Praezisionsverstaerker und bei diesem verwendbares vorspannungsnetzwerk

Info

Publication number
DE2257461A1
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Authority
DE
Germany
Prior art keywords
voltage
diode
signal
bias
amplifier
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
DE2257461A
Other languages
English (en)
Inventor
William F Acker
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Bull HN Information Systems Italia SpA
Original Assignee
Honeywell Information Systems Italia SpA
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Honeywell Information Systems Italia SpA filed Critical Honeywell Information Systems Italia SpA
Publication of DE2257461A1 publication Critical patent/DE2257461A1/de
Pending legal-status Critical Current

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    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
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    • G01R15/00—Details of measuring arrangements of the types provided for in groups G01R17/00 - G01R29/00, G01R33/00 - G01R33/26 or G01R35/00
    • G01R15/005—Circuits for altering the indicating characteristic, e.g. making it non-linear
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
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    • G06G7/12—Arrangements for performing computing operations, e.g. operational amplifiers
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    • H—ELECTRICITY
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Description

Anmelder: Honeywell Information Systems Inc. 200 Smith Street
Waltham, Mass., V. St. A.
Präzisionsverstärker und bei diesem verwendbares Vorspannungsnetzwerk
Die Erfindung bezieht sich generell auf Verstärker veränderlicher Verstärkung und insbesondere auf Präzisionsverstärker veränderlicher Verstärkung mit linearer Abhängigkeit der logarithmischen Verstärkung von der Steuerspannung.
Bei der Messung der Amplitude eines Eingangssignals ist es zunächst erforderlich, das Eingangssignal zu verstärken. Die Werteänderung des Eingangssignals kann dabei jedoch so groß sein, daß es auf Grund einer Verstärkung des betreffenden Eingangssignals dazu kommt, daß zu stark in den Sättigungszustand ausgesteuert wird. Andererseits sind im Falle zu geringer Verstärkung des Eingangssignals genaue Messungen . nur schwierig durchzuführen. Es besteht somit ein Bedarf an einem Verfahren zur Verstärkung des Eingangssignals um einen veränderlichen Betrag, bis das betreffende Signal eine
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Standardgröße besitzt, bei der es leicht gemessen werden kann.
Ein Verfahren zum Messen eines Eingangssignals besteht darin, ein Signal dem vorderen Ende bzw. Eingang eines Verstärkers zuzuführen, die Verstärkung des Verstärkers so einzustellen, bis das Ausgangssignal eine Standardgröße besitzt, und dann die für die Erzielung dieser Veränderung erforderliche Verstärkerverstärkung zu messen, welche dann dazu herangezogen werden kann, die Größe des Eingangssignals anzuzeigen.
Es ist bekannt, wie eine veränderliche Verstärkung bei einem Verstärker erzielt werden kann. So nutzt man die bekannte Tatsache aus, daß in dem Fall, daß der Durchlaßstrom durch eine Halbleiterdiode geändert wird, die Änderung der Spannung an der Diode proportional dem Log—arithmus des Verhältnisses der beiden entsprechenden Ströme ist· So führt z.B. bei Zimmertemperatur eine Erhöhung des Durchlaßstroms um eine Dekade zu einer Spannungserhöhung von etwa 61 mV.
Gemäß einem diese bekannte Tatsache ausnutzenden Verfahren wird an einer Basis-Emitter-Diodenstrecke eine Spannung erzeugt, die proportional dem Logarithmus der Eingangsspannung ist. Sodann wird eine konstante Spannung, die der gewünschten Verstärkungsänderung proportional ist (etwa gleich 61 mV pro Dekade) hinzuaddiert oder subtrahiert. Schließlich wird der Numerus dieser Summe erhalten. Ein Mangel dieses Verfahrens besteht darin, daß der Logarithmus von Null gleich minus unendlich ist; wenn der Diodenstrom durch Null läuft, nimmt die Spannung jedoch nicht einen Wert von Minus unendlich
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an. Die dem Verstärker wechselstrommäßig zugekoppelte Eingangsspannung läuft nun nicht nur zu Null, sondern sie ist während der Hälfte der Zeitspanne negativ. Da der die Diode durchfließende Strom sich proportional mit der EingangsSpannung ändert oder so gewählt werden kann, daß er sich mittels eines zwischen dem Eingang und der betreffenden Diode vorgesehenen geeigneten Eingangswiderstands derart ändert, würde der die Diode durchfließende Strom für negative Eingangs Spannungen ebenfalls zu Null werden und die betreffende Diode sperren. Um zu verhindern, daß der die Dioden-Zentraleinrichtung durchfließende Strom zu Null wird, wird ein konstanter positiver Vorstrom, der etwas höher ist als der während der äußersten negativen Auslenkung des Eingangssignals E. zu erwartende größte negative Signalstrom, hinzuaddiert. Obwohl dieses Konzept zu einem Verfahren führt, welches die Korrekturdiode daran hindert, während des Auftretens eines Eingangswechselstromsignals mit einer Null-Amplitude oder negativen Amplitude in den Sperrzustand zu gelangen, reicht dieses Verfahren jedoch nicht aus, um ,eine in einem weiten dynamischen Bereich genau arbeitendeSchaltung zu schaffen. Es war daher noch notwendig, einen Weg zu finden, den Vorstrom selbst proportional zu dem Eingangssignalpegel einzustellen, da nämlich ein zu geringer Vorstrom den Diodenkorrekturstrom veranlaßt, zu Null zu werden, wodurch die negativen Spitzen des Eingangssignals verzerrt werden. Andererseits bewirkt eine zu große Vorspannung, daß die gewünschten Diodenspannungsänderungen derart klein sind, daß das gewünschte Signal im Störpegel untergeht. Außerdem war mit diesem Verfahren noch ein weiteres Problem verknüpft. Es war nämlich erforderlich, einen Weg zu finden, die eingeführte Vorstromgröße abzuführen, bevor das gewünschte
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Signal den Ausgang des Verstärkers erreichte. Die vorliegende Erfindung bewirkt ein Hinzufügen einer festen Vorspannung am Ausgang der Korrekturdiode und sodann die Einstellung der Eingangsvorspannung zum Zwecke des Aufhebens der Ausgangsvorspannung.
Der Erfindung liegt demgemäß die Aufgabe zu Grunde, einen verbesserten Verstärker mit veränderlicher Verstärkung zu schaffen. Im besonderen ist dabei ein Präzisionsverstärker veränderlicher Verstärkung für die Verstärkung von Wechselstromeingangssignalen zu schaffen. Bei dem neu zu schaffenden Verstärker soll ein Vorstrom selbst eingestellt werden können, der proportional dem jeweiligen Eingangssignalpegel ist. Ferner ist ein mit hoher Genauigkeit arbeitender Verstärker veränderlicher Verstärkung zu schaffen, bei dem eine feste Vorspannung bzw. ein fester Vorstrom ausgangsseitig und eine veränderliche Eingangsvorspannung bzw. ein veränderlicher Eingangsvorstrom zugeführt werden und bei dem die Eingangsspannung bzw. der Eingangsstrom so eingestellt wird, daß die Ausgangsvorspannung bzw. der Ausgangsvorstrom aufgehoben ist. Schließlich ist ein Präzisionsverstärker mit veränderlicher Verstärkung zu schaffen, der eine lineare Abhängigkeit zwischen der logarithmischen Verstärkung und der Steuerspannung besitzt.
Gelöst wird die vorstehend bezeichnete Aufgabe, mit wenigen Worten gesagt, erfindungsgemäß durch einen Präzisionsverstärker veränderlicher Verstärkung und durch ein Verfahren zur automatischen Einstellung des Vorstromes dieses Verstärkers in proportionalem Maße zum Eingangssignalpegel. Dabei wird am Ausgang einer Ersatzhalbleiter-(Korrektur)-Diodeneinrichtung eine feste Vorspannung bzw. ein fester
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Vorstrom hinzugefügt, und außerdem wird am Eingang dieser Diodeneinrichtung eine variable Vorspannung bzw. ein variabler Vorstrom .zugeführt. Sodann wird die Eingangsvorspannung bzw. der Eingangsvorstrom so geändert, daß die Ausgangsvorspannung bzw. der Ausgangsvorstrom aufgehoben wird. Der Vorspannungspegel bzw. Vorstrompegel am Ausgang ist dabei ein wenig höher gewählt als die Sättigungsspannung der Ausgangsstufe liegt, so daß die Ausgangsstufe entsprechend ihrem vollständigen Hub ausgesteuert werden kann, bevor die Vorspannung bzw. der Vorstrom überwunden wird. Eine automatische Verstärkungssteuerspannung bzw. Verstärkungsregelungsspannung AGC wird dabei so eingestellt, daß ein Ausgangssignalpegel aufrechterhalten wird, der unterhalb des Sättigungspegels der Korrekturdiodeneinrichtung liegt. Demgemäß übersteigt der Signalpegel nicht den Vorspannungspegel in der Ausgangsstufe. Da sowohl die Vorspannung als auch das Signal in gleichem Ausmaß verstärkt werden, stellt das Pesthalten des Signals unter dem Vorspannungspegel sicher, daß das betreffende Signal auch kleiner ist als der Vorspannungspegel am Eingang der Korrekturdiodeneinrichtungo Das Ergebnis dieses Rückkopplungs-Vorspannungseinstellsystems liegt darin, daß in dem Fall, daß die automatische Verstärkungsregelspannung AGC so eingestellt ist, daß die Ausgangssignalamplitude konstant gehalten wird, der Eingangsvorspannungspegel automatisch so eingestellt wird, daß er proportional der EingangsSignalamplitude ist.
Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung umfaßt, zusammenfassend gesagt, eine Ersatz-Halbleiterdiodeneinrichtung mit solchen Durchlaßspannungs-Strom-Kennlinien, daß eine Änderung
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der Spannung an der Ersatz-Korrekturdiodeneinrichtung proportional dem Logarithmus des Verhältnisses des Stroms nach der betreffenden Änderung in bezug auf den Strom vor der Änderung ist.
Die Ersatz-Diodeneinrichtung umfaßt dabei durch Transistoren gebildete erste und zweite Ersatz-Halbleiterdioden, wobei die Emitter der betreffenden Dioden miteinander verbunden sind. Die Basis der ersten Halbleiterdiodeneinrichtung wird auf Erdpotential gehalten. Der Basis der zweiten Halbleiterdiode wird von einer Ausgangs-Vorspannungseinrichtung eine solche Vorspannung zugeführt, daß die betreffende Vorspannung eine konstante Spannung proportional zu der zugeführten automatischen Verstärkungsregelspannung ist.
Durch Signaleingabeeinrichtungen und Eingangsvorstromeinrichtungen werden ein eintreffender Signalstrom bzw. ein Vorstrom durch die Eingangsiode geleitet. Die Emitteranschlüsse der ersten Halbleiterdiode und der zweiten Halbleiterdiode sind miteinander verbunden, weshalb sie auf demselben Potential in bezug auf Srde liegen. Da die Basis der ersten Diode jedoch auf Erdpotential gehalten wird und da die Basis der zweiten Diode eine Vorspannung hat, die proportional der automatischen Verstärkungsregelspannung ist, ändert sich die Emitter-Erd-Spannung oder 'Emitter-Basis-Spannung der ersten Diode proportional zu dem Logarithmus des Eingangsvorströmes zuzüglich des Eingangssignalstromes. Demgegenüber ist die Spannung an der Emitter-Basls-Strecke der zweiten Diode bzw. Diodeneinrichtung proportional der automatischen Verstärkungsregelspannung zuzüglich des Logarithmus der Summe des Eingangsvorstroms und des Ein-
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gangssignalsstroms. Da der die Basis-Emitter-Strecke der zweiten Diode bzw. Diodeneinrichtung durchfließende Strom sich porportional mit dem Numerus der Basis-Emitter-Spannung ändert, ist der die zweite Diode bzw. Diodeneinrichtung durchfließende Strom proportional der Summe der Eingangsvorstromamplitude und Signalstromamplitude multipliziert mit dem Numerus der automatischen Verstärkungsregelspannung·
Der die zweite Diode bzw. Diodeneinrichtung durchfließende Strom wird von dem festen Vorstrom subtrahiert, der durch die Ausgangsvorspannungseinrichtung bzw. Ausgangsvorstromeinrichtung zugeführt wird. Der Differenzstrom wird dem Eingang eines Verstärkers zugeführt, dessen Verstärkungs-Bandbreite-Produkt groß genug ist, um einen zuverlässigen hochfrequenten Betrieb sicherzustellen. Das verstärkte Differenzsignal wird ferner in ein Spannungssignal umgesetzt, welches integriert und dann zu der Eingangsvorspannungseinrichtung bzw. Eingangsvorstromeinrichtung zurückgekoppelt wird·
An Hand einer Zeichnung wird die Erfindung nachstehend an einem bevorzugten Ausführungsbeispiel'näher erläutert.
Im folgenden sei auf das in der Zeichnung dargestellte Ausführungsbeispiel eingegangen. In der Zeichnung ist ein temperaturstabilisiertes Transistorpaar gezeigt, welches generell mit 100 bezeichnet ist und welches von einer Strichpunktlinie eingerahmt ist. Die in der Zeichnung dargestellte, durch eine Strichpunktlinie eingerahmte Schaltung kann in typischer Weise der Druckschrift "Fairchild Semiconductor Linear Integrated Circuits Applications
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Handbook" von James N. Giles, 1967, Seiten 89 bis 94, entnommen werden. Diese Schaltung ist als /UA726-Schaltung bekannt und von der Firma Fairchild Semiconductor Corporation kommerziell erhältlich. Es sei jedoch bemerkt, daß auch entsprechende Schaltungen anderer Hersteller verwendet werden können. Das temperaturstabilisierte Transistorpaar Q1 und Q2 umfaßt fUr die Zwecke der vorliegenden Srfindung zwei Transistoren Q1 und Q2, von denen der Kollektor jedes Transistors mit dessen eigener Basis verbunden ist. Durch diese Verbindung wird der jeweilige Transistor Q1 und Q2 effektiv zu einer Diode. FUr die Zwecke der vorliegenden Erfindung wird daher jeder Transistor Q1, 02 ale effektive Diode oder als Korrekturdiode bezeichnet. Die Emitter der Transistoren Q1 und Q2 sind miteinander verbunden und gemeinsam an dem Ausgang eines Verstärkers A1 angeschlossen. Als Verstärker für die Verstärker A1 und A4 können im vorliegenden Fall Operationsverstärker des Typs LM107 verwendet werden, wie sie von der Firma National Semiconductor Corporation kommerziell erhältlich sind. Es sei jedoch bemerkt, daß auch andere Verstärkertypen anderer Hersteller verwendet werden können. Die positive Eingangsklemme des Verstärkers A1 ist geerdet, während die negative Eingangsklemme des Verstärkers A1 über einen Widerstand R1 mit einer Eingangsklemme 15 verbunden ist, die zur Zuführung eines Eingangssignals Ein dient. Der Basisanschluß 2 des Transistors Q1 ist mit dem Kollektoranschluß 4 des Transistors Q1 verbunden, und ferner ist der Basisanschluß 2 des Transistors Q1 mit der negativen (invertierenden) Eingangsklemme des Verstärkers A1 über den Verbindungspunkt 17 verbunden. Der Basisanschluß 1 des Transistors Q2 ist mit dem negativen Eingang oder Summieranschluß eines Operationsverstärkers A2 über einen Verbindungspunkt 21 rerbunden. (Operationsver-
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stärker sind in der oben angegebenen Druckschrift "Fairchild Semiconductor Linear Integrated Circuits Applications Handbook" auf Seiten 17 bis 25 beschrieben. Ein Operationsverstärker des Typs LM101A, wie er von der Firma National Semiconductor Corporation kommerziell erhältlich ist, kann als Operationsverstärker A2 verwendet werden. Es sei jedoch bemerkt, daß auch andere Verstärkertypen anderer Hersteller verwendet werden können.) Der Basisabschluß 1 des Transistors Q2 ist ferner mit einem Rückkopplungswiderstand R7 des Operationsverstärkers A2 verbunden. Der betreffende Rückkopplungswiderstand R7 ist dabei mit dem negativen Eingang bzw. Eingangsanschluß und ferner mit dem Ausgang des Operationsverstärkers A2 verbunden, und zwar an den Verbindungspunkten 21 bzw. 33. Eine Zenerdiode D1, die mit ihrer Anode geerdet ist, ist mit ihrer Kathode an dem einen Ende eines Widerstands R6 angeschlossen, dessen anderes Ende mit dem negativen .Eingangsanschluß des Operationsverstärkers A2 verbunden ist. Der positive Eingangsanschluß bzw. die positive Eingangsklemme des Operationsverstärkers A2 ist über einen Widerstand R5 geerdet, und ferner ist dieser Eingang bzw. Eingangsanschluß über einen Widerstand R4 mit einem Verstärkungsregelspannungseingang verbunden. Die Widerstände R4 und R5 sind ferner an einem Schaltungspunkt 23 miteinander verbunden. Ein Operationsverstärker A3, bei dem es sich in typischer Weise um einen Operationsverstärker des Typs LM101A handeln kann, wie er von der Firma National Semiconductor Corporation kommerziell erhältlich ist - obwohl auch andere Verstärkertypen verwendet werden können -ist mit seinem negativen Eingangsanschluß mit einem Widerstand R8 verbunden, der mit seinem anderen Ende an dem Ausgang des Operationsverstärkers A2 angeschlossen ist, und zwar an einem Verbindungspunkt 33. Ein Rückkopplungswider-
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stand R10 des Operationsverstärkers A3 ist mit dem negativen Eingangsanschluß und außerdem mit dem Ausgangsanschluß bzw. der Ausgangsklemme des Operationsverstärkers A3 verbunden, und zwar am Verbindungspunkt 25 bzw. 26. Der Operationsverstärker A3 ist im übrigen mit seinem positiven Eingangsanschluß über einen Eichwiderstand R9 an einem Eichpunkt 29 angeschlossen. Der Widerstand R9 ist ferner mit dem Widerstand R5 und den Verbindungspunkten 23 und 24 verbunden. Der Widerstand R4 ist ein Eichwiderstand, der dazu herangezogen werden kann, die Steilheit der Kennlinie, betreffend die Abhängigkeit der Verstärkung (in db) von der automatischen Verstärkungsregelspannung, derart zu ändern, daß die Temperatur des Thermostats in der /U A726-Schaltung kompensiert wird. Der Widerstand R9 kann dazu herangezogen werden, die Höhe der Kurve, betreffend die Abhängigkeit der Verstärkung (in db) von der automatischen Verstärkungsregelspannung, derart zu eichen, daß Toleranzabweichungen und Halbleiterverschiebungen ausgeglichen werden.
Der Operationsverstärker A4 kann ein solcher des Typs LM107 sein, wie er kommerziell von der Firma National Semiconductor Corporation erhältlich ist. Es sei Jedoch bemerkt, daß auch andere Verstärkertypen anderer Hersteller verwendet werden können. Der Operationsverstärker A4 ist mit seinem negativen Eingangsanschluß über einen Widerstand R11 mit dem Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers A3 verbunden. Der positive Eingangsanschluß des Operationsverstärkers A4 ist geerdet. Ein Kondensator C3 verbindet den negativen Eingangsanschluß und den Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers A4. Diese Schaltungskonfiguration hat zur Folge, daß der Operationsverstärker A4 als Integrator wirkt. Der Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers A4 ist ferner mit der Gate-Elektrode
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eines Feldeffekttransistors 03 verbunden. Die Quelle-Elektrode des Feldeffekttransistors Q3 ist über einen Widerstand R2 mit einer positives Potential von +12 V führenden Spannungsklemme verbunden, und außerdem ist die betreffende Elektrode mit der Kathode der ZENER-Diode D1 verbunden. Die Senke-Elektrode des Feldeffekttransistors Q3 ist mit der Basis des Transistors Q1 und ferner mit dem negativen Eingangsanschluß des Verstärkers A1 verbunden. Zwischen den Verstärkeranschlüssen 1 und 8 der Operationsverstärker A2 und A3 sind Kondensatoren C1 und C2 vorgesehen, und zwar entsprechend den Empfehlungen der Hersteller zwecks Vermeidung des Auftretens von Schwingungen. Werden Operationsverstärker des Typs LM107 verwendet, so sind die Kondensatoren bereits innerhalb der betreffenden Verstärker vorhanden, so daß keine äußeren Kondensatoren in diesem Falle erforderlich sind. Die Anschlüsse 5, 6 und 8 der /u A726-Schaltung (Einrichtung 100) sind entsprechend den Empfehlungen des Herstellers beschaltet, um die betreffende /U A726~Einrichtung als Temperatursteuerschaltung bzw. Temperaturregelschaltung zu betreiben. Der Widerstand R3, bei dem es sich um den an dem Anschluß 6 angeschlossenen 274K-Widerstand handelt, setzt die Arbeitstemperatur fest.
Nachstehend sind Tabellen I und II angegeben. In der Tabelle I sind die typischen Werte der Bauelemente der Schaltungsanordnung angegeben; es sei jedoch bemerkt, daß auch andere Bauelementwerte benutzt werden können, die eine geeignete Beziehung zueinander besitzen. In der Tabelle II sind typische Bauelemente aufgeführt, die kommerziell erhältlich sind und die gemäß der Erfindung verwendet werden können. Es sei jedoch bemerkt, daß auch andere Bauelementarten verwendet werden können, wie z.B. Elektronenröhren anstelle von Halbleitern.
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Tabelle I
Größe von Bauelementen
Bauelement-
Bezeichnung		 Größenwert Einheit I
R1 357 kOhm
R2 1,18 kOhm
R3 274 kOhm
R4 typischer 10
gewählter
Wert		 kOhm
R5 59 Ohm
R6 600 kOhm
R7 24,9 kOhm
R8 24,9 kOhm
R9 typischer gewählter
Wert weggelassen		 MegOhm
R1O 1 MegOhm
R11 1 MegOhm
C1 6 pF
C2 6 pF
C3 1
Tabelle II
Bauelementtyp
Bauelement-Bezeichnung
A1, A4
A2, A3
100
Typ
LM107 LM101A /U A726
Hersteller
National Semiconductor National Semiconductor Fairchild Semiconductor
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Bauelement-
Bezeichnung		 Typ Hersteller
Q3 2N5116 Union Carbide Fairchild
Semiconductor
D1 6,8 V
ZENER-Diode		 gewöhnliches Bauteil
Im folgenden sei die Arbeitsweise der ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel darstellenden Schaltungsanordnung betrachtet. Der Verstärker A1 bewirkt, daß der durch den Emitter der Ersatzschaltungs-Diode Q1 fließende Strom gleich E.n/R1 in Ampere (wobei Ein das Wechselspannungseingangssignal bedeutet) zuzüglich des Vorstromes durch den Feldeffekttransistor Q3 ist. Die Basis 2 der Ersatzschaltungs-Diode Q1 wird durch den Verstärker A1 im wesentlichen auf Erdpotential gehalten, da nämlich die Spannung an dem invertierenden negativen Eingangsanschluß dieses Verstärkers A1 auf einen Wert gehalten wird, der gleich dem an dem nichtinvertierenden positiven Eingangsanschluß dieses Verstärkers ist, und dieser Eingangsanschluß ist geerdet. Damit ändern sich die Emitter-Brd-Spannungen der effektiven Dioden Q1 und Q2 proportional zu dem Logarithmus des Vorstromes bzw. der Vorspannung zuzüglich der Eingangsspannung. Der Verstärker A2 hält im übrigen die Basis 1 der effektiven Diode Q2 auf einer konstanten Spannung, die proportional der "automatischen Verstärkungsregelspannung" ist, die dem Verstärkungsregelspannungspunkt 28 zugeführt wird. Die betreffende Wirkung tritt dabei auf Grund der Tatsache ein, daß der negative invertierende Eingangsanschluß und der positive nichtinver-
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tierende Eingangsanschluß des Verstärkers A2 auf im wesentlichen gleichen Spannungen gehalten werden. Da das automatische Verstärkungsregelspannungssignal dem positiven Eingangsanschluß zugeführt wird, wird das betreffende Signal in der Tat auch dem negativen Eingangsanschluß des Verstärkers A2 zugeführt. Durch Einstellen der Spannung an dempositiven nichtinvertierenden Eingangsanschluß wird daher die Spannung an dem negativen invertierenden Eingangsanschluß des Verstärkers A2 eingestellt und damit die Spannung an der Basis der Ersatzschaltungs-Diode Q2. Damit ist die Spannung an der Basis-Emitter-Strecke der Ersatzschaltungs-Diode Q2 proportional der automatischen Verstärkungsregelspannung zuzüglich des Logarithmus der Summe der Eingangsvorspannungssignalamplitude und der EingangsSignalamplitude. Da der die Basis-Emitter-Strecke der Ersatzschaltungs-Diode bzw. effektiven Dioä&cQ2/sicn proportional mit dem Numerus der Spannung ändert, ist nunmehr der Strom proportional der Summe der Eingangsvorspannung bzw. des EingangsvorStroms und der Signalamplitude multipliziert mit dem Numerus der automatischen Verstärkungsregelspannung. (Das Addieren der Logarithmen von Zahlen entspricht einer Multiplikation.) Bei dieser besonderen Ausführungsform sind die Widerstände R4 und R5 in der aus der Tabelle I ersichtlichen Weise gewählt, wobei jedoch zu bemerken ist, daß auch andere Werte benutzt werden können. Auf jeweils 10 Volt der dem Widerstand R4 und damit dem nichtinvertierenden Eingangsanschluß des Verstärkers A2 zugeführten automatischen Verstärkungsregelspannung werden somit etwa 60 Millivolt für die Einstellung der Verstärkung des Verstärkers bereitgestellt. Im Unterschied dazu bewirkt das Hinzufügen einer Spannung von 60 mV zu der Spannung an der effektiven Diode Q2 eine Änderung der Verstärkung des
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Verstärkers A2 um etwa 20 db, was einem Faktor von 10 entspricht. Insoweit dürfte ersichtlich sein, daß der Ausgangsstrom der effektiven Diode 02 proportional dem Eingangssignal E. multipliziert mit einer Konstante ist, die durch Einstellung der Verstärkungsregelspannung bzw. Verstärkungssteuerspannung einstellbar ist. Um einen brauchbaren Verstärker veränderlicher Verstärkung zu schaffen, ist es erforderlich, den Strom in eine.Spannung umzusetzen und eine Einrichtung bereitzustellen, welche die Dioden Ql und Q2 in Durchlaßrichtung vorgespannt hält, da nämlich das zugeführte Eingangssignal ein Wechselstromsignal ist und bei negativen Signalamplituden die Sperrung der Dioden Q1 und Q2 bewirken könnte. Im Hinblick auf Fig. 1 dürfte ersichtlich sein, daß der aus der Diode Q2 herausfließende Strom dem negativen Eingangsanschluß des Verstärkers A2 zugeführt wird. Da jedoch der Operationsverstärker A2 eine im wesentlichen unendliche Eingangsimpedanz besitzt, fließt durch den Verstärker A2 kein alzu großer Strom. Ein weiterer Grund hierfür liegt noch darin, daß der Widerstand R6 einen Wert von etwa 600 kOhm besitzt (siehe Tabelle I) und daß keine Wechselspannung an demWiderstand R6 liegt, was bedeutet, daß im wesentlichen kein Wechselstrom durch den Widerstand R6 fließt. Deshalb fließt im wesentlichen der gesamte Wechselstrom durch den Rückkopplungswiderstand R7, der bei der vorliegenden Ausführungsform einen Widerstandswert von nur 24,9 kOhm besitzt. Demgemäß arbeitet der Operationsverstärker A2 in der Weise, daß sein invertierender negativer Eingangsanschluß auf einem konstanten Gleichpotential gehalten wird und daß ein Wechselstrom erzeugt wird, der gleich dem.den Rückkopplungswiderstand R7 durchfließenden Signal ist. Auf diese Weise wird die Ausgangsspannung geliefert, die proportional der mit der
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Konstanten multiplizierten Eingangsspannung ist. Da der Widerstand R8 die gleiche Größe besitzt wie der Widerstand R7 (siehe Tabelle I) , wird die Spannung wieder in einen Strom der ursprünglichen Größe umgesetzt, welcher wiederum durch den Widerstand R10 in eine Spannung umgesetzt wird. Damit stellt die Ausgangsspannung E . des Verstärkers veränderlicher Verstärkung ein Signal dar, welches porportional ist der mit einer einstellbaren Konstante multiplizierten Eingangsspannung.
Um die oben beschriebene Beziehung aufrechtzuhalten, müssen die effektiven Dioden Q1 und Q2 stets in Durchlaßrichtung vorgespannt sein, und ferner dürfen sie unabhängig von Wechselstromsignaländerungen nicht in den Sperrzustand gelangen. Zu diesem Zweck muß eine positive Vorspannung hinzugefügt werden, die ausreicht, die größte negative Signalauslenkung zu überwinden. Deshalb ist es zunächst erforderlich, die größte negative Signalauslenkung zu kennen. Diese Kenntnis wird dadurch erhalten, daß eine ausreichende automatische Verstärkungsregelspannung zugeführt wird, um ein Ausgangssignal gewünschter Standardgröße zu erhalten. Sodann ist es lediglich erforderlich, eine ausreichende Spannung hinzuzuaddieren, um dieses maximale Signal der Standardgröße überwinden. Die erforderliche Vorspannung wird als Strom zugeführt, der durch den Widerstand R6 in die Ausgangs-Diode Q2 fließt, und zwar in einem Stromkreis, umfassend die 12 V-Spannungsklemme und den Widerstand R2. Die an dem Widerstand R2 liegende Spannung ist dabei durch die ZENER-Diode D1 auf eine feste Spannung (6,8 V) begrenzt. Damit dürfte ersichtlich sein, daß die Ausgangsspannung der Diode Q2 an ihrem Anschluß 1 niemals unter Null sinken wird und daß die betreffende Diode solange
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nicht gesperrt wird, bis Eoirt eine Spitzenamplitude von +11 Volt überschreitet.
Nunmehr ist es noch erforderlich festzustellen, daß die Diode Q2 unabhängig von der Verstärkung stets in Durchlaßrichtung vorgespannt ist und nicht gesperrt wird. Erreicht wird dies durch den Feldeffekttransistor Q3, dessen Gate-Elektrode eine veränderliche Gleichspannung von dem als Integrator wirkenden Verstärker A4 zugeführt wird. Dadurch wird die Gate-Elektrode des betreffenden Feldeffekttransistors derart angesteuert, daß der Senke-Strom des betreffenden Feldeffekttransistors sich ändert und damit der der Ersatzschaltungs-Diode Q1 zugeführte Eingangs-Vorstrom. Es sei im Hinblick auf Fig. 1 bemerkt, daß der die Basis-Emitter-Strecke der Diodenanordnung Q2 durchfließende Strom, der, wie oben gezeigt, proportional ist der Summe der Eingangsvorspannungsamplitude und Signalamplitude multipliziert mit dem Numerus der automatischen Verstärkungsregelspannung, an dem Schaltungspunkt 21 von dem festliegenden Vorstrom subtrahiert wird, der durch den Widerstand R6 geliefert wird.' Der so erzielte Differenzstrom durchfließt den Rückkopplungswider stand R7 des Verstärkers A2. Das Signal ist an diesem Schaltungspunkt so klein, daß die beiden Verstärker A2 und A3 benutzt werden, um ein Verstärkungs-Bandbreite-Produkt zu erzielen, das groß genug ist, um einen verläßlichen Hochfrequenz-Betrieb sicherzustellen. Diese beiden Operationsverstärker veranlassen, daß durch den Rückkopplungswiderstand R10 ein Strom fließt, der in der Größe im wesentlichen gleich der Größe des den Widerstand R6 durchfließenden Stromes ist, jedoch um den im Emitter 10 des Transistors Q2 fließenden Strom vermindert. Dieser abgeleitete Strom wird durch den Rückkopplungswiderstand R10 wieder in eine Spannung umgesetzt, und diese Spannung wird durch den Verstärker A4
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integriert und zur Einstellung des Konstantstrom-Feldeffekttransistors Q3 herangezogen, um jegliche gleichspannungsmäßige Versetzung des Ausgangssignals aufzuheben.
In einem typischen Anwendungsfall wird die automatische Verstärkungsregelspannung derart gesteuert, daß der Ausgangssignalpegel unterhalb des Sättigungspegels gehalten wird. Deshalb überschreitet der Signalpegel nicht den Vorspannungsais pegel in der Ausgangsstufe. Da sowohl die Vorspannung /auch das Signal in gleichem Ausmaß verstärkt werden, stellt die Tatsache, daß das Signal unterhalb des Vorspannungspegels am Ausgang gehalten wird, sicher, daß das Signal auch kleiner ist als der Vorspannungspegel am Eingang der Diode Q1. Das Ergebnis dieses Rückkopplungs-Vorspannungseinstellsystems liegt darin, daß mit Rücksicht darauf, daß die automatische Verstärkungsregelung so eingestellt ist, daß die Ausgangssignalamplitude konstant gehalten wird, der Eingangsvorspannungspegel automatisch so eingestellt wird, daß er proportional der Eingangssignalamplitude ist.
Wenn Bauelementtoleranzänderungen und Halbleiterversetzungen dazu führen, daß die Kennlinie, betreffend die Abhängigkeit der Verstärkung (in db) von der automatischen Verstärkungsrege lspannung, von der idealen geraden Linie abweicht, kann die Höhe der Kurvenlinie eingestellt werden, indem der Widerstand R9 verändert wird. Die Steilheit der Kurvenlinie kann durch Ändern des Widerstands R4 eingestellt werden. Hinsichtlich der Linearität ist keine Einstellung erforderlich. Die Temperatur des Ersatzschaltungs-Diodenpaares 100 ist durch den Widerstand R3 eingestellt, der den Schaltungsanschluß mit der +12 V führenden Spannungsklemme verbindet. Dieser Widerstand kann für unterschiedliche Anwendungsfälle ent-
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sprechend geändert werden. Wird das Diodenpaar 100 durch ein nichttemperaturgesteuertes bzw. nichttemperaturgeregeltes angepaßtes Bauelementpärchen ersetzt, so ist die Steilheit der Kennlinie, betreffend den Logarithmus der Verstärkung in Abhängigkeit von der Steuerspannung, proportional der absoluten Temperatur des betreffenden Bauelementpärchens in Grad.
Abschließend sei noch darauf hingewiesen, daß die Erfindung vorstehend zwar an Hand eines bevorzugten Ausführungsbeispiels erläutert worden ist, daß aber ohne Abweichung vom Erfindungsgedanken noch eine Reihe von Änderungen und Modifikationen vorgenommen werden kann.
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Claims (3)

  1. Patentansprüche
    (ί^/Präzisions-Verstärker veränderlicher Verstärkung mit einer nahezu linearen logarithmischen Verstärkungs-Steuerspannungs-Kennlinie, dadurch gekennzeichnet.
    a) daß Diodeneinrichtungen (100) vorgesehen sind,
    b) daß mit den Diodeneinrichtungen (100) erste Vorspannungseinrichtungen (A2, R7) verbunden sind, die den Diodeneinrichtungen (100) eine erste Vorspannung zuführen, welche einer automatischen Verstärkungsregelspannung (AGC) proportional ist, und
    c) daß mit den Diodeneinrichtungen (100) zweite Vorspannungseinrichtungen (A1) verbunden sind, die an die Diodeneinrichtungen (100) eine zweite Vorspannung abgeben, welche einem Eingangssignalspannungspegel proportional ist.
  2. 2. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Diodeneinrichtungen (100) zumindest zwei Halbleiterdioden (Q1, QZ) enthalten, deren jede eine Durch-
    , laßspannungs-Strom-Kennlinie besitzt, bei der die Spannung dem Logarithmus des Stroms proportional ist.
  3. 3. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Diodeneinrichtungen (100) zumindest zwei Transistoren (Q1, U2) enthalten, wobei die Basis und der Kollektor des jeweiligen Transistors (Q1 bzw. Q2) miteinander verbunden sind, und daß diese Transistoren (Q1, Q2) ferner mit ihren Kollektoren bzw. Emittern verbunden sind.
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    4. Verstärker"nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Transistoren (Q1, Q2) jeweils eine Durchlaßspannungs-Strom-Kennlinie besitzen, bei der die Spannung proportional dem Logarithmus des Stroms ist.
    5. Verstärker nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß dem einen Transistor (Q2) die erste Vorspannung zugeführt ist und daß dem anderen Transistor (Q1) die zweite Vorspannung zugeführt ist.
    6. Verstärker nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß eine Signaleingangseinrichtung (A1) für die Zuführung eines elektrischen Signals vorgesehen' ist und daß eine Signalausgangseinrichtung (A3) für die Abgabe eines verstärkten elektrischen Signals vorgesehen ist.
    7. Verstärker nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß mit der ersten Vorspannungseinrichtung (A2) und den Diodeneinrichtungen (100) eine Subtraktionseinrichtung (12) verbunden ist, die das verstärkte elektronische Signal von der ersten Vorspannung subtrahiert.
    8. Verstärker nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß eine Rückkopplungseinrichtung (R7) vorgesehen ist, die mit der Signal-Subtraktionseinrichtung (12 ) und den Diodeneinrichtungen (100) verbunden ist und die das subtrahierte Signal den Diodeneinrichtungen (100) zuführt.
    9. Verstärker nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß mit den Diodeneinrichtungen (100) und der Signal-Rück-
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    kopplungseinrichtung (R7) eine Spannungsänderungsein· richtung (D1) verbunden ist, die in Abhängigkeit von der Spannungshöhe des subtrahierten Signals die zweite Vorspannung ändert und diese geänderte zweite Vorspannung an die Diodeneinrichtungen (100) abgibt.
    10. Verstärker nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannungsänderungseinrichtung eine ZENER-Diode (D1) ist.
    11. Präzisionsverstärker veränderlicher Verstärkung mit nahezu linearer logarithmischer Verstärkungs-Spannungs-Kennlinie, insbesondere nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet,
    a) daß eine Ersatz-Diodeneinrichtung (100) vorgesehen ist, die aus einem Transistorpaar besteht, dessen jeder Transistor mit seiner Basis und seinem Kollektor verbunden ist, wobei die Emitter der beiden Transistoren (Ü1, Q2) des Transistorpaares (100) miteinander verbunden sind,
    b) daß mit der Ersatz-Diodeneinrichtung (100) eine Signaleingabeeinrichtung (A1) verbunden ist, die zur Zuführung eines elektrischen Signals zu der Ersatz-Diodeneinrichtung (100) dient,
    c) daß mit der Ersatz-Diodeneinrichtung (100) eine Signalausgabeeinrichtung (A3) verbunden ist, die ein elektronisches Signal von der Ersatz-Diodeneinrichtung (100) ableitet,
    d) daß mit der Ersatz-Diodeneinrichtung (100) eine erste Vorspannungseinrichtung (A2) verbunden ist, die an die betreffende Ersatz-Diodeneinrichtung (100) eine erste Vorspannung abgibt, welche proportional einer automatischen
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    Verstärkungsregelspannung (AGC) ist,
    e) daß mit der Ersatz-Diodeneinrichtung (100) eine zweite Vorspannungseinrichtung (17) verbunden ist, die an die betreffende Ersatz-Diodeneinrichtung (100) eine zweite Vorspannung abgibt, welche proportional dem Eingangssignalspannungspegel ist,
    f) daß mit der Ersatz-Diodeneinrichtung (100) und der ersten Vorspannungseinrichtung (A2) eine Subtraktionseinrichtung (21) verbunden ist, die zur Subtraktion des verstärkten elektronischen Signals und der verstärkten zweiten Vorspannung von der ersten Vorspannung dient, ~
    g) daß mit der Subtrahiereinrichtung (21) und der Ausgangseinrichtung (16) eine Operationsverstärkereinrichtung (A3) verbunden ist, die zur Verstärkung des subtrahierten elektronischen Signals dient, und h) daß mit der Ausgangseinrichtung (16) eine Rückkopplungseinrichtung (QA) verbunden ist, die das verstärkte subtrahierte elektronische Signal der Ersatz-Diodeneinrichtung (100) zuführt.
    12. Verstärker nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß eine Integrationseinrichtung (C3) mit der Ausgangseinrichtung (16) und der Ersatz-Diodeneinrichtung (100) zum Zwecke der Integra „ierung des verstärkten subtrahierten elektronischen Signals verbunden ist.
    13. Verstärker nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß mit der Integrationseinrichtung (C3) und der Ersatz-Diodeneinrichtung (100) eine Spannungsänderungseinrichtung (Q3,D1) verbunden ist, die durch die Integrationsein-
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    richtung (C3) gesteuert, die zweite Vorspannung zu ändern gestattet.
    14. Verstärker nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannungsänderungseinrichtung eine ZENER-Diode (D1) ist.
    15t Verstärker-Vorspannungsnetzwerk für eine solche Vorspannung einer Ersatzschaltungsdiode, daß ein der Ersatzschaltungsdiode zugeführtes Wechselspannungssignal stets im positiven Bereich der Spannungs-Strom-Kennlinie der Ersatzschaltungsdiode liegt, insbesondere für einen Verstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 14, dadurch gekennzeichnet,
    a) daß mit der Ersatzschaltungsdiode (100) eine erste Vorspannungseinrichtung (A2) verbunden ist, die in Abhängigkeit von einer automatischen Verstärkungssteuerspannung (AGC) eine erste Vorspannung an die Ersatzschaltungsdiode (100) abgibt, wobei diese erste Vorspannung proportional der automatischen Verstärkungssteuerspannung (AGC) ist,
    b) daß mit der Ersatzschaltungsdiode (100) eine zweite Vorspannungseinrichtung (Q3, D1) verbunden ist, die an die Ersatzschaltungsdiode (100) eine einem zugeführten Wechselspannungssignal proportionale zweite Vorspannung abgibt,
    c) daß mit der Ersatzschaltungsdiode (100) und der ersten Vorspannungseinrichtung (A2) eine Subtraktionseinrichtung (21) verbunden ist, die von der ersten Vorspannung das Wechselspannungssignal zu subtrahieren gestattet, nachdem das Wechselspannungssignal durch die Ersatzschaltungsdiode (100) aufbereitet worden ist, und
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    d) daß mit der Subtrahiereinrichtung (21) und der
    Diodeneinrichtung (100) eine Spannungsänderungseinrichtung (Q3, D1) verbunden ist, welche durch die Subtrahiereinrichtung (2.1) gesteuert die zweite Vorspannung auf das subtrahierte Spannungssignal hin zu ändern gestattet.
    16. Verstärker-VorSpannungsnetzwerk nach Anspruch 15» dadurch gekennzeichnet, daß die Kennlinie der automatischen Verstärkungssteuerspannung in Abhängigkeit von der Verstärkung in db eine gerade Linie ist.
    17. Verstärker-VorSpannungsnetzwerk nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß Steilheits-Einstelleinrichtungen (R4) zur Änderung der Steilheit der Kennlinie
    vorgesehen sind.
    18. Verstärker-Vorspannungsnetzwerk nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß Höhen-Einstelleinrichtungen (R9) für die Einstellung der Höhe der Kennlinie vorgesehen sind.
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