DE19953178B4

DE19953178B4 - Millimeterband-Halbleiterschaltkreis

Info

Publication number: DE19953178B4
Application number: DE19953178A
Authority: DE
Inventors: Yoshihiro Tsukahara
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1999-04-08
Filing date: 1999-11-04
Publication date: 2007-02-08
Anticipated expiration: 2019-11-05
Also published as: JP2000294568A; US6320476B1; JP4245726B2; DE19953178A1

Abstract

Millimeterband-Halbleiterschaltkreis mit einem Feldeffekttransistor (FET 1; FET 30) als Schaltelement für die Millimeterband-Übertragungsleitung (5, 7; 41, 43), welcher zwischen der Millimeterband-Übertragungsleitung und Masse angeordnet ist, mit:
einer kammförmig ausgebildeten Gateelektrode (13–17; 44–48), welche eine Mehrzahl von Gateelektrodenzinken (13–16; 44–47)) aufweist und mit einem Stromversorgungspfad (17; 48) verbunden ist;
ersten Elektroden (2, 3; 31, 32) und zweiten Elektroden (8, 9, 10; 37, 38, 39), welche in einer abwechselnden Folge mit der Mehrzahl von Gateelektrodenzinken (13–16; 44–47) angeordnet sind, die dazwischen mit einem bestimmten Intervall angeordnet sind;
einer ersten Elektrodenzusammenschaltung (4, 6; 33a, 33b, 35a, 35b), welche die Mehrzahl von ersten Elektroden (2, 3; 31, 32) an jedem längsseitigen Ende der ersten Elektroden zusammenschaltet;
einer zweiten Elektrodenzusammenschaltung (11, 12; 50, 51) zur Verbindung benachbarter zweiter Elektroden (8, 9, 10; 37, 38, 39) mittels einer Luftbrücke; und
einer Erdungsleitung (34, 36; 18, 19) zum Anschließen der ersten Elektrodezusammenschaltung...

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen im Millimeterband verwendeten Halbleiterschaltkreis.
Feldeffekttransistoren (FET's) werden typischerweise als Schaltelemente zum Umschalten zwischen Sende- und Empfangssignalen in einem Übertragungs-, Empfangs- oder Sendemodul verwendet, welches in Mikrowellen- und Millimeterwellen-Übertragungs- und Radarsystemen verwendet wird.

17A zeigt eine Vorderansicht eines FET's 600, welcher als einpoliger Umschalter (SPST, single-pole singlethrow switch) in einem typischen Halbleiterschalter verwendet wird, und 17B zeigt eine Querschnittsansicht entlang der Linie XVIIB-XVIIB' von 17A. Eine Drainzusammenschaltung 601 und eine Drainelektrode 602 sind mittels einer leitenden Luftbrücke 617 miteinander verbunden, welche die Sourceelektrode 605 und die Gateelektrode 612 überbrückt. Die Drainelektrode 602 und eine Drainelektrode 603 sind über eine leitende Luftbrücke 618 miteinander verbunden, welche eine Sourceelektrode 606 und Gateelektroden 613 und 614 überbrückt. Die Drainelektrode 603 und eine Drainzusammenschaltung 604 sind über eine leitende Luftbrücke 619 miteinander verbunden, welche eine Sourceelektrode 607 und Gateelektroden 615 überbrückt. Die Sourceelektroden 605, 606 und 607 sind mit einem Kontaktloch 609 mittels einer im allgemeinen kammförmigen Sourcezusammenschaltung 608 verbunden. Die Gateelektroden 612, 613, 614 und 615 sind mit einer Gatestromzufuhrzusammenschaltung 616 zwischen den oben erwähnten Source- und Drainelektroden verzahnt bzw. verschachtelt. Die Drainzusammenschaltung 601 ist an eine Übertragungsleitung 10 angeschlossen, welche ein Teil einer MMIC (Microwave and Millimeter-wave Integrated Circuit) bildet. Ein Drainelektrodenpfad ist ähnlich an eine Über tragungsleitung 611 angeschlossen, welche ebenfalls ein anderes Teil der MMIC bildet.

18 zeigt eine äquivalente Schaltung des FET's 600. Induktivitäten 623 und 624, welche in vorderen bzw. hinteren Stufen des FET's 600 angeordnet sind, besitzen wie in 17A dargestellt eine dem FET 600 eigene Induktivitätskomponente L, und eine Induktivität 625 ist eine Induktivitätskomponente Ls des auf der linken Seite der Sourceelektroden 605, 605 und 607 in 17A dargestellten Kontaktlochs 609.

Ein Umschalten wird durch Steuern der Spannung (welche hiernach als "Gatespannung Vg" bezeichnet wird) erzielt, welche an die Gateelektroden angelegt wird, d.h. an die Gatestromzufuhrzusammenschaltung 616 des FET's 600. Insbesondere ist der FET 600 eingeschaltet, wenn die Gatespannung Vg auf einen Pegel eingestellt ist, welcher niedriger oder gleich einem bestimmten Schwellenwert ist, so als wenn die Gatespannung Vg auf etwa 0V eingestellt ist, um dadurch die Übertragungsleitung 610 an einen Erdungsleiter 622 anzuschließen. Als Ergbnis gibt es keinen Signalfluss zu der Übertragungsleitung 611. Wenn die Gatespannung Vg den oben erwähnten Schwellenwert überschreitet, ist der FET 600 ausgeschaltet, ist ein Signalfluss von der Übertragungsleitung 610 zu dem Erdungsleiter 622 unterbrochen und es fließen somit Signale von der Übertragungleitung 610 zu der Übertragungsleitung 611.

19 zeigt eine äquivalente Schaltung des FET's 600 in dem Durchlasszustand, d.h. in dem Zustand EIN. Der Widerstand 626 ist ein Durchlasswiderstand R_on, d.h. ein Widerstand R_on im Zustand EIN. Die Impedanz Z_on des FET's an dem Knoten B wird durch die folgende Gleichung ausgedrückt: Zon = Ron + j2πf(2L + Ls)

Aus dieser Gleichung ergibt sich, dass die Impedanz Z_on ansteigt, wenn die Frequenz f des Hochfrequenzsignaleingangs ansteigt. Wenn die Impedanz Z_on einen bestimmten hohen Pegel erreicht, ermöglicht es die Widerstandsteilung, dass ein Teil des Signals, welches von der Übertragungsleitung 610 zu dem Erdungsleiter 622 fliessen sollte, zu der Übertragungsleitung 611 abgeleitet wird, und es verschlechtert sich die Umschaltcharakteristik, d.h. der Signalverlust steigt an und es verschlechtert sich die Isolierung.

20 zeigt eine äquivalente Schaltung des FET's 600 in dem Sperrzustand, d.h. in dem Zustand AUS. Die Kapazität 627 ist eine Sperrkapazität C_off. Die an dem Knoten B beobachtete Impedanz Z_off des FET's wird durch die folgende Gleichung ausgedrückt: Zoff = –j/2πfCoff + j2πf(2L + Ls) = –j[1 – 4π2f2Coff/(2L + Ls)]/(2πfCoff)

Aus dieser Gleichung ergibt sich, dass sich die Impedanz Z_off verringert, wenn sich die Frequenz f des Hochfrequenzsignals erhöht. Wenn die Impedanz Z_off einen bestimmten niedrigen Pegel erreicht, gestattet es die Widerstandsteilung, dass ein Teil des Signals, welches von der Übertragungsleitung 610 zu der Übertragungsleitung 611 fliessen sollte, zu dem Erdungsleiter 622 abgeleitet wird, und es verschlechtert sich wiederum die Umschaltcharakteristik, d.h. es erhöht sich der Signalverlust und es verschlechtert sich die Isolierung.

21 zeigt ein Smithsches Leitungsdiagramm, welches die Impedanz Z_on und die Impedanz Z_off, welche durch die schwarzen Punkte in der Figur angezeigt sind, an dem Knoten B in den 19 und 20 darstellt, wenn ein Hochfrequenzsignal der Frequenz f = 75 GHz hindurchtritt. Wie oben erwähnt sind die Impedanz Z_on im Durchlasszustand und die Impedanz Z_off im Sperrzustand proportional zu der Frequenz f des Hochfrequenzsignals. Um die Umschaltcharakteristik bei Hochfrequenzsignalen mit hoher Frequenz insbesondere im Millimeterwellenband zu verbessern, müssen die Induktivitäten 623, 624 und 625 oder insbesondere die Induktivität L der FET-Konstruktion und die Induktivität Ls des Kontaktlochs auf tiefe Pegel unterdrückt werden.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es daher einen Feldeffekttransistor vorzusehen, der eine hervorragende Umschaltcharakteristik sowie einen niedrigen Verlust und eine hohe Isolierung bezüglich einer hohen Frequenz, insbesondere eines Hochfrequenzsignals im Millimeterwellenbereich, durch Unterdrücken der Induktivitätskomponente, die der Form des FET's eigen ist, auf einen niedrigen Pegel zeigt.

Die Lösung der Aufgabe erfolgt durch einen Milimeterband-Helbleiterschaltkreis mit den Merkmale der unabhängigen Patentansprüche 1 und 7.

Dementsprechend enthält ein Millimeterband-Halbleiterschaltkreis der vorliegenden Erfindung einen Feldeffekttransistor (FET) als Umschaltelement für die Millimeterband-Übertragungsleitung, welcher zwischen der Millimeterband-Übertragungsleitung und Masse angeordnet ist. Dieser Halbleiterschaltkreis enthält eine im allgemeinen kammförmige Gateelektrode, welche eine Mehrzahl von Gateelektrodenkontaktzungen aufweist und an einem Stromversorgungspfad bzw. Stromzufuhrpfad angeschlossen ist; eine erste Elektrode und eine zweite Elektrode, welche in einer abwechselnden Folge mit der Mehrzahl der Gateelektrodenkontaktzungen mit einem bestimmten Intervall dazwischen verzahnt sind; eine erste Elektrodenzusammenschaltung, welche die Mehrzahl der erste Elektroden jeweils an einem längsseitigen Ende der ersten Elektroden zusammenschaltet; eine zweite Elektrodenzusammenschaltung zum Verbinden benachbarter zweiter Elektroden mittels einer Luftbrücke; und eine Erdungsleitung zum Anschliessen der ersten Elektrodenzusammenschaltung an Masse oder an zwei zweite Elektroden, die an beiden Enden in Anschlussrichtung lokalisiert sind und mittels der zweiten Elektrodenzusammenschaltung angeschlossen sind. Eine Übertragungsleitung ist an die erste Elektrodenzusammenschaltung oder die zweiten Elektroden angeschlossen, welche an beiden Enden in Verbindungsrichtung lokalisiert sind und mittels der zweiten Elektrodenzusammenschaltung angeschlossen sind, welche nicht an die Erdungsleitung angeschlossen ist.

Dementsprechend ist es möglich die Induktivitätskomponente zwischen einer Elektrode und der Erdungsschicht zu verringern, um dadurch die Umschaltcharakteristik im Vergleich mit der Vorrichtung zu verbessern, bei welcher eine erste Elektrodenzusammenschaltung, die an beiden Enden einer ersten Elektrode angeordnet ist, oder eine von zwei zweiten Elektroden, die mittels einer zweiten Elektrodenzusammenschaltung verbunden und an beiden Enden in Verbindungsrichtung angeordnet sind, an eine Erdungsschicht eines Halbleitersubstrats angeschlossen ist. Darüber hinaus kann die Übertragungsleitung in derselben Verdrahtungsstruktur angeschlossen werden, wodurch der Freiheitsgrad der Konstruktion erhöht wird, welche den Halbleiterschaltkreis enthält.

Die ersten und zweiten Elektroden können die Drain- bzw. Sourceelektroden oder die Source- bzw. Drainelektroden sein.

Es wird festgestellt, dass die Erdungsleitung mittels eines Kontaktlochs, der ersten Elektrodenzusammenschaltung oder der zwei zweiten Elektroden, welche an beiden Enden in Verbindungsrichtung lokalisiert und durch eine zweite Elektrodenzusammenschaltung zusammengeschaltet sind, an Masse angeschlossen werden kann. Alternativ kann die Erdungsleitung die erste Elektrodenzusammenschaltung oder die zwei zweiten Elektroden, welche an beiden Enden in Verbindungsrichtung lokalisiert und durch eine zweite Elektrodenzusam menschaltung zusammengeschaltet sind, direkt an eine Erdungsplatte anschließen.

Die erste Elektrodenzusammenschaltung und die zweite Elektrodenzusammenschaltung können des weiteren wechselseitig mittels einer Resonanzschaltung mit einer bestimmten Reaktanz angeschlossen werden.

Ein weiterer Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung bezieht sich auf einen Millimeterband-Halbleiterschaltkreis mit einem Feldeffekttransistor, welcher als Schaltelement zwischen Masse und einer Millimeterband-Übertragungsleitung angeordnet ist. Der Halbleiter-Schaltkreis enthält eine im allgemeinen kammförmige Gateelektrode, welche eine Mehrzahl von Gateelektrodenkontaktzungen besitzt, die an eine Stromversorgungsleitung bzw. Stromzufuhrleitung angeschlossen sind; eine erste Elektrode und eine zweite Elektrode, welche eine Mehrzahl von wechselseitig verzahnten Elektrodenkontaktzungen mit einer bestimmten Lücke zu jeder der in der Mehrzahl vorkommenden Gateelektrodenkontaktzungen besitzt; eine Erdungsleitung zum direkten Anschließen jeder der in der Mehrzahl vorkommenden ersten Elektrodenkontaktzungen an Masse; und eine Elektrodenzusammenschaltung zum Zusammenschalten der Mehrzahl von zweiten Elektroden und zum Anschließen an die Übertragungsleitung an zwei gegenüberliegenden Punkten.

Die Elektrodenzusammenschaltung ist des weiteren vorzugsweise an jede zweite Elektrode in Längsrichtung davon angeschlossen und besitzt einen Übertragungsleitungsverbindungsanschluss an beiden Seiten in Richtung der Breite der zweiten Elektroden.

Wiederum kann alternativ die Elektrodenzusammenschaltung mit der Mehrzahl von zweiten Elektroden verzahnt sein und besitzt einen Übertragungsleitungsverbindungsanschluss an beiden Seiten in der kurzen Richtung der zweiten Elektroden.

Die vorliegende Erfindung wird in der nachfolgenden Beschreibung unter Bezugnahme auf die Zeichnung erläutert.
1A zeigt eine typische Draufsicht auf einen FET einer ersten bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
1B zeigt eine Querschnittsansicht entlang Linie IB-IB' von 1A;
2 zeigt eine äquivalente Schaltung des FET's von 1, wenn sich der FET in einem Durchlasszustand befindet;
3 zeigt eine äquivalente Schaltung des FET's von 1, wenn sich der FET in einem Sperrzustand befindet;
4 zeigt ein Smithsches Leitungsdiagramm;
5 zeigt ein schematisches Diagramm einer für den FET verwendeten Schaltung mit einem Eingang und drei Ausgängen;
6 zeigt eine typische Draufsicht auf den FET einer zweiten bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
7A zeigt eine typische Draufsicht auf den FET einer ersten alternativen Version der ersten bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
7B zeigt eine Querschnittsansicht entlang der Linie VIIB-VIIB' von 7A;
8 zeigt eine typische Draufsicht auf den FET einer zweiten alternativen Version der zweiten bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
9 zeigt eine typische Draufsicht auf den FET einer dritten alternativen Version der zweiten bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
10A zeigt eine typische Draufsicht auf den FET einer vierten alternativen Version der ersten bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
10B zeigt eine Querschnittsansicht entlang Linie XB-XB' von 10A;
11 zeigt eine typische Ansicht des FET's einer zweiten alternativen Version der zweiten bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
12 zeigt eine typische Ansicht des FET's einer dritten bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
13 zeigt eine äquivalente Schaltung des FET's von 12;
14 zeigt eine äquivalente Schaltung des FET's von 1, wenn sich der FET in dem Durchlasszustand befindet;
15 zeigt eine äquivalente Schaltung des FET's von 1, wenn sich der FET in dem Sperrzustand befindet;
16 zeigt ein Smithsches Leitungsdiagramm;
17A zeigt eine typische Draufsicht auf den herkömmlichen FET, sog. inferner St. d. T.;
17B zeigt eine Querschnittsansicht entlang Linie XVIIB-XVIIB' von 17A;
18 zeigt eine äquivalente Schaltung des FET's von 17;
19 zeigt eine äquivalente Schaltung des FET's von 17, wenn sich der FET in dem Durchlasszustand befindet;
20 zeigt eine äquivalente Schaltung des FET's von 17, wenn sich der FET in dem Sperrzustand befindet; und
21 zeigt ein Smithsches Leitungsdiagramm.
Die bevorzugten Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung werden unter Bezugnahme auf die zugehörigen Figuren beschrieben.
(1) Erste Ausführungsform
Ein FET 1 einer ersten bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung entsprechend 1 arbeitet als Halbleiterschalter eines einpoligen Ausschaltertyps (SPST, single-pole, single-throw). Aus 1 ergibt sich, dass dieser FET eine im allgemeinen kammförmige Gateelektrode, die eine Mehrzahl von Gateelektrodenkontaktzungen besitzt und an eine Stromversorgungszusammenschaltung angeschlossen ist, und eine Sourceelektrodenanordnung aufweist, welche eine Mehrzahl von Sourceelektroden enthält, die mittels jeweiliger Luftbrücken zusammengeschaltet sind. Von der Mehrzahl der Sourceelektroden sind zwei Elektroden, welche den Enden der Sourceelektrodenanordnung gegenüberliegen, an wenigstens ein Kontaktloch angeschlossen.
Diese Konfiguration erleichtert ein Verkürzen des Abstands von jeder Sourceelektrode zu dem Kontaktloch und kann dadurch die durch das Kontaktloch hinzugefügte Induktivitätskomponente verringern, wenn der FET ein- oder ausgeschaltet wird. Ein Erhöhen der Impedanz Z_on, wenn der FET eingeschaltet wird, und ein Verringern der Impedanz Z_off, wenn der FET ausgeschaltet wird, können somit unterdrückt werden, und es kann somit die Schaltcharakteristik verbessert werden.
1A zeigt eine Draufsicht auf den FET 1, welcher auf einem (nicht dargestellten) Halbleitersubstrat mit einer Erdungsschicht gebildet ist, und 1B zeigt eine Querschnittsansicht durch Linie IB-IB' von 1A. Drainelektrodenkontaktzungen 2 und 3 sind im wesentlichen parallel zu den kammförmigen Gateelektrodenkontaktzungen 13, 14, 15 und 16 angeordnet und mit Drainzusammenschaltungen 4 und 6 verbunden, welche an gegenüberliegenden Enden der Drainkontaktzungen angeordnet sind. Die Gateelektrodenkontaktzungen 13, 14, 15 und 16 sind an die Gatestromversorgungszusammenschaltung 17 angeschlossen. Es wird festgestellt, dass die Drainzusammenschaltung 4 und die Gatestromversorgungszusammenschaltung 17 durch einen Isolator an Punkten 20a und 20b isoliert sind, wo sie sich kreuzen.
Wie in 1B dargestellt sind die Sourceelektrode 8 und die Sourceelektrode 9 durch eine leitende Luftbrücke 11 verbunden, welche die Gateelektrodenkontaktzungen 13 und 14 und die Drainelektrodenkontaktzunge 2 überbrückt. Die Sourceelektrode 9 und die Sourceelektrode 10 sind durch eine leitende Luftbrücke 12 verbunden, welche die Gateelektrodenkontaktzungen 15 und 16 und die Drainelektrodenkontaktzunge 3 überbrückt. Sourceelektroden 8 und 9 sind jeweils an ein Kontaktloch 18 bzw. 19 angeschlossen, welche direkt mit einer Erdungsschicht eines (nicht dargestellten) Halbleitersubstrats verbunden sind.
Es wird festgestellt, dass die Anzahl von Kontaktlöchern, an welche die Sourceelektroden 8 und 10 angeschlossen sind, wenigstens eins und vorzugsweise größer als eins sein kann.
2 zeigt eine äquivalente Schaltung des oben beschriebenen FET's 1, welcher als SPST-Schalter in einer MMIC-Anordnung verwendet wird, und es wird eine spezifische Gatespannung Vg angelegt, um den FET 1 einzuschalten. Induktivitäten 21 und 22 von 2 sind die Induktivitätskomponente L' des Entwurfs des FET's 1. Induktivitäten 23 und 24 stellen jeweilige Induktivitätskomponenten Ls der Kontaktlöcher 18 und 19 dar. Ein Widerstand 25 ist der Source-Drain-Widerstand R_on in dem FET 1. Wenn der Widerstand R_on einige Ω beträgt, kann die an dem Knoten a beobachtete Impedanz Z_on des FET's 1 in etwa durch die folgende Gleichung (1) ausgedrückt werden: Zon = Ron + j2πf(2L' + LSsum) (1) wobei die Induktivitätskomponente L' die Induktivität ist, welche sich aus der Rekonstruktion des Schaltelements 1 ergibt, und die Induktivität Ls_sum die Summe der Induktivitätskomponenten Ls der vorgesehenen zwei oder mehr Kontaktlöcher ist.
In der in 2 dargestellten äquivalenten Schaltung ist die Anzahl der parallel angeschlossenen Induktivitätskomponenten Ls (Induktivitäten 23 und 24) proportional zu der Anzahl der an die Sourceelektrode angeschlossenen Kontaktlöcher. Wenn bei dieser beispielhaften Ausführungsform die Induktivitätskomponente eines senkrecht zu der Übertragungsleitung angeordneten Kontaktlochs an einer Seite Ls₀ ist und die Anzahl von an die Sourceelektroden 8 und 10 angeschlossenen Kontaktlöcher an beiden Enden n beträgt, kann insgesamt Ls_sum der Induktivität Ls von einem oder mehreren Kontaktlöchern, welche an beiden Seiten senkrecht zu der Übertragungsleitung angeschlossen sind, durch die folgende Gleichung (2) ausgedrückt werden: Ls0/2 >= Lssum > Ls/n (2)
Aus der Gleichung (1) ergibt sich, dass die an dem Knoten a von 2 beobachtete Impedanz Z_on sich in Verbindung mit einem Ansteigen der Frequenz f des zugeführten Hochfrequenzsignals erhöht. Wenn die Impedanz Z_on ansteigt, wird der Teil des Hochfrequenzsignals, welches auf der Übertragungsleitung 5 fließt, abgeleitet und fließt zu der Übertragungsleitung 7 infolge einer Widerstandsteilung, obwohl die Gesamtheit des Hochfrequenzsignals zu den Erdungsleitern 26 und 27 fließen sollte. Daher kann die Gesamtinduktivität Ls_sum der Kontaktlöcher auf weniger als die Hälfte wie in der Gleichung (2) dargestellt als Ergebnis des Anschließens der Sourceelektroden an jedem Ende eines oder mehrerer Kontaktlöcher wie oben beschrieben reduziert werden.
Es ist daher möglich ein Ansteigen der Impedanz Z_on in Verbindung mit einem Ansteigen der Frequenz des Hochfrequenzsignals deutlich zu unterdrücken, wodurch die Schaltcharakteristik deutlich verbessert wird, insbesondere der Signalverlust verringert und die Isolierung des FET's 1 erhöht wird, wenn der letztgenannte eingeschaltet wird.
3 zeigt eine äquivalente Schaltung des oben beschriebenen FET's, welcher als SPST-Schalter in einer MMIC-Anordnung verwendet wird, und es wird die der Gatestromversorgungszusammenschaltung 17 zugeführte Spannung auf einen Pegel unterhalb der Drainstromabschnürspannung Vp des FET's 1 geschaltet, um den FET 1 auszuschalten. Die Kapazität C_off stellt eine Source-Drain-Kapazität in dem FET 1 dar. Die an dem Knoten a beobachtete Impedanz Z_off des FET's wird durch die folgende Gleichung (3) dargestellt. Zoff = –j/(2πf·Coff) + j2πf(2L + Lssum) = –j{1 – 4π2f2·Coff(2L + Lssum)}/(2πf·Coff) (3)
Aus der Gleichung (3) ergibt sich, dass sich die an dem Knoten a von 3 beobachtete Impedanz Z_off in Verbindung mit einem Ansteigen der Frequenz f des zugeführten Hochfrequenzsignals verringert. Jedoch kann die Gesamtinduktivität Ls_sum der Kontaktlöcher auf weniger als die Hälfte wie in der Gleichung (2) dargestellt als Ergebnis des Verbindens zweier oder mehrerer Kontaktlöcher mit den Sourceelektroden wie oben beschrieben reduziert werden.
Es ist daher möglich ein Ansteigen der Impedanz Z_off in Verbindung mit einem Ansteigen der Frequenz des Hochfrequenzsignals deutlich zu unterdrücken, wodurch die Schaltcharakteristik deutlich verbessert wird, insbesondere der Signalverlust reduziert wird und die Isolierung des FET's 1 erhöht wird, wenn der letztgenannte ausgeschaltet wird.
4 zeigt ein Smithsches Leitungsdiagramm, welches die Impedanz Z_on und die Impedanz Z_off darstellt, welche in der Figur durch schwarze Punkte angezeigt sind, von dem Knoten a in 2 und 3 aus betrachtet, wenn ein Hochfrequenzsignal einer Frequenz f = 75 GHz hindurchtritt. Die Impedanz Z_on' und die Impedanz Z_off' werden, wenn lediglich ein Kontaktloch wie ein Kontaktloch 18 vorhanden ist, welches lediglich mit einer der zwei Sourceelektroden wie einer Sourceelektrode 8 verbunden ist, durch die gestrichelte Linie in 4 angezeigt. Die Impedanz Z_on und die Impedanz Z_off werden, wenn ein Kontaktloch 18 mit der Sourceelektroden 8 verbunden ist und ein anderes Kontaktloch 19 mit der Sourceelektrode 10 wie bei dieser beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung verbunden ist, durch die durchgezogenen Linien in 4 angezeigt.
Wie aus der Figur bestätigt kann ein Ansteigen der Impedanz Z_on und ein Verringern der Impedanz Z_off durch An ordnen eines Kontaktlochs an jedem der Sourceelektroden an dem Ende effizient unterdrückt werden.
Es wird festgestellt, dass die Kopplungskapazität des Hochfrequenzsignals und das Kontaktloch symmetrisch gebildet sind und die Hochfrequenzcharakteristik dadurch stabilisiert werden kann, wenn Kontaktlöcher 18 und 19 symmetrisch zueinander und senkrecht zu der Richtung angeordnet werden, in welcher das Hochfrequenzsignal sich durch die Übertragungsleitung bewegt.
Es wird weiter festgestellt, dass der FET 1 Übertragungsleitungen 5 und 7 besitzt, welche mit derselben Leitung mit zwei Kontaktlöchern 18 und 19 verbunden sind, die symmetrisch zu der Übertragungsleitung angeordnet sind, so dass die Kontaktlöcher 18 und 19 die Übertragungsleitung schneiden. Diese Konfiguration erleichtert den Entwurf des FET's als Halbleiterschalter.
Die Verwendung des FET's 1, welcher wie oben beschrieben als 3-Wege-Schalter auf einem einzigen Halbleitersubstrat gebildet ist, wird unten erläutert. Wie oben beschrieben besitzt dieser FET 1 zwei verbundene Übertragungsleitungen 5 und 7, die auf einer einzigen geraden Leitung gebildet sind. Es ist daher möglich eine Übertragungsleitung in der Signaleingaberichtung anzuordnen und die anderen zwei Übertragungsleitungen um 90° und 270° bezüglich der Signaleingangsrichtung versetzt anzuordnen, wodurch ein gleicher Abstand von dem Signaleingangsanschluss zu jedem Schalter sichergestellt wird. Dementsprechend ist es möglich einen 3-Wege-Schalter mit niedrigem und gleichem Verlust in jedem Schaltpfad zu bilden.
Die in 1 dargestellten Kontaktlöcher 18 und 19 des FET's 1 können in einem FET 1' wie in 6 dargestellt durch Erdungsplatten 150 und 151 ersetzt werden, die auf einer Oberfläche des Substrats angeordnet sind. In dem Fall des FET's 1 von 6 ist die Erdungsplatte 150 mit der Sourceelektrode 8 verbunden, und es ist die Erdungsplatte 151 mit der Sourceelektrode 10 verbunden. Die Impedanz Z_on, wenn der FET 1' eingeschaltet ist, und die Impedanz Z_off, wenn er ausgeschaltet ist, können wie in Gleichungen (1) bis (3) dargestellt ausgedrückt werden und wurden oben unter Bezugnahme auf den FET 1 beschrieben. Eine weitere Beschreibung davon wird somit unten ausgelassen.
(2) Erste alternative Version der ersten Ausführungsform.
7A zeigt eine typische Draufsicht auf einen FET 30 einer alternativen Version des in 1 dargestellten FET's 1 der vorliegenden Erfindung; und 7B zeigt eine Querschnittsansicht entlang Linie VIIB-VIIB' von 7A. Der FET 30 unterscheidet sich von FET 1 dahingehend, dass ein Kontaktloch mit einer Drainelektrode in dem FET 30 verbunden ist, wohingegen die Kontaktlöcher mit den Sourceelektroden in dem FET 1 wie oben beschrieben verbunden sind.
In dem FET 30 sind wie in 7 dargestellt Übertragungsleitungen 41 und 43 in einer einzigen geraden Leitung angeordnet, und zwei Kontaktlöcher 34 und 36 schneiden die Übertragungsleitungen 41 und 43.
Die linken Enden der Drainelektrodenkontaktzungen 31 und 32 sind wie in der Figur dargestellt durch eine Drainzusammenschaltung 33 mit dem Kontaktloch 34 verbunden. Die rechten Enden der Drainelektrodenkontaktzungen 31 und 32 sind wie in der Figur zu sehen durch die Drainzusammenschaltung 35 mit dem Kontaktloch 36 verbunden. Die Sourceelektrode 37 und die Sourceelektrode 38 sind durch eine leitende Luftbrücke 50 verbunden, welche Gateelektrodenkontaktzungen 44 und 45 und die Drainelektrodenkontaktzunge 31 überbrückt. Die Sourceelektrode 38 und die Sourceelektrode 39 sind durch eine leitende Luftbrücke 51 verbunden, welche die Gateelektrodenkontaktzungen 46 und 47 und die Drainelektrodenkontaktzunge 32 überbrückt. Die Sourceelektroden 37 und 39 sind jeweils mit einer Sourcezusammenschaltung 40 bzw. 42 verbunden. Generell sind kammförmige Gateelektrodenkontaktzungen 44, 45, 46 und 47 mit der Gatestromversorgungszusammenschaltung 48 verbunden. Diese Gatestromversorgungszusammenschaltung 48 ist von der Drainzusammenschaltung 33a und 33b dort, wo sie sich an Überschneidungen 49a und 49b kreuzen, durch eine dazwischen befindliche Isolierschicht isoliert.
Die Impedanz Z_on, wenn der FET 30 eingeschaltet ist, und die Impedanz Z_off, wenn er ausgeschaltet ist, können wie in den Gleichungen (1) bis (3) dargestellt ausgedrückt werden und wurden unter Bezugnahme auf den FET 1 beschrieben. Es wird somit eine weitere Beschreibung davon unten ausgelassen.
Die Kontaktlöcher 34 und 36 des in 7 dargestellten FET's 30 können in einem FET 30' wie in 8 dargestellt durch Erdungsplatten 160 und 161 ersetzt werden, welche auf einer Oberfläche des Substrats angeordnet sind. In dem Fall des FET's 30' von 8 ist die Erdungplatte 160 mit der Drainzusammenschaltung 33a, 33b verbunden, und es ist die Erdungsplatte 161 mit der Drainzusammenschaltung 35a und 35b verbunden. Die Impedanz Z_on, wenn der FET 30' eingeschaltet ist, und die Impedanz Z_off, wenn er ausgeschaltet ist, können wie in den Gleichungen (1) bis (3) dargestellt ausgedrückt werden und wurden oben unter Bezugnahme auf den FET 1 beschrieben. Eine weitere Beschreibung davon wird somit unten ausgelassen.
(3) Zweite Ausführungsform
Ein FET 60 einer zweiten bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist dadurch charakterisiert, dass ein Kontaktloch zum direkten Erden einer Sourceelektrode bereitgestellt wird, welches für jede Sourceelektrode vorgesehen wird. Diese Konfiguration ermöglicht es die Induktivität Ls jedes Kontaktlochs an der Einschalt- oder Ausschaltimpedanz Z_on oder Z_off weiter zu reduzieren. Als Ergebnis kann die Schaltcharakteristik, d.h. ein niedriger Verlust und eine hohe Isolierung, weiter deutlich verbessert werden.
9 zeigt eine Draufsicht auf den FET 60 der zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Jede Sourceelektrode 65, 66 und 67 besitzt ein Kontaktloch 68, 69 bzw. 70 zum Verbinden der zugeordneten Sourceelektroden direkt mit der Erdungsschicht eines (nicht dargestellten) Halbleitersubstrats. Das rechte Ende jeder Drainelektrodenkontaktzunge 61 und 62 ist wie in der Figur dargestellt mit einer Drainzusammenschaltung 63 verbunden. Das linke Ende jeder Drainelektrodenkontaktzunge 61 und 62 ist wie aus der Figur ersichtlich mit einer Drainzusammenschaltung 64 verbunden. Die zwischen den Sourceelektroden und Drainelektroden angeordneten Gateelektrodenkontaktzungen 71, 72, 73 und 74 sind mit der Gatestromversorgungszusammenschaltung 75 verbunden. Die Gatestromversorgungszusammenschaltung 75 ist von der Drainzusammenschaltung 64 dort durch eine Isolierung isoliert, wo sie sich an Überschneidungen kreuzen.
Im Vergleich mit dem FET 1 der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung verkürzt dieser FET 60 der zweiten Ausführungsform den Abstand zwischen einer Sourceelektrode und einem Kontaktloch und reduziert dadurch weiter die Gesamtinduktivität Ls_sum.
(4) Erste Variation der zweiten Ausführungsform
10A zeigt eine Draufsicht auf eine erste Variation 80 des FET's der zweiten bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, und 10B zeigt eine Querschnittsansicht entlang Linie XB-XB' von 10A.
In diesem FET 80 besitzt jede Sourceelektrode 86, 87 und 88 ein Kontaktloch 89, 90 und 91, welches mit einer Erdungsschicht eines Halbleitersubstrats verbunden ist. Eine Drainzusammenschaltung 83 und eine Drainelektrodenkontaktzunge 81 sind durch eine leitende Luftbrücke 97 verbunden, welche die Sourceelektrode 86 und eine Gateelektrodenkontaktzunge 92 überbrückt. Die Drainelektrodenkontaktzunge 81 und die Drainelektrodenkontaktzunge 82 sind durch eine leitende Luftbrücke 98 verbunden, welche Gateelektrodenkontaktzungen 93 und 94 und eine Sourceelektrode überbrückt. Die Drainelektrodenkontaktzunge 82 und eine Drainelektrodenzusammenschaltung 84 sind durch eine leitenden Luftbrücke 99 verbunden, welche eine Gateelektrodenkontaktzunge 95 und eine Sourceelektrode 88 überbrückt. Die üblicherweise kammförmig ausgebildeten Gateelektrodenkontaktzungen 92, 93, 94 und 95 sind mit einer Gatestromversorgungszusammenschaltung 96 verbunden.
Die in dem FET 80 somit enthaltene Gatestromversorgungszusammenschaltung 96 kreuzt nicht irgendeine Source- oder Drainelektrode, wodurch die Konfiguration des FET's weiter vereinfacht wird.
Im Vergleich mit dem FET 1, dem FET' 1, dem FET 30 und dem FET 30' verkürzt der FET 80 dieser Ausführungsform der vorliegenden Erfindung verkürzt den Abstand von der Sourceelektrode zum Kontaktloch und kann dadurch die Gesamtinduktivität Ls_sum weiter reduzieren. D.h. der FET 80 dieser beispielhaften Ausführungsform reduziert weiter die Impedanz Z_on, welche von der Drainzusammenschaltung 83 aus beobachtet wird, ebenso wie die Impedanz im Ausschaltzustand Z_off erhöht wird. Die Schaltcharakteristik kann somit weiter verbessert werden.
(5) Zweite Variation der zweiten Ausführungsform
11 zeigt eine Draufsicht auf den FET 100 einer zweiten Variation der zweiten bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Bei dem FET 100 besitzen die Sourceelektroden 104, 105 und 106 jeweils ein mit einem Erdungsleiter auf der Rückseite des Substrats verbundenes Kontaktloch. Drainelektrodenkontaktzungen 101 und 102 sind mit einer Drainzusammenschaltung 103 an dem rechten Ende wie aus 11 ersichtlich derart verbunden, dass sie die Sourceelektroden 104, 105 und 106 nicht schneiden.
Wie der in 10 dargestellte FET 80 kann ebenfalls der FET 100 dieser Variation die Gesamtinduktivität Ls_sum zwischen Sourceelektroden und Kontaktlöchern weiter reduzieren. Als Ergebnis kann dieser FET 100 ein Erhöhen der Impedanz im Einschaltzustand Z_on und ein Verringern der Impedanz im Ausschaltzustand Z_off unterdrücken. Als Ergebnis kann die Schaltcharakteristik weiter verbessert werden.
(6) Dritte Ausführungsform
12 zeigt eine Draufsicht auf einen FET 200 einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Dieser FET 200 unterscheidet sich von dem in 1 dargestellten FET 1 durch zusätzliche Resonanzleitungen 201 und 202. Die Resonanzleitung 201 besitzt eine Induktivität Lc und verbindet ein Kontaktloch 18 und eine Übertragungsleitung 7. Die Resonanzleitung 202 besitzt dieselbe Induktivität Lc wie die Resonanzleitung 201 und verbindet ein Kontaktloch 19 und eine Übertragungsleitung 7.
13 zeigt eine äquivalente Schaltung des FET's 200, welcher als SPST-Schalter in einer MMIC-Anordnung verwendet wird, wenn eine bestimmte Gatespannung Vg angelegt wird, um den FET 200 einzuschalten. Induktivitäten 21 und 22 entsprechend 12 sind die Induktivitätskomponente L' des FET's 200. Induktivitäten 23 und 24 sind die Induktivitätskomponenten Ls der Kontaktlöcher 18 und 19. Ein Widerstand 25 ist der Source-Drain-Widerstand R_on in dem FET 200. Wenn der Widerstand R_on einige Ω beträgt, kann die Impedanz Z_on des FET's 200, welche an einem Knoten p beobachtet wird, entsprechend der folgenden Gleichung 4 erlangt werden. Zon = [1/(Ron + jπf·2L) + 1/(j2πf·Lc)]–1 + LSsum (4)
Wie aus der Gleichung (4) ersichtlich erhöht sich die Impedanz Z_on in Verbindung mit einem Erhöhen der Frequenz f des zugeführten Hochfrequenzsignals.
14 zeigt eine äquivalente Schaltung des FET's 200, welcher als SPST-Schalter in einer MMIC-Anordnung verwendet wird, wenn die der Gatestromversorgungszusammenschaltung 17 zugeführte Spannung auf einen Pegel unter der Drainstromabschnürspannung Vp des FET's 200 umgeschaltet wird, um den FET 200 auszuschalten. Die Kapazität C_off ist die Source-Drain-Kapazität in dem FET 200. Die an dem Knoten a beobachtete Impedanz Z_off des FET's 200 ergibt sich entsprechend der Gleichung (5). Zoff = [{j2πf(2L' + (1/Coff)}–1 + 1/j2πLc]–1 + Lssum = j2πf(Lc – 4π2f2·2L'·Coff·Lc)/1 – 4π2f2·2L'· Coff(2L' + Lc) (5)
Wenn L' < Lc gilt, wird die Impedanz Z_off etwa gleich unendlich, falls die Resonanzleitungen 201 und 202 mit einer Induktivität Lc verwendet werden, die der Gleichung (6) genügt. Es wird dann möglich den FET 200 als im wesentlichen offenen Anschluss bezüglich eines Hochfrequenzsignals mit der Frequenz F zu behandeln, und es kann eine ideale Schaltcharakteristik, d.h. eine hohe Isolierung erzielt werden. 4π2f2·Coff·Lc = 1 (6)
15 zeigt ein Smithsches Leitungsdiagramm, welches die durch die schwarzen Punkte in der Figur angezeigten Impedanzen Z_on und Z_off an dem Knoten p[B, sic] in 13 und 14 darstellt, wenn ein Hochfrequenzsignal einer Frequenz f gleich 75 GHz hindurchtritt. Aus der Figur ergibt sich, dass der FET 200 dieser beispielhaften Ausführungsform die Impedanz Z_on im Vergleich mit dem FET 1 der ersten Ausführungsform weiter reduzieren kann und die Impedanz Z_off auf einen effektiv unbegrenzten Pegel erhöhen kann. Als Ergebnis kann die Schaltcharakteristik in einem ausgeschalteten Zustand weiter verbessert werden.
(7) Variation der dritten Ausführungsform
16 zeigt eine Draufsicht auf den FET 300 einer alternativen Version der dritten Ausführungsform der Erfindung. Der FET 300 unterscheidet sich von dem in 7 dargestellten FET 30 dahingehend, dass das Kontaktloch 54 und die Übertragungsleitung 43 durch eine Resonanzleitung 301 verbunden sind, welche eine Induktivität Lc aufweist, und dass ein Kontaktloch 56 und die Übertragungsleitung 43 durch eine Resonanzleitung 302 verbunden sind, welche dieselbe Induktivität Lc wie die Resonanzleitung 301 aufweist.
Die Impedanz im Einschaltzustand Z_on und die Impedanz im Ausschaltzustand Z_off des FET's 300 können ebenfalls aus den Gleichungen (4) bis (6) abgeleitet werden, die bezüglich des in 12 dargestellten FET's 200 beschrieben wurden, und es wird somit eine weitere Beschreibung unten ausgelassen.
Vorstehend wurde ein Millimeterband-Halbleiterschaltkreis offenbart. Ein Halbleiterschalter besitzt eine Mehrzahl von parallel angeschlossenen FET's, welche jeweils Gateelektroden aufweisen, die mit ersten und zweiten Elektroden auf einem Halbleitersubstrat verzahnt bzw. ver schachtelt sind. Eine Elektrodenzusammenschaltung stellt in Längsrichtung der ersten Elektroden eine Verbindung zu wechselseitig benachbarten ersten Elektroden in der Mehrzahl der FET's her. Eine weitere Elektrodenzusammenschaltung verbindet zweite Elektroden in der Mehrzahl der FET's in einer Richtung, welche die erste Elektrodenzusammenschaltung schneidet. Eine Erdungsleitung stellt eine Verbindung von wenigstens zweien der zweiten Elektroden zur Masse an den äußersten Positionen der zweiten Elektroden in der Mehrzahl der FET's her.

Claims

Millimeterband-Halbleiterschaltkreis mit einem Feldeffekttransistor (FET 1; FET 30) als Schaltelement für die Millimeterband-Übertragungsleitung (5, 7; 41, 43), welcher zwischen der Millimeterband-Übertragungsleitung und Masse angeordnet ist, mit: einer kammförmig ausgebildeten Gateelektrode (13–17; 44–48), welche eine Mehrzahl von Gateelektrodenzinken (13–16; 44–47)) aufweist und mit einem Stromversorgungspfad (17; 48) verbunden ist; ersten Elektroden (2, 3; 31, 32) und zweiten Elektroden (8, 9, 10; 37, 38, 39), welche in einer abwechselnden Folge mit der Mehrzahl von Gateelektrodenzinken (13–16; 44–47) angeordnet sind, die dazwischen mit einem bestimmten Intervall angeordnet sind; einer ersten Elektrodenzusammenschaltung (4, 6; 33a, 33b, 35a, 35b), welche die Mehrzahl von ersten Elektroden (2, 3; 31, 32) an jedem längsseitigen Ende der ersten Elektroden zusammenschaltet; einer zweiten Elektrodenzusammenschaltung (11, 12; 50, 51) zur Verbindung benachbarter zweiter Elektroden (8, 9, 10; 37, 38, 39) mittels einer Luftbrücke; und einer Erdungsleitung (34, 36; 18, 19) zum Anschließen der ersten Elektrodezusammenschaltung (4, 6; 33a, 33b, 35a, 35b) oder der zwei zweiten Elektroden (8, 10; 37, 39), die an beiden Enden in Verbindungsrichtung lokalisiert sind und mittels der zweiten Elektrodenzusammenschaltung (11, 12; 50, 51) verbunden sind, an Masse; wobei die Übertragungsleitung (5, 7; 41, 43) mit der ersten Elektrodenzusammenschaltung (4, 6; 33a, 33b, 35a, 35b) oder den zweiten Elektroden (8, 10; 37, 39) verbunden ist, welche an beiden Enden in Verbindungsrichtung lokalisiert sind und mittels der zweiten Elektrodenzusammenschaltung (11, 12; 50, 51) verbunden sind, die nicht mit der Erdungsleitung (34, 36; 18, 19) verbunden ist.
Millimeterband-Halbleiterschaltkreis nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die ersten Elektroden (2, 3; 31, 32) die Drainelektroden und die zweiten Elektroden (8, 9, 10; 37, 38, 39) die Sourceelektroden sind.
Millimeterband-Halbleiterschaltkreis nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die ersten Elektroden (2, 3; 31, 32) die Sourceelektroden und die zweiten Elektroden (8, 9, 10; 37, 38, 39) die Drainelektroden sind.
Millimeterband-Halbleiterschaltkreis nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Erdungsleitung (34, 36; 18, 19) mittels eines Kontaktlochs die erste Elektrodenzusammenschaltung (4, 6; 33a, 33b, 35a, 35b) oder die zwei zweiten Elektroden (8, 10; 37, 39), welche an beiden Enden in Verbindungsrichtung lokalisiert und durch die zweite Elektrodenzusammenschaltung (11, 12; 50, 51) zusammengeschaltet sind, mit Masse verbindet.
Millimeterband-Halbleiterschaltkreis nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Erdungsleitung (34, 36; 18, 19) die erste Elektrodenzusammenschaltung (4, 6; 33a, 33b, 35a, 35b) oder die zwei zweiten Elektroden (8, 10; 37, 39), welche an beiden Enden in Verbindungsrichtung lokalisiert und durch die zweite Elektrodenzusammenschaltung (11, 12; 50, 51) zusammengeschaltet sind, mittels einer Erdungsplatte (160; 161; 150, 151) direkt mit Masse verbindet.
Millimeterband-Halbleiterschaltkreis nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die erste Elektrodenzusammenschaltung (4, 6; 33a, 33b, 35a, 35b) und die zweite Elektrodenzusammenschaltung (11, 12; 50, 51) mittels einer Resonanzschaltung (21–27), welche eine bestimmte Reaktanz aufweist, wechselseitig verbunden sind.
Millimeterband-Halbleiterschaltkreis mit einem Feldeffekttransistor (FET 60; FET 80), welcher als Schaltelement zwischen Masse und einer Millimeterband-Übertragungsleitung (5, 7) angeordnet ist, mit: einer kammförmig ausgebildeten Gateelektrode (71–75), welche eine Mehrzahl von Gateelektrodenzinken (71–74) aufweist, die mit einem Stromversorgungspfad (75) verbunden sind; ersten Elektroden (61, 62; 81, 82) und zweiten Elektroden (65, 66, 67; 86, 87, 88), welche mit einer bestimmten Lücke zu jeder der in der Mehrzahl vorkommenden Gateelektrodenzinken (71–74) wechselseitig verzahnt sind; einer Erdungsleitung (68, 69, 70; 89, 90, 91) zum direkten Verbinden jeder der in der Mehrzahl vorkommenden zweiten Elektroden (65, 66, 67; 86, 87, 88) mit Masse; und einer Elektrodenzusammenschaltung (63, 64; 83, 84) zum Zusammenschalten der in der Mehrzahl vorkommenden ersten Elektroden (61, 62; 81, 82) und zum Anschließen an die Übertragungsleitung (5, 7) an zwei gegenüberliegenden Punkten.
Millimeterband-Halbleiterschaltkreis nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Elektrodenzusammenschaltung (63, 64) eine Verbindung zu jeder ersten Elektrode (61, 62) in Längsrichtung davon herstellt und einen Übertragungsleitungsverbindungsanschluss an beiden Seiten in Längsrichtung der ersten Elektroden (61, 62) aufweist.
Millimeterband-Halbleiterschaltkreis nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Elektrodenzusammenschaltung (83, 84) benachbarte erste Elektroden (81, 82) mittels einer Luftbrücke (98) in Richtung der Breite der ersten Elektroden (81, 82) verbindet und einen Übertragungsleitungsverbindungsanschluss an beiden Seiten in Richtung der Breite der ersten Elektroden (81, 82) aufweist.
Millimeterband-Halbleiterschaltkreis nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Elektrodenzusammenschaltung (103) mit der Mehrzahl von ersten Elektroden (101, 102) verbunden ist und einen Übertragungsleitungsverbindungsanschluss an beiden Seiten in der kurzen Richtung der ersten Elektroden (101, 102) aufweist.