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Die Erfindung betrifft ein Schaltnetzteil
mit einem Hochfrequenztransformator, dessen Primärwicklung mit einem Schalter
in Reihe liegt, der von einem Treiber-IC mit einer Schaltfrequenz taktweise schaltbar
ist; mit einer Rückkopplung
eines lastproportionalen Signals zu dem Treiber-IC zur lastabhängigen Einstellung
der Schaltfrequenz sowie mit einer Überlast-Sicherungseinrichtung,
die das Netzteil beim Auftreten eines über einem Grenzwert liegenden
Zeitintegrals des sekundärseitigen
Laststroms abschaltet oder herunterregelt. Ein derartiges Schaltnetzteil
ist insbesondere vorgesehen, um in Videorecordern eingesetzt zu
werden.
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Schaltnetzteile werden in zahlreichen
elektronischen Geräten
verwendet, um aus einer Netzspannung die zum Versorgen der elektronischen Bauteile
notwendige Niedervoltgleichspannung zu erzeugen, beispielweise 12
V. Dabei haben sich Schaltnetzteile gegenüber konventionellen Netzteilen
mit Netztransformatoren in vielen Anwendungsfällen durchgesetzt, da sie ab
einer gewissen Leistungsklasse einen besseren Wirkungsgrad aufweisen
und insbesondere einen geringeren Platzbedarf haben. Letzteres ist
insbesondere darauf zurückzuführen, dass
anstelle der Netzspannung eine hochfrequente Wechselspannung transformiert wird,
die statt der üblichen
Netzfrequenz von 50 Hz oder 60 Hz beispielsweise im Bereich von
20 kHz bis 200 kHz liegen kann. Da die erforderlichen Windungszahlen
des Transformators umgekehrt proportional zur Frequenz sinken, lassen
sich dadurch die Kupferverluste stark reduzieren und der notwendige
Transformator ist wesentlich kleiner.
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Um den Wirkungsgrad weiter zu optimieren, sind
insbesondere primär
getaktete Schaltnetzteile bekannt, bei denen die auf der Primärseite des
Hochfrequenztransformators durch den Schalter, beispielsweise einen
bipolaren Transistor, erzeugte Frequenz in Abhängigkeit von der auf der Sekundärseite des
Netzteils anliegenden Last geregelt wird, um eine Sättigung
des Hochfrequenztransformators zu vermeiden.
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Die zur Regelung notwendige Rückkopplung wird
bei bekannten Schaltnetzteilen realisiert, indem entweder die an
einer Hilfswindung abgegriffene Versorgungsspannung für die Regelelektronik
zugleich als Regelgröße verwendet
wird, oder aber indem mittels eines Optokopplers, der Primärseite und
Sekundärseite
galvanisch trennt, eine Meßgröße für die sekundärseitig
anliegende Last erzeugt wird.
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Die bekannten Treiber-ICs, beispielsweise des
Typs TDA 4605 der Firma Siemens, weisen darüber hinaus Funktionen auf,
mit denen sich das gesamte Schaltnetzteil bei Anliegen einer zu
hohen sekundärseitigen
Last abschalten oder herunterregeln läßt.
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Eine solche Regelcharakteristik gemäß dem Stand
der Technik ist in 3 dargestellt.
Eine Versorgungsspannung von + 12 V wird so lange stabilisiert,
bis der sekundärseitige
Laststrom 2A überschreitet.
Sodann wird gemäß der in 3 ersichtlichen Kurve die
Ausgangsspannung des Schaltnetzteiles durch entsprechendes Verändern der
Taktfrequenz so weit abgesenkt, daß entsprechend der Laststrom
verringert wird.
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Bei zahlreichen Anwendungsfällen wird
der Grenzwert – in 3 beispielsweise 2A – so festgelegt,
daß eine
Beschädigung
der Sekundärseite
des Schaltnetzteiles mit Sicherheit ausgeschlossen werden kann.
Dabei muß das
Schaltnetzteil insgesamt so dimensioniert sein, daß die einzelnen
Bauteile, insbesondere die Gleichrichter auf der Sekundärseite,
für den
maximalen Laststrom ausgelegt sind.
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Bei zahlreichen Anwendungsfällen ist
jedoch absehbar, daß für geringe
Dauer ein hoher Laststrom auf der Sekundärseite anliegen wird. Ein Beispiel
für einen
solchen Anwendungsfall sind Videorecorder, die über mehrere Servomotoren verfügen, um
beispielsweise das Laden der Bandkassette zu bewerkstelligen und
das Magnetband zum Abspielen in der typischen Ω-Form um die Kopftrommel des
Videorecorders zu legen. Beim Einlegen einer Bandkassette und beim
Starten des Videorecorders kommt es daher zu hohen Lastströmen auf
der Sekundärseite
des Schaltnetzteiles, die jedoch im sonstigen Betrieb des Videorecorders
nicht auftreten. Bei bisher bekannten Schaltnetzteilen mußte das
gesamte Schaltnetzteil auf diesen maximalen Belastungsfall ausgelegt
sein, d.h. gemäß der Regelcharakteristik
in 3 muß der Abregelgrenzwert
für den
maximal zugelassenen sekundärseitigen
Laststrom so gewählt
sein, daß die Regelung
des Schaltnetzteiles dann nicht abregelt, wenn die genannten Servomotoren
ihren benötigten Laststrom
ziehen.
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Es ist offensichtlich, daß insbesondere
die sekundärseitigen
Gleichrichter eines solchen Schaltnetzteiles daher für den größten Teil
ihrer Betriebszeit in einem solchen Gerät, beispielsweise einem beschriebenen
Videorecorder, überdimensioniert
sind.
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Andererseits können moderne Halbleiterbauelemente,
insbesondere Gleichrichterdioden, für gewisse Zeiten Belastungen
verarbeiten, die höher sind,
als die Nennbelastungen, oberhalb derer das Bauteil langfristig
Schaden nimmt und im ungünstigsten
Fall durch Überhitzung
eine Brandgefahr darstellt.
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Ein Schaltnetzteil der eingangs erwähnten Art
ist durch
DE 43 10
513 C1 bekannt. Dabei wird am Fußpunkt der Primärwicklung
ein lastproportionales Signal erzeugt, das einer Spitzengleichrichtung unterzogen
wird. Das gleichgerichtete Signal wird mit einem Kondensator geglättet, in
einem ersten Verstärker
verstärkt
und am Eingang eines Komparators mit einer vorgegebenen Referenzspannung
verglichen. Das Ausgangssignal des Komparators gelangt auf eine
Verzögerungsschaltung,
die eine Schalteinrichtung nur dann durchschaltet, wenn nach Ablauf der
Verzögerungszeit
das Ausgangssignal des Komparators anzeigt, dass immer noch das
lastproportionale Signal größer ist
als die Referenzspannung. Demzufolge wird die von der Schaltstufe
bewirkte Abschaltung der Ansteuerung des Lastschalters durch den
Treiber-IC mittels eines RESET-Signals dann erzeugt, wenn der Überlastfall
für eine
gewisse Zeit vorliegt. Eine sehr große Überlastspannung kann daher
erst nach Ablauf der eingestellten Verzögerungszeit zum Abschalten
des Netzteils führen.
Schäden, die
innerhalb der Verzögerungszeit
durch große Überspannungen
oder Überströme auftreten
können, sind
daher mit der bekannten Schaltung nicht zu vermeiden.
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Der vorliegenden Erfindung liegt
daher die Aufgabe zugrunde, ein Schaltnetzteil der eingangs erwähnten Art
mit einer verbesserten Ansteuerung einer Überlastsicherungseinrichtung
anzugeben.
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Zur Lösung dieser Aufgabe ist erfindungsgemäß das Schaltnetzteil
der eingangs erwähnten
Art dadurch gekennzeichnet, dass mit der Schaltfrequenz des Treiber-IC ein weiterer Schalter
taktbar ist, über
den ein Ladekonsensator mit dem lastproportionalen Signal aufladbar
ist, dass der Ladekondensator einerseits über einen Entladezweig mit
Masse und andererseits mit der Basis eines Schalttransistors verbunden
ist, mit dem die Verbindung zwischen Treiber-IC und Schalter unwirksam
schaltbar ist.
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Während
bei dem nächstkommenden
Stand der Technik die Überlastsicherung
dadurch realisiert ist, dass ein Schalttransistor durch eine Steuereinrichtung
unwirksam geschaltet wird, wenn ein Überlastfall länger als
eine gewisse Laufzeit eines Verzögerungsgliedes
vorliegt, ermöglicht
die erfindungsgemäße Aufladung
des Ladekondensators mit dem lastproportionalen Signal eine sofortige
Abschaltung auch bei einer zwar kurzzeitigen, jedoch großen Überlastung.
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In einer bevorzugten Ausführungsform
kann vorgesehen sein, dass zumindest ein weiterer Transistor in
Abhängigkeit
vom Ladezustand des Kondensators leitend wird und direkt oder indirekt
eine Spannungsbeaufschlagung des Kondensators unabhängig von
dem sekundärseitigen
Lastzustand des Schaltnetzteiles bewirkt. Auf diese Weise wird ein
sogenannter "Latch-Effekt", d.h. eine Art Verriegelungseffekt
geschaffen. Ist von der erfindungsgemäßen zusätzlichen Überlast-Sicherungseinrichtung einmal erkannt
worden, daß ein Überlastzustand
vorliegt, so läßt sich
bei einer solchen Ausführungsform
das Schaltnetzteil erst dann wieder in Betrieb nehmen, wenn zuvor
die Netzspannung abgeschaltet worden ist, beispielsweise indem der
Stecker eines Videorecorders, in den das Schaltnetzteil eingebaut
ist, aus der Steckdose gezogen worden ist.
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Weitere bevorzugte Ausführungsformen
der Erfindung sind in den Unteransprüchen beschrieben.
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Die Erfindung wird im folgenden anhand
von in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispielen näher beschrieben.
In der Zeichnung zeigen:
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1 – den Schaltplan
eines erfindungsgemäßen Schaltnetzteiles,
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2 – den Schaltplan
gemäß 1, erweitert um zusätzliche
Bauelemente für
eine zusätzliche Verriegelungsschaltung
(Latch-Schaltung), und
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3 – die bereits
vorstehend beschriebene Abregelcharakteristik gemäß dem Stand
der Technik.
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Wie 1 zeigt,
wird eine Netzwechselspannung AC, beispielsweise 230 V bei 50 Hz
zunächst
in einem Brückengleichrichter
D6 gleichgerichtet, und mittels eines Glättungskondensators C9 geglättet. Die
so gewonnene Gleichspannung wird mittels eines Bipolar-Transistors
in MOS-FET-Bauweise M2 geschaltet und erzeugt einen Erregerstrom in
der Primärspule
des Hochfrequenztransformators T1. Der Gate-Anschluß des MOS-FET
M2 ist über
einen Spannungsteiler R10/R9 mit dem entsprechenden Ausgang eines
Treiber-IC's IC
verbunden. Im Takt der vom IC vorgegebenen Hochfrequenz schaltet
MOS-FET M2 durch. Die entstehende Hochfrequenzspannung wird im Hochfrequenztransformator T1
auf das gewünschte
Maß heruntertransformiert. Die
entstehende Sekundär-Wechselspannung
wird mittels einer Gleichrichterdiode D5 gleichgerichtet und mittels
eines Glättungskondensators
C6 geglättet.
Ein Siebnetzwerk C7/L2/C8 unterdrückt die Restwelligkeit, so
daß eine
geglättete
Gleichspannung hoher Qualität,
beispielsweise 12 V, am Sekundärausgang
zur Versorgung der diversen elektronischen Baugruppen zur Verfügung steht.
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Die Versorgungsspannung +Vcc des ICs wird über eine Hilfswicklung AUX
vom Transformator T1 abgegriffen. Die abgegriffene Wechselspannung
wird über
einen Vorwiderstand R11 und eine Gleichrichterdiode D7 gleichgerichtet
und durch einen Ladekondensator C10 geglättet.
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Zur Rückkopplung für die beschriebene Überlast-Sicherung
gemäß dem Stand
der Technik ist ein Netzwerk R12/C11 und ein Vorwiderstand R13 in
einer entsprechenden Rückkopplungsleitung
LRK vorgesehen, die zu einem entsprechenden
Eingang des ICs führt.
Mit der bis hier beschriebenen Schaltung wird gemäß dem Stand
der Technik eine Regelcharakteristik ermöglicht, wie sie in 3 dargestellt ist und in
der Beschreibungseinleitung bereits abgehandelt worden ist. Dabei
wird die in der Hilfswicklung AUX abgegriffene Spannung als Regelgröße aufgefaßt, die
indirekt Aufschluß gibt über den
sekundärseitig
anliegenden Laststrom.
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Anstelle der in 1 dargestellten Rückkopplung mit Hilfe der in
der Hilfswicklung AUX abgegriffenen Spannung ist es auch denkbar,
die am Kondensator C8 beispielsweise anliegende Ausgangsspannung
auf der Sekundärseite
mit Hilfe eines Optokopplers umzusetzen und auf der Primärseite des Schaltnetzteils
als Regelgröße zu verwenden.
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Erfindungsgemäß vorgesehen ist ein zusätzlicher
Transistor Q4, der im leitenden Zustand den Treiberausgang des ICs
auf Masse legt. Der Transistor Q4 schaltet dann durch, wenn die
Spannung an einem Kondensator C5, der in 1 parallel zur Basis-Ermitter-Strecke des Transistors Q4
geschaltet ist, hoch genug ist. Der Kondensator C5 wird von der hinter
der Gleichrichterdiode D7 anliegenden Hilfsspannung über einen
Transistor Q3 und den Vorwiderstand R6 geladen. Der Transistor Q3
wird von der gleichen Taktspannung des IC's angesteuert wie auch der Leistungs-MOS-FET
M2. Der Transistor Q3 schaltet daher immer dann durch, wenn auch
M2 durchgeschaltet wird.
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Da die Ladespannung für den Kondensator C5
direkt abhängig
ist von der in der Hilfswicklung AUX induzierten Spannung, die wiederum
abhängig ist
von der taktweisen Schaltung des Schalters (MOS-FET) M2, wird im
Kondensator C5 eine Spannung aufintegriert, die ein direktes Maß ist für die zeitliche
Belastung des Schaltnetzteiles.
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Neben den impulsförmigen Ladestößen, die über AUX/R11/D7/Q3/R6
den Kondensator C5 aufladen, wird dieser in den Zwischenintervallen über R6/R8
entladen.
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Ist die Belastung des Schaltnetzteiles über einen
längeren
Zeitraum hoch, so wird eine durch C5, R6 und R8 bestimmbare Konstante überschritten
und Q4 wird leitend. Der Treiberausgang des ICs wird auf Masse gelegt
und M2 sperrt, gleichbedeutend mit einem Abschalten des Schaltnetzteiles,
das so vor weiterer Überlastung
geschützt
wird.
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Dabei läßt sich über geschicktes Wählen der Zeitkonstante
des Netzwärks
R8/R6/C5 erreichen, dass – vgl. 3 – beispielsweise ein sekundärseitiger
Laststrom von 1,5 A über
eine Zeit von beispielsweise 50 s zugelassen wird, während bei
Erreichen eines Stromes von 2 A die konventionelle Überlast-Sicherung herunterregelt.
Auf diese Weise kann beispielsweise die in 1 gezeichnete sekundärseitige Gleichrichterdiode
D5 kleiner dimensioniert werden, als dies bisher möglich war.
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2 zeigt
ein erfindungsgemäßes Schaltnetzteil
gemäß 1, bei dem zusätzlich ein
Verriegelungs-Transistor Q5 mit Vorwiderständen R15 und R14 vorgesehen
ist.
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Übersteigt
die am Kondensator C5 anliegende Spannung einen festgelegten Grenzwert,
so wird nicht nur Q4 leitend und leitet das am Gate-Anschluß von M2
liegende Potential zur Masse hin ab, sondern zusätzlich wird auch Q5 leitend
und schaltet die über einen
Vorwiderstand R15 reduzierte Mehrspannung, die an C9 liegt, über eine
Leitung LL auf die Basis von Q3. Wegen der
vergleichsweise hohen Kapazität
von C9 liegt nun an der Basis von Q3 immer eine Spannung an, die
Q3 im leitenden Zustand hält,
so daß der Kondensator
C5 nicht nur während
der vom IC am Treiberausgang generierten Impulse geladen wird, sondern
kontinuierlich. Der Kondensator C5 kann sich daher über R6/R8
nicht mehr so weit entladen, daß Q4
wieder in den Sperrzustand übergeht.
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Im Ergebnis bleibt das Schaltnetzteil
daher abgeschaltet, wenn der festgelegte Grenzwert, ausgedrückt beispielsweise
in As, erstmalig überschritten
worden ist.