DE102022101876B4

DE102022101876B4 - Magnetic core for current sensors

Info

Publication number: DE102022101876B4
Application number: DE102022101876.8A
Authority: DE
Inventors: Friedrich Lenhard
Original assignee: Vacuumschmelze GmbH and Co KG
Current assignee: Vacuumschmelze GmbH and Co KG
Priority date: 2022-01-27
Filing date: 2022-01-27
Publication date: 2023-08-24
Anticipated expiration: 2042-01-28
Also published as: DE102022101876A1

Abstract

Gemäß einem Ausführungsbeispiel umfasst die Stromsensoranordnung einen Magnetkern, einen Primärleiter, eine erste Kompensationswicklung und eine zweite Kompensationswicklung, welche mittels des Magnetkerns magnetisch gekoppelt sind, sowie eine Sensorelektronik. Die Sensorelektronik weist eine mit der ersten Kompensationswicklung gekoppelte erste Treiberstufe, welche einen ersten Kompensationsstrom für die erste Kompensationswicklung erzeugt, sowie eine mit der zweiten Kompensationswicklung gekoppelte zweite Treiberstufe, welche einen zweiten Kompensationsstrom für die zweite Kompensationswicklung erzeugt, auf. Die Sensorelektronik weist weiter eine Differenzverstärkerschaltung auf, die dazu ausgebildet ist, einen Ausgangsstrom zu erzeugen, der die Differenz zwischen dem zweiten und dem ersten Kompensationsstrom repräsentiert. In einem Ausgangsknoten der Sensorelektronik überlagern sich der erste Kompensationsstrom und der Ausgangsstrom der Differenzverstärkerschaltung, wobei der resultierende Summenstrom von dem Ausgangsknoten über einen Ausgangswiderstand hin zu einem Referenzpotentialknoten fließt.According to one exemplary embodiment, the current sensor arrangement includes a magnetic core, a primary conductor, a first compensation winding and a second compensation winding, which are magnetically coupled by means of the magnetic core, and sensor electronics. The sensor electronics have a first driver stage coupled to the first compensation winding, which generates a first compensation current for the first compensation winding, and a second driver stage, coupled to the second compensation winding, which generates a second compensation current for the second compensation winding. The sensor electronics also have a differential amplifier circuit that is designed to generate an output current that represents the difference between the second and the first compensation current. The first compensation current and the output current of the differential amplifier circuit are superimposed in an output node of the sensor electronics, the resulting total current flowing from the output node via an output resistance to a reference potential node.

Description

TECHNISCHES GEBIETTECHNICAL AREA

Die vorliegende Beschreibung betrifft das Gebiet der Stromsensoren, insbesondere einen Closed-Loop-Kompensationsstromsensor.The present description relates to the field of current sensors, in particular a closed-loop compensation current sensor.

HINTERGRUNDBACKGROUND

Zur berührungslosen und damit potenzialfreien Messung eines elektrischen Stromes in einem Leiter sind zum einen so genannte direktabbildende Stromsensoren bekannt, welche den durch den Strom verursachten magnetischen Fluss, beispielsweise mittels Hallsensoren oder Magnetfeldsonden, in einem magnetischen Kreis erfassen und ein zur Stromstärke proportionales Messsignal erzeugen. Derartige direktabbildende Stromsensoren werden auch als Open-Loop-Stromsensoren bezeichnet, welche keinen geschlossenen Regelkreis aufweisen.For non-contact and therefore potential-free measurement of an electric current in a conductor, so-called direct imaging current sensors are known, which detect the magnetic flux caused by the current, for example by means of Hall sensors or magnetic field probes, in a magnetic circuit and generate a measurement signal proportional to the current intensity. Direct imaging current sensors of this type are also referred to as open-loop current sensors, which do not have a closed control loop.

Des Weiteren sind Kompensationsstromsensoren bekannt, bei denen mit Hilfe eines geschlossenen Regelkreises in einem Magnetkreis (Eisenkern) kontinuierlich ein magnetisches Gegenfeld gleicher Größe wie das Magnetfeld des zu messenden Stromes erzeugt wird, sodass ständig eine (annähernd) vollständige Magnetfeldkompensation bewirkt wird und aus den Parametern zur Erzeugung des Gegenfeldes die Größe des zu messenden Stromes ermittelt werden kann. Zu diesem Zweck weisen Kompensationsstromsensoren üblicherweise eine Primärwicklung und eine Sekundärwicklung auf, die um einen weichmagnetischen Eisenkern gewickelt sind. Die Primärwicklung führt den zu messenden Strom (Primärstrom) und weist häufig nur eine einzige Wicklung auf. Der durch die Sekundärwicklung fließende Strom (Sekundärstrom) wird so geregelt, dass die Magnetfeldkomponenten, die von Primärstrom und Sekundärstrom erzeugt werden, einander aufheben (destruktive Überlagerung). Bei einem Restmagnetfeld (residual magnetic field) von annähernd null, kann der Sekundärstrom als Messwert für den Primärstrom herangezogen werden, wobei der Proportionalitätsfaktor zwischen Primärstrom und Sekundärstrom im Wesentlichen von dem Verhältnis der Windungszahlen von Primär- und Sekundärwicklung bestimmt wird. Beispiele für Kompensationsstromsensoren, bei denen mindestens zwei Kompensationswicklungen vorgesehen sind, sind in den Publikationen DE 102013207275 A1 und DE 102013207277 A1 beschrieben.Furthermore, compensation current sensors are known in which a magnetic opposing field of the same size as the magnetic field of the current to be measured is continuously generated with the help of a closed control circuit in a magnetic circuit (iron core), so that (almost) complete magnetic field compensation is constantly effected and from the parameters for Generation of the opposing field, the size of the current to be measured can be determined. For this purpose, compensation current sensors usually have a primary winding and a secondary winding, which are wound around a soft-magnetic iron core. The primary winding carries the current to be measured (primary current) and often only has a single winding. The current flowing through the secondary winding (secondary current) is regulated in such a way that the magnetic field components generated by the primary current and the secondary current cancel each other out (destructive superposition). With a residual magnetic field of almost zero, the secondary current can be used as a measured value for the primary current, with the proportionality factor between the primary current and the secondary current being essentially determined by the ratio of the number of turns of the primary and secondary winding. Examples of compensation current sensors, in which at least two compensation windings are provided, are in the publications DE 102013207275 A1 and DE 102013207277 A1 described.

Die Elektronik zur Regelung und Messung des Sekundärstromes ist ein Bestandteil des Kompensationsstromsensors, wobei verschiedene Kompensationsstromsensoren sich einerseits in der Art der Messung des Restmagnetfeldes und andererseits in der Art der Erzeugung und Regelung des Sekundärstroms unterscheiden, wobei die Magnetfeldmessung häufig mittels sogenannten Flux-Gate-Sonden bewerkstelligt wird. Die Erfinder haben es sich zur Aufgabe gemacht, bestehende Konzepte zur Implementierung von Kompensationsstromsensoren zu verbessern. Designziele sind unter anderem ein vergleichsweise hoher Strommessbereich, eine hohe Genauigkeit und eine kurze Reaktionszeit auf Veränderungen des Primärstroms. Gleichzeitig ist es wünschenswert, die Verlustleistung bei der Ansteuerung der Sekundärwicklung gering zu halten und die Größe des Sensorgehäuses (welches auch den Magnetkern enthält) klein zu halten.The electronics for controlling and measuring the secondary current is part of the compensation current sensor, with various compensation current sensors differing on the one hand in the way they measure the residual magnetic field and on the other hand in the way they generate and control the secondary current, with the magnetic field measurement often being carried out using so-called flux gate probes is accomplished. The inventors have set themselves the task of improving existing concepts for implementing compensation current sensors. Design goals include a comparatively high current measurement range, high accuracy and a short response time to changes in the primary current. At the same time, it is desirable to keep the power loss when driving the secondary winding low and to keep the size of the sensor housing (which also contains the magnet core) small.

ZUSAMMENFASSUNGSUMMARY

Diese Aufgabe wird durch den die Stromsensoranordnung gemäß Anspruch 1 und das Verfahren gemäß Anspruch 12 gelöst. Verschiedene Ausführungsbeispiele und Weiterentwicklungen sind Gegenstand der abhängigen Ansprüche.This object is achieved by the current sensor arrangement according to claim 1 and the method according to claim 12. Various embodiments and further developments are the subject of the dependent claims.

Ein weiteres Ausführungsbeispiel betrifft ein Verfahren zum Betrieb einer Kompensationsstromsensors. Demnach umfasst das Verfahren das Erzeugen eines ersten Kompensationsstroms für eine erste Kompensationswicklung des Kompensationsstromsensors sowie das Erzeugen eines zweiten Kompensationsstroms für eine zweite Kompensationswicklung des Kompensationsstromsensors, wobei die erste Kompensationswicklung und die zweite Kompensationswicklung mittels eines Magnetkerns mit einem Primärleiter magnetisch gekoppelt sind. Das Verfahren umfasst weiter das Erzeugen eines Ausgangsstroms, der die Differenz zwischen dem zweiten und dem ersten Kompensationsstrom repräsentiert, sowie das Kombinieren des Ausgangsstroms und des ersten Kompensationsstroms, sodass diese sich überlagern, wobei der resultierende Summenstrom (oder eine dazu proportionale Ausgangsspannung) als Messwert für einen im Primärleiter fließenden Primärstroms dient.A further exemplary embodiment relates to a method for operating a compensation current sensor. Accordingly, the method includes generating a first compensation current for a first compensation winding of the compensation current sensor and generating a second compensation current for a second compensation winding of the compensation current sensor, the first compensation winding and the second compensation winding being magnetically coupled to a primary conductor by means of a magnetic core. The method further includes generating an output current that represents the difference between the second and the first compensation current, and combining the output current and the first compensation current so that they overlap, with the resulting total current (or an output voltage proportional thereto) as a measured value for a primary current flowing in the primary conductor.

Figurenlistecharacter list

Nachfolgend werden Ausführungsbeispiele anhand von Abbildungen näher erläutert. Die Darstellungen sind nicht zwangsläufig maßstabsgetreu und die Ausführungsbeispiele sind nicht nur auf die dargestellten Aspekte beschränkt. Vielmehr wird Wert darauf gelegt, die den Ausführungsbeispielen zugrunde liegenden Prinzipien darzustellen. In den Abbildungen zeigt:

1 illustriert anhand eines Blockschaltbildes die Grundstruktur eines Kompensationsstromsensors mit Flux-Gate-Sonde.
2 illustriert ein Ausführungsbeispiel eines neuen Kompensationsstromsensors.
3 ist eine Verallgemeinerung des Beispiels aus 2.
4 illustriert ein Beispiel einer Referenzspannungsquelle, welche mittels einer PWM-Treiberstufe implementiert ist.
5 illustriert als weiteres Beispiel einer Referenzspannungsquelle eine Modifikation der Schaltung aus 4.
6 illustriert ein Beispiel einer PWM-Treiberstufe, die in dem Ausführungsbeispiel gemäß 2 eingesetzt werden kann.

Exemplary embodiments are explained in more detail below with the aid of illustrations. The illustrations are not necessarily to scale and the exemplary embodiments are not limited only to the aspects illustrated. Rather, emphasis is placed on presenting the principles on which the exemplary embodiments are based. In the pictures shows:

1 uses a block diagram to illustrate the basic structure of a compensation current sensor with a flux gate probe.
2 12 illustrates an embodiment of a new compensation current sensor.
3 is a generalization of the example 2 .
4 illustrates an example of a reference voltage source implemented using a PWM driver stage.
5 FIG. 11 illustrates a modification of the circuit as another example of a reference voltage source 4 .
6 illustrates an example of a PWM driver stage used in the embodiment according to FIG 2 can be used.

DETAILLIERTE BESCHREIBUNGDETAILED DESCRIPTION

Die hier beschriebenen Ausführungsbeispiele betreffen ein neues Konzept, in einem Kompensationsstromsensor die von einem Primärstrom erzeugte Magnetfeldkomponente zu kompensieren. Bevor verschiedene Aspekte der Sensorelektronik im Detail diskutiert werden, wird vorab die an sich bekannte Grundstruktur eines Kompensationsstromsensors kurz beschrieben. Ein Beispiel ist in 1 dargestellt.The exemplary embodiments described here relate to a new concept for compensating for the magnetic field component generated by a primary current in a compensation current sensor. Before various aspects of the sensor electronics are discussed in detail, the basic structure of a compensation current sensor, which is known per se, is briefly described in advance. An example is in 1 shown.

Gemäß 1 umfasst der Stromsensor einen weichmagnetischen Kern 2, der mit einer Primärwicklung 12 (oft nur eine einzige Windung), und einer Sekundärwicklung/Kompensationswicklung 1 magnetisch gekoppelt ist. Die Primärwicklung 12 führt den zu messenden Primärstrom i_P und die Kompensationswicklung 1 führt den Kompensationsstrom is (Sekundärstrom). Die von Primärstrom i_P und Sekundärstrom is verursachten magnetischen Flusskomponenten überlagern sich in dem Kern 2 destruktiv, wobei der resultierende magnetische Fluss im Kern 2 auf null geregelt wird. Das heißt, die von Primär- und Sekundärstrom erzeugten Magnetfeldkomponenten sind annähernd gleich groß und überlagern sich destruktiv. Die Regelung erfolgt mit Hilfe der später noch genauer erläuterten Sensorelektronik 40.According to 1 the current sensor comprises a soft-magnetic core 2 which is magnetically coupled to a primary winding 12 (often only a single turn) and a secondary winding/compensation winding 1 . The primary winding 12 carries the primary current i _P to be measured and the compensation winding 1 carries the compensation current is (secondary current). The magnetic flux components caused by the primary current i _P and the secondary current is are superimposed destructively in the core 2, with the resulting magnetic flux in the core 2 being regulated to zero. This means that the magnetic field components generated by the primary and secondary currents are approximately the same size and are destructively superimposed. The regulation takes place with the help of the sensor electronics 40, which will be explained in more detail later.

Gemäß dem dargestellten Beispiel wird der verbleibende magnetische Fluss mittels einer Magnetfeldsonde 30 gemessen, die einen als „Sensorstreifen“ bezeichneten ferromagnetischen Metallstreifen 31 und eine um den Sensorstreifen 31 gewickelten Sensorspule 32 umfasst. Die Sensorspule 32 ist mit einer Auswerteschaltung 41 verbunden, die ein den magnetischen Fluss (Restmagnetfeld) repräsentierendes Signal B bereitstellt. Verschiedene geeignete Auswerteschaltungen sind an sich bekannt und werden daher hier nicht weiter erläutert. Meist umfasst die Auswerteschaltung 41 einen Oszillator, der einen Erregerstrom i_M erzeugt, der in die Sensorspule 32 eingespeist wird und diese periodisch mit wechselnder Polarität bis zur Sättigung des Sensorstreifens 31 magnetisiert. Aufgrund der symmetrischen, idealerweise rechteckigen Hysteresekennlinie des Sensorstreifens 31, weist eine eventuell vorhandene Unsymmetrie beim abwechselnden Magnetisieren der Sensorspule 32 auf einen magnetischen Fluss im Kern 2 hin, der ungleich null ist (d.h. auf eine unvollständige Kompensation). Diese Unsymmetrie kann ausgewertet werden, um das das Restmagnetfeld repräsentierende Signal B zu erhalten. Die Auswerteschaltung ist mit dem Stromregler 42 gekoppelt, der den Sekundärstrom is so einstellt, dass die erwähnte Unsymmetrie verschwindet bzw. der Messwert B (idealerweise) null wird. Eine derartige Magnetfeldsonde wird auch als Flux-Gate-Sonde bezeichnet. Ein Beispiel ist unter anderem in DE 102008029475 A1 beschrieben.According to the illustrated example, the remaining magnetic flux is measured by means of a magnetic field probe 30 comprising a ferromagnetic metal strip 31 referred to as “sensor strip” and a sensor coil 32 wound around the sensor strip 31 . The sensor coil 32 is connected to an evaluation circuit 41, which provides a signal B representing the magnetic flux (residual magnetic field). Various suitable evaluation circuits are known per se and are therefore not explained further here. The evaluation circuit 41 usually includes an oscillator which generates an excitation current i _M which is fed into the sensor coil 32 and magnetizes it periodically with changing polarity until the sensor strip 31 is saturated. Due to the symmetrical, ideally rectangular hysteresis characteristic of the sensor strip 31, any asymmetry present when the sensor coil 32 is alternately magnetized indicates a magnetic flux in the core 2 which is not equal to zero (ie incomplete compensation). This asymmetry can be evaluated in order to obtain the signal B representing the residual magnetic field. The evaluation circuit is coupled to the current controller 42, which adjusts the secondary current is in such a way that the aforementioned asymmetry disappears or the measured value B (ideally prove) becomes zero. Such a magnetic field probe is also referred to as a flux gate probe. An example is among others in DE 102008029475 A1 described.

In diesem Zustand (Messwert B ist null) ist der Kompensationsstrom is proportional zu dem Primärstrom i_P, wobei der Proportionalitätsfaktor von dem Verhältnis der Windungszahlen von Primärwicklung 12 und Sekundärwicklung 1 abhängt. Der geregelte Kompensationsstrom is kann sehr genau z.B. mittels eines Messwiderstandes 6 (mit Widerstandswert Rs) gemessen werden und der resultierende Messwert (z.B. die Ausgangsspannung Vo=Rs×is) repräsentiert aufgrund der erwähnten Proportionalität den Primärstrom i_P.In this state (measured value B is zero), the compensation current is is proportional to the primary current i _P , the proportionality factor depending on the ratio of the number of turns of primary winding 12 and secondary winding 1 . The regulated compensation current is can be measured very precisely, for example using a measuring resistor 6 (with resistance value Rs) and the resulting measured value (for example the output voltage Vo=Rs×is) represents the primary current i _P due to the proportionality mentioned.

Ein Stromsensor mit Flux-Gate-Sonde benötigt den Magnetkern 2 zur Führung des magnetischen Flusses des zu messenden Primärstroms i_P und des magnetischen Flusses des Sekundärstroms is. Für den Magnetkern sind dabei mehrere Eigenschaften wünschenswert. Er sollte beispielsweise aus einem hochpermeablen weichmagnetischem Material bestehen, um möglichst viele Feldlinien zu „sammeln“. Die magnetische Hysterese ist ein die Messgenauigkeit beeinflussender Parameter. Die Hysterese sollte möglichst klein sein. Das hochpermeable weichmagnetische Material des Kerns bietet im Idealfall auch eine hohe Aussteuerbarkeit, ohne zu sättigen. Der Kern sollte zudem eine Fehlstelle aufweisen, um an einer definierten Position Streufeld zu erzeugen, welches von der Sonde 30 erfasst werden kann, um den Kompensationsstrom is (Sekundärstrom) zu regeln. Wenn der Kompensationsstromsensor zur Messung von Gleichströmen (DC-Ströme) verwendet wird, detektiert die Sonde 30 das Streufeld des Magnetkerns 2 und regelt den Kompensationsstrom is durch die Kompensationswicklung 1 (siehe 1) nach, bis dass der Kern magnetfeldfrei ist.A current sensor with a flux gate probe requires the magnetic core 2 to conduct the magnetic flux of the primary current i _P to be measured and the magnetic flux of the secondary current is. Several properties are desirable for the magnetic core. For example, it should consist of a highly permeable, soft-magnetic material in order to “collect” as many field lines as possible. Magnetic hysteresis is a parameter affecting measurement accuracy. The hysteresis should be as small as possible. Ideally, the highly permeable, soft-magnetic material of the core also offers high dynamic range without saturating. The core should also have a defect in order to generate a stray field at a defined position, which can be detected by the probe 30 in order to regulate the compensation current is (secondary current). When the compensation current sensor is used to measure direct currents (DC currents), the probe 30 detects the stray field of the magnetic core 2 and regulates the compensation current is through the compensation winding 1 (see 1 ) until the core is free of magnetic fields.

Es versteht sich, dass 1 nur ein vereinfachtes Beispiel zeigt, um das Grundprinzip eines Kompensationsstromsensors zu verdeutlichen. Auch die Sensorelektronik ist in 1 lediglich abstrakt dargestellt. Die für die Praxis relevanten Eigenschaften eines Kompensationsstromsensors werden jedoch auch durch die konkrete Ausgestaltung der Sensorelektronik bestimmt. Wie eingangs erwähnt, ist dabei ein vergleichsweise hoher Strommessbereich, eine hohe Genauigkeit und eine kurze Reaktionszeit auf Veränderungen des Primärstroms bei gleichzeitig kleiner Verlustleistung und kleiner Baugröße des Sensorgehäuses wünschenswert.It goes without saying that 1 shows only a simplified example to clarify the basic principle of a compensation current sensor. The sensor electronics are also in 1 presented only abstractly. However, the properties of a compensation current sensor that are relevant in practice are also determined by the specific design of the sensor electronics. As mentioned at the outset, a comparatively large current measurement range, high accuracy and a short response time to changes in the primary current are desirable, while at the same time the power loss is low and the sensor housing is small.

2 illustriert ein Beispiel eines Kompensationsstromsensors, wobei insbesondere jene Teile der Sensorelektronik dargestellt sind, die für die Erzeugung des Sekundärstroms und eines den Primärstrom repräsentierenden Messsignals eingesetzt wird. Die Regelung des Pegels des Sekundärstroms kann mittels einer (in 2 nicht dargestellten) Reglerschaltung bewerkstelligt werden, beispielsweise mit einem Proportionalregler (P-Regler). 2 12 illustrates an example of a compensation current sensor, with those parts of the sensor electronics being shown in particular that are used for generating the secondary current and a measurement signal representing the primary current. The regulation of the level of the secondary current can be done by means of a (in 2 not shown) controller circuit can be accomplished, for example with a proportional controller (P-controller).

In dem in 2 dargestellten Beispiel ist die Sekundärwicklung durch zwei Teilwicklungen 1 und 3 implementiert. Die Aufteilung der Sekundärwicklung in zwei Teile ist an sich bekannt. Anders als in bekannten Konzepten sind die zwei Teilwicklungen 1 und 3 jedoch nicht elektrisch in Serie geschaltet, d.h. der durch die Teilwicklung 1 fließende Strom isi ist nicht notwendigerweise gleich groß wie der durch die Teilwicklung 3 fließende Strom i_S2. Die von den Sekundärströmen isi und i_S2 erzeugten Magnetfeldkomponenten wirken jedoch in dieselbe Richtung und kompensieren im Betrieb die Magnetfeldkomponente des Primärstroms i_P. In dem Beispiel aus 2 sind also drei Wicklungen über den Magnetkern 2 magnetisch gekoppelt, nämlich die Primärwicklung 12 und die beiden Sekundärwicklungen 1 und 3 (Teilwicklungen). Die Primärwicklung 12 hat wie erwähnt in vielen Anwendungen nur eine einzige Windung.in the in 2 In the example shown, the secondary winding is implemented by two partial windings 1 and 3. The division of the secondary winding into two parts is known per se. In contrast to known concepts, however, the two partial windings 1 and 3 are not electrically connected in series, ie the current isi flowing through the partial winding 1 is not necessarily the same as the current i _S2 flowing through the partial winding 3 . However, the magnetic field components generated by the secondary currents isi and i _S2 act in the same direction and compensate the magnetic field components of the primary current i _P during operation. In the example off 2 So three windings are magnetically coupled via the magnetic core 2, namely the primary winding 12 and the two secondary windings 1 and 3 (partial windings). As mentioned, the primary winding 12 has only a single turn in many applications.

Die Sekundärströme isi und i_S2 können beispielsweise von PWM-Treiberstufen (PWM driver stages) erzeugt werden, welche in 2 durch (steuerbare) Stromquellen 4 und 5 repräsentiert werden. PWM-Treiberstufen erzeugen pulsweitenmodulierte (PWM) Ausgangspannungen, wobei die durch die Sekundärwicklungen 1 und 3 fließende Ströme isi und i_S2 von dem Duty-Cycle der Ausgangsspannung der jeweiligen Treiberstufe abhängen. Auf mögliche Implementierungen der PWM-Treiberstufen wird später noch genauer eingegangen. Für die momentane Diskussion ist eine abstrakte Betrachtung der Treiberstufen als Stromquellen ausreichend.The secondary currents isi and i _S2 can be generated, for example, by PWM driver stages (PWM driver stages), which are 2 are represented by (controllable) current sources 4 and 5. PWM driver stages generate pulse width modulated (PWM) output voltages, with the currents isi and i _S2 flowing through the secondary windings 1 and 3 depending on the duty cycle of the output voltage of the respective driver stage. Possible implementations of the PWM driver stages will be discussed in more detail later. For the current discussion, an abstract consideration of the driver stages as current sources is sufficient.

Gemäß 2 sind Strommesswiderstände 6 und 7 mit den Sekundärwicklungen 1 bzw. 3 verbunden. Die Widerstände 6 und 7 können den gleichen Widerstandswert RS aufweisen. Das heißt der Strommesswiderstand 6 ist in Serie zu der Sekundärwicklung 1 geschaltet, und der Strommesswiderstand 7 ist in Serie zu der Sekundärwicklung 3 geschaltet. Der Sekundärstrom isi bewirkt über dem Strommesswiderstand 6 einen Spannungsabfall V₆ (V₆=R_S·i_S1). Gleichermaßen bewirkt der Sekundärstrom i_S2 über dem Strommesswiderstand 7 einen Spannungsabfall V₇ (V₇=R_S·i_S7). Die Spannungen V₆ und V₇ sind Messwerte für die Sekundärströme isi bzw. i_S2.According to 2 current sensing resistors 6 and 7 are connected to the secondary windings 1 and 3, respectively. The resistors 6 and 7 can have the same resistance value RS. That is, the current-measuring resistor 6 is connected in series with the secondary winding 1 and the current-measuring resistor 7 is connected in series with the secondary winding 3 . The secondary current isi causes a voltage drop V ₆ across the current measuring resistor 6 (V ₆ =R _S *i _S1 ). In the same way, the secondary current i causes _S2 across the current measuring resistor there was a voltage drop V ₇ (V ₇ =R _S ·i _S7 ). The voltages V ₆ and V ₇ are measured values for the secondary currents isi and i _S2 , respectively.

Die Spannungen V₆ und V₇ sind den Eingängen eines Differenzverstärkers 20 zugeführt. Der Differenzverstärker 20 erzeugt einen Ausgangsstrom i_DA, welcher von der Stromdifferenz i_S2-i_S1 abhängt. Im dargestellten Beispiel ist der Differenzverstärker 20 so ausgelegt, dass der Ausgangsstrom i_DA folgende Gleichung erfüllt: $i_{DA} = (i_{S2} - i_{S1}) / 2$

The voltages V ₆ and V ₇ are fed to the inputs of a differential amplifier 20 . The differential amplifier 20 generates an output current i _DA which depends on the current difference i _S2 -i _S1 . In the example shown, the differential amplifier 20 is designed in such a way that the output current i _DA satisfies the following equation:

i_{THERE} = (i_{S2} - i_{S1}) / 2

Der Ausgangsstrom i_DA des Differenzverstärkers 20 wird dem ersten Sekundärstrom isi am Ausgangsknoten OUT (Summenknoten) überlagert. Im dargestellten Beispiel ist zwischen den Ausgangsknoten OUT und einem Masseknoten GND ein Ausgangswiderstand 11 geschaltet (Widerstandswert Ro), sodass der Summenstrom $i_{S1} + i_{DA} = (i_{S1} + i_{S2}) / 2$

durch den Ausgangswiderstand 11 fließt und am Ausgangsknoten OUT eine Spannung

Vo = Ro \cdot (i_{S1} + i_{DA}) = Ro \cdot (i_{S1} + i_{S2}) / 2

erzeugt wird. Bei einem Restmagnetfeld von annähernd null ist der Summenstrom i_S1 + i_DA = (i_S1+i_S2)/2 bzw. die Ausgangsspannung V_O ein Messwert für den Primärstrom.The output current i _DA of the differential amplifier 20 is superimposed on the first secondary current isi at the output node OUT (sum node). In the example shown, an output resistor 11 is connected between the output node OUT and a ground node GND (resistance value Ro), so that the total current

i_{S1} + i_{THERE} = (i_{S1} + i_{S2}) / 2

flows through the output resistor 11 and a voltage at the output node OUT

Vo = Ro \cdot (i_{S1} + i_{THERE}) = Ro \cdot (i_{S1} + i_{S2}) / 2

is produced. With a residual magnetic field of approximately zero, the total current i _S1 +i _DA = (i _S1 +i _S2 )/2 or the output voltage V _O is a measured value for the primary current.

Den Gleichungen 2 und 3 liegt die (realistische) Annahme zugrunde, dass die Eingangsströme des Differenzverstärkers 20 im Vergleich zu den Sekundärströmen isi und i_S2 vernachlässigt werden können. Auf die Funktionsweise des Differenzverstärkers 20 wird im Folgenden noch genauer eingegangen.Equations 2 and 3 are based on the (realistic) assumption that the input currents of the differential amplifier 20 can be neglected in comparison to the secondary currents isi and _iS2 . The functioning of the differential amplifier 20 will be discussed in more detail below.

Der Differenzverstärker 20 weist einen Operationsverstärker OA sowie vier Eingangswiderwände 21, 22, 23 und 24 auf, die jeweils den gleichen Widerstandswert R aufweisen können. Der Widerstand 21 verbindet einen ersten Anschluss des Strommesswiderstands 6 (der auch mit der Sekundärwicklung 1 verbunden ist) mit dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers OA, und der Widerstand 22 verbindet einen zweiten Anschluss des Strommesswiderstands 6 mit dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers OA. Analog verbindet der Widerstand 24 einen ersten Anschluss des Strommesswiderstands 7 (der auch mit der Sekundärwicklung 3 verbunden ist) mit dem nicht-invertierenden Eingang des Operationsverstärkers OA, und der Widerstand 22 verbindet einen zweiten Anschluss des Strommesswiderstands 7 mit dem nicht invertierenden Eingang des Operationsverstärkers OA. Der Ausgang des Operationsverstärkers OA ist über einen weiteren Widerstand 25, der ebenfalls den Widerstandswert R aufweist, mit dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers OA verbunden. Der Widerstand 25 bildet also eine Feedback-Schleife. Ein weiterer Widerstand 26 ist zwischen den nicht-invertierenden Eingang des Operationsverstärkers OA und einen Ausgangsknoten des Differenzverstärkers 20 geschaltet, und ein Widerstand 27 mit dem Widerstandswert 2·R_S ist zwischen den Ausgang des Operationsverstärkers OA und den Ausgangsknoten des Differenzverstärkers 20 geschaltet.The differential amplifier 20 has an operational amplifier OA and four input resistors 21, 22, 23 and 24, which can each have the same resistance value R. Resistor 21 connects a first terminal of current sense resistor 6 (which is also connected to secondary winding 1) to the inverting input of operational amplifier OA, and resistor 22 connects a second terminal of current sense resistor 6 to the inverting input of operational amplifier OA. Similarly, resistor 24 connects a first terminal of current sense resistor 7 (which is also connected to secondary winding 3) to the non-inverting input of operational amplifier OA, and resistor 22 connects a second terminal of current sense resistor 7 to the non-inverting input of operational amplifier OA . The output of the operational amplifier OA is connected to the inverting input of the operational amplifier OA via a further resistor 25, which also has the resistance value R. The resistor 25 thus forms a feedback loop. Another resistor 26 is connected between the non-inverting input of operational amplifier OA and an output node of differential amplifier 20, and a resistor 27 having a resistance of 2* _RS is connected between the output of operational amplifier OA and the output node of differential amplifier 20.

Es lässt sich zeigen, dass der am Ausgangsknoten des Differenzverstärkers 20 ausgegebene Strom i_DA gemäß Gleichung 1 von den Spulenströmen isi und i_S2 abhängen. Der Faktor 1/2 in Gleichung 1 wird dadurch bewirkt, dass der Widerstandswert des Widerstands 27 doppelt so groß ist wie die Widerstandswerte R_S der Strommesswiderstände 6 und 7. Der Widerstandswert R der Widerstände 21 bis 26 kann im Bereich von mehreren Kiloohm liegen, beispielsweise 1 - 100 kΩ, insbesondere 10 kΩ, wohingegen der Wert des Widerstands 27 bei einigen wenigen Ohm liegt, beispielsweise 1 - 100 Ω, insbesondere 10 Ω. Der Widerstandswert der Strommesswiderstände 6 und 7 ist wie erwähnt halb so groß, im vorliegenden Beispiel also 0,5 - 5 Ω, insbesondere 5 ,Ω,.It can be shown that the current i _DA output at the output node of the differential amplifier 20 depends on the coil currents isi and i _S2 according to Equation 1. The factor 1/2 in Equation 1 is caused by the fact that the resistance value of the resistor 27 is twice the resistance values R _S of the current measuring resistors 6 and 7. The resistance value R of the resistors 21 to 26 can be in the range of several kiloohms, for example 1-100 kΩ, in particular 10 kΩ, whereas the value of the resistor 27 is a few ohms, for example 1-100 Ω, in particular 10 Ω. As mentioned, the resistance value of the current measuring resistors 6 and 7 is half as large, ie 0.5-5 Ω, in particular 5 Ω, in the present example.

Es versteht sich, dass die in 2 gezeigte Implementierung des Differenzverstärkers 20 nur ein Beispiel ist und die Differenzbildung gemäß Gleichung 1 auch auf andere Weise erreicht werden kann. Es sind eine Vielzahl geeigneter Analogrechenschaltungen bekannt. Selbst eine digitale Berechnung der Differenz gemäß Gleichung 1 ist möglich (unter Verwendung geeigneter Analog-Digital- und Digital-Analog-Wandler).It is understood that the in 2 shown implementation of the differential amplifier 20 is only an example and the difference formation according to equation 1 can also be achieved in other ways. A large number of suitable analog computing circuits are known. Even a digital calculation of the difference according to equation 1 is possible (using suitable analog-to-digital and digital-to-analog converters).

3 illustriert ein weiteres Ausführungsbeispiel, welches als Verallgemeinerung der Schaltung aus 2 angesehen werden kann. Die Anordnung von Magnetkern 2, Primärwicklung 12, Sekundärwicklungen 1 und 3 und Strommesswiderständen 6 und 7 ist in 3 gleich wie in 2. Anstatt den Stromquellen sind in 3 Treiberstufen 4 und 5 dargestellt. In dem dargestellten Beispiel werden die Spannungen V₆ und V₇ mit Hilfe der Spannungs-/Strom-Wandler TA1 und TA2 (z.B. Transkonduktanzverstärker) in entsprechende Ströme ii und i₂ gewandelt. Die Verstärkungen (Transkonduktanzen) der Spannungs-/Strom-Wandler TA1 und TA2 sind im dargestellten Beispiel so eingestellt, dass ii = -isi/2 und i₂ = i_S2/2 gilt. Das heißt, der Verstärker TA1 ist so mit dem Widerstand 6 verbunden, dass der Verstärker TA1 die (negative) Spannung -V₆ „sieht“. Die Ausgänge der Verstärker TA1 und TA2 sind am Summenknoten S miteinander verbunden, sodass sich die Ausgangsströme ii und i₂ addieren. Der resultierende Strom i_DA kann gemäß Gleichung 1 berechnet werden. Wie im vorherigen Beispiel aus 2 wird der Ausgangsstrom i_DA des Differenzverstärkers 20 dem Ausgangsknoten OUT zugeführt, in dem der Strom i_DA mit dem Sekundärstrom isi überlagert wird. Der Gesamtausgangsstrom kann folglich gemäß Gleichung 2 berechnet werden. 3 illustrates another embodiment, which is characterized as a generalization of the circuit 2 can be viewed. The arrangement of magnetic core 2, primary winding 12, secondary windings 1 and 3 and current sense resistors 6 and 7 is in 3 same as in 2 . Instead of the power sources are in 3 Driver stages 4 and 5 shown. In the example shown, the voltages V ₆ and V ₇ are converted into corresponding currents ii and i ₂ with the aid of the voltage/current converters TA1 and TA2 (eg transconductance amplifiers). In the example shown, the gains (transconductances) of the voltage/current converters TA1 and TA2 are set in such a way that ii=−isi/2 and i ₂ =i _s2 /2. That is, the amplifier TA1 is connected to the resistor 6 in such a way that the amplifier TA1 “sees” the (negative) voltage -V ₆ . The outputs of the amplifiers TA1 and TA2 are connected to one another at the summing node S, so that the output currents ii and i ₂ add up. The resulting current i _DA can be calculated according to Equation 1. As in the previous example 2 the output current i _DA of the differential amplifier 20 is fed to the output node OUT, in which the current i _DA is superimposed with the secondary current isi. The total output current can thus be calculated according to Equation 2.

Folgendes gilt allgemein für die Ausführungsbeispiele gemäß 1 und 2. Die Treiberstufen 4 und 5, welche die Sekundärströme isi bzw. i_S2 erzeugen können invers zueinander betrieben werden. Das heißt, bei positiven Sekundärströmen isi und i_S2 arbeitet die Treiberstufe 4 als steuerbare Stromquelle, während die Treiberstufe 5 als steuerbare Stromsenke arbeitet. Bei negativen Sekundärströmen isi und i_S2 ist die Situation umgekehrt und die Treiberstufe 5 arbeitet als Stromquelle, während die Treiberstufe 4 als Stromsenke arbeitet. Die Treiberstufen 4 und 5 können mit einer bipolaren Spannungsversorgung (in 3 nicht dargestellt) versorgt sein, wobei die bipolare Spannungsversorgung symmetrisch sein kann, jedoch nicht unbedingt symmetrisch sein muss.The following applies generally to the exemplary embodiments according to FIG 1 and 2 . The driver stages 4 and 5, which generate the secondary currents isi or _iS2 , can be operated inversely to one another. This means that with positive secondary currents isi and _iS2 , driver stage 4 operates as a controllable current source, while driver stage 5 operates as a controllable current sink. With negative secondary currents isi and _iS2 , the situation is reversed and driver stage 5 operates as a current source, while driver stage 4 operates as a current sink. Driver stages 4 and 5 can be used with a bipolar power supply (in 3 not shown) where the bipolar power supply may be symmetrical, but need not be symmetrical.

Der durch die zweite Sekundärwicklung 3 fließende Sekundärstrom i_S2 wird von einer Referenzspannungsquelle 10 bereitgestellt (Referenzspannung V_REF). Ein positiver Sekundärstrom i_S2 fließt von der Referenzspannungsquelle 10 über den Strommesswiderstand 7 und die Sekundärwicklung 3 zur Treiberstufe 5, die wie erwähnt als Stromsenke arbeitet. Die Referenzspannungsquelle 10 kann ebenfalls durch eine PWM-Treiberstufe implementiert werden (mit Glättungsfilter am Ausgang). Die Referenzspannungsquelle 10 kann steuerbar sein.The secondary current i _S2 flowing through the second secondary winding 3 is provided by a reference voltage source 10 (reference voltage V _REF ). A positive secondary current i _S2 flows from the reference voltage source 10 via the current measuring resistor 7 and the secondary winding 3 to the driver stage 5, which, as mentioned, works as a current sink. The reference voltage source 10 can also be implemented by a PWM driver stage (with a smoothing filter at the output). The reference voltage source 10 can be controllable.

Die hier beschriebenen Ausführungsbeispiele ermöglichen es, bei einer Gleichstrommessung (Primärstrom ist ein Gleichstrom) eine Spannungsversorgung durch Rückspeisung Strom aufnehmen muss, was zu einer unerwünschten Erhöhung der Versorgungsspannung führen kann. Diese Situation kann bei bekannten, mit PWM-Treiberstufen gespeisten Kompensationsstromsensoren mit einfachem Stromausgang auftreten. Bei dem hier beschriebenen Ausführungsbeispiel wird jedoch ein zurückgespeister Strom durch die jeweils andere Sekundärwicklung und deren Treiberstufe aufgenommen (und nicht durch die Spannungsversorgung).The exemplary embodiments described here make it possible, in the case of a direct current measurement (primary current is a direct current), for a voltage supply to have to absorb current through feedback, which can lead to an undesired increase in the supply voltage. This situation can occur with known compensation current sensors fed with PWM driver stages and having a simple current output. In the exemplary embodiment described here, however, a fed-back current is drawn through the respective other secondary winding and its driver stage (and not through the voltage supply).

Des Weiteren kann der zu messende maximale Primärstrom (im Vergleich zu bekannten Konzepten) weiter erhöht werden, indem die von der Referenzspannungsquelle 10 erzeugte interne Referenzspannung V_REF bei hohen Strömen so verschoben wird, dass der Kompensationsstrom in Wicklung 3 erhöht wird. Das hat zur Folge, dass die Summe der Kompensationsströme i_S1+i_S2 entsprechend der Höhe des Primärstroms i_P signifikant erhöht werden kann.Furthermore, the maximum primary current to be measured can be further increased (compared to known concepts) by shifting the internal reference voltage V _REF generated by the reference voltage source 10 at high currents such that the compensation current in winding 3 is increased. The consequence of this is that the sum of the compensation currents i _S1 +i _S2 can be increased significantly in accordance with the magnitude of the primary current i _P .

Bei einer symmetrischen Anordnung des Primärleiters 12 sind die beiden Kompensationsströme isi und i_S2 gleich und der Differenzstrom i_DA (vgl. Gleichung 1) ist null. Es versteht sich, dass eine perfekte symmetrische Anordnung der Wicklungen 12, 1 und 3 in Bezug auf den Magnetkern 2 in der Praxis schwer zu erreichen ist. Bei einer asymmetrischen Anordnung des Primärleiters 12 können die beiden Kompensationsströme isi und i_S2 in der Praxis bis zu rund 10 Prozent voneinander abweichen. Der lineare Differenzverstärker 20 muss also maximal rund 5 Prozent des (mittleren) Kompensationsstromes treiben, was nur zu einer geringen Verlustleistung führt.With a symmetrical arrangement of the primary conductor 12, the two compensation currents isi and i _S2 are equal and the differential current i _DA (cf. equation 1) is zero. It is understood that a perfectly symmetrical arrangement of the windings 12, 1 and 3 with respect to the magnetic core 2 is difficult to achieve in practice. With an asymmetrical arrangement of the primary conductor 12, the two compensation currents isi and _iS2 can deviate from one another by up to around 10 percent in practice. The linear differential amplifier 20 must therefore drive a maximum of around 5 percent of the (average) compensation current, which only leads to a low power loss.

Ebenso kann dadurch eine Asymmetrie zwischen den Kompensationsströmen isi und i_S2 entstehen, dass die Treiberstufen 4 und 5 und/oder die Summe der Widerstände in den beiden Pfaden (Treiberstufe 4, Wicklung 1 und Widerstände R_S und R₀ sowie Treiberstufe 5, Wicklung 3 und Widerstand R_S) voneinander abweichen. Des Weiteren kann eine Asymmetrie zwischen den Kompensationsströmen isi und i_S2 auch entstehen, wenn die Referenzspannung V_REF von Null abweicht. Auch in diesen Fällen wird der lineare Differenzverstärker 20 nur einen Bruchteil des (mittleren) Kompensationsstromes treiben, was lediglich zu einer geringen Verlustleistung führt.An asymmetry between the compensation currents isi and i _S2 can also arise because the driver stages 4 and 5 and/or the sum of the resistances in the two paths (driver stage 4, winding 1 and resistors R _S and R ₀ as well as driver stage 5, winding 3 and resistance R _S ) differ from each other. Furthermore, an asymmetry between the compensation currents isi and _iS2 can also arise if the reference voltage V _REF deviates from zero. In these cases, too, the linear differential amplifier 20 will only drive a fraction of the (mean) compensation current, which only leads to a low power loss.

Die Referenzspannungsquelle 10, auch als _„inteme Referenz“ bezeichnet, wird im Folgenden näher erläutert. Um die Verlustleistung klein zu halten, kann als Referenzspannungsquelle 10 eine getaktete Spannungsquelle verwendet werden. In manchen Ausführungsbeispielen kann die Referenzspannung V_REF konstant sein und nahe null oder gleich null Volt sein. Es kann jedoch nützlich sein, wenn die interne Referenz 10 steuerbar (einstellbar) ist. Zu diesem Zweck kann beispielsweise eine PWM-Treiberstufe verwendet werden, dessen PWM-Ausgangssignal mittels eines passiven Filternetzwerks (z.B. ein LC-Tiefpass) geglättet wird. Wenn die PWM-Treiberstufe zwischen den Versorgungsspannungspegeln +/-U_B (z.B. +/- 15V) hin- und herschaltet, so ist bei einem Duty-Cycle von 50% die geglättete (mittlere) Referenzspannung V_REF ungefähr gleich null Volt. Alternativ zu dem LC-Filter kann auch ein RC-Filter oder ein LCR-Filter verwendet werden. Auch mehrstufige Filteranordnungen sind möglich.The reference voltage source 10, also referred to as _“ internal reference”, is explained in more detail below. In order to keep the power loss small, as a reference voltage source 10, a clocked Span voltage source can be used. In some embodiments, the reference voltage V _REF may be constant and may be near or equal to zero volts. However, it may be useful if the internal reference 10 is controllable (adjustable). A PWM driver stage can be used for this purpose, for example, whose PWM output signal is smoothed by means of a passive filter network (eg an LC low-pass filter). If the PWM driver stage switches back and forth between the supply voltage levels +/- _UB (eg +/-15V), the smoothed (average) reference voltage V _REF is approximately equal to zero volts with a duty cycle of 50%. As an alternative to the LC filter, an RC filter or an LCR filter can also be used. Multi-stage filter arrangements are also possible.

Ein Beispiel ist in 4 dargestellt. Gemäß 4 umfasst die interne Referenz 10 eine PWM-Treiberstufe 12 und einen Glättungsfilter 11, welcher beispielsweise ein LC-Tiefpassfilter (Induktivität L_F, Kapazität C_F) sein kann. Die PWM-Treiberstufe 12 ist im Wesentlichen eine Verstärkerstufe, welche das PWM-Signal S_PWM verstärkt, das der PWM-Treiberstufe 12 zugeführt ist. Wie erwähnt kann das PWM-Signal S_PWM einen konstanten Duty-Cycle von 0,5 (50%) aufweisen, was eine Referenzspannung V_REF von ungefähr null Volt zur Folge hat. Als Signalquelle für das PWM-Signal S_PWM kann die Sensorelektronik der Magnetfeldsonde 30 (siehe 1, Sonde 30, Auswerteschaltung 41) dienen. Bei der Verwendung einer Flux-Gate-Sonde wird wie oben erwähnt, der Sensorstreifen 31 regelmäßig bis zur Sättigung ummagnetisiert, wobei die Zeiten bis zum Erreichen der magnetischen Sättigung von dem zu erfassenden (Rest-) Magnetfeld abhängt. In der Auswerteschaltung 41 der Magnetfeldsonde bestimmen diese Zeiten bis zum Erreichen der magnetischen Sättigung die Ein- und Aus-Zeiten (on and off times) eines PWM-Signals, dessen Duty-Cycle die Information über das Magnetfeld enthält. Dieses PWM-Signal kann nun als Signal S_PWM zur Steuerung der internen Referenz 10 verwendet werden. Da bei einem Kompensationsstromsensor die Magnetfeldsonde nur wenig ausgesteuert wird, ist der Duty-Cycle des PWM-Signals S_PWM ungefähr 0,5 (Ein-Zeit ist ungefähr gleich Aus-Zeit). Geeignete integrierte Schaltungen zum Betrieb einer Flux-Gate-Sonde, sind kommerziell erhältlich (z.B. DRV401 von Texas Instruments).An example is in 4 shown. According to 4 the internal reference 10 includes a PWM driver stage 12 and a smoothing filter 11, which can be, for example, an LC low-pass filter (inductance L _F , capacitance C _F ). The PWM driver stage 12 is essentially an amplifier stage that amplifies the PWM signal S _PWM that is supplied to the PWM driver stage 12 . As mentioned, the PWM signal S _PWM can have a constant duty cycle of 0.5 (50%), resulting in a reference voltage V _REF of approximately zero volts. The sensor electronics of the magnetic field _probe 30 (see 1 , Probe 30, evaluation circuit 41) are used. When using a flux gate probe, as mentioned above, the sensor strip 31 is regularly remagnetized to saturation, with the times until magnetic saturation is reached depending on the (residual) magnetic field to be detected. In the evaluation circuit 41 of the magnetic field probe, these times until magnetic saturation is reached determine the on and off times of a PWM signal whose duty cycle contains the information about the magnetic field. This PWM signal can now be used as signal S _PWM for controlling internal reference 10. Since the magnetic field probe is only slightly modulated in a compensation current sensor, the duty cycle of the PWM signal S _PWM is approximately 0.5 (on time is approximately the same as off time). Suitable integrated circuits for operating a flux gate probe are commercially available (eg DRV401 from Texas Instruments).

Die PWM-Treiberstufe 12 kann auch mit der halben Frequenz der Magnetfeldsonde angesteuert werden, wenn man einen konstanten Duty-Cycle von 0,5 nutzen möchte. Dies ist in dem Beispiel aus 5 der Fall. Die Schaltung aus 5 enthält alle Komponenten der Schaltung aus 4, wobei die interne Referenz 10 eingangsseitig ein D-Latch 13 aufweist, welches als Frequenzteiler arbeitet. Das Signal S_PWM ist dem Takteingang des D-Latch 13 zugeführt und der invertierte Ausgang Q ist an den Eingang D rückgekoppelt. Am nicht invertierten Ausgang Q wird das PWM-Signal mit halber Frequenz ausgegeben. Die Verwendung des PWM-Signals S_PWM, welches von der Magnetfeldsonde zur Verfügung gestellt wird, hat den Vorteil, dass transiente Störspitzen synchron bleiben und besser gefiltert werden können. Ebenfalls in 5 dargestellt, ist die Auswerteschaltung 41 der Magnetfeldsonde 30, welche die Sondenwicklung 31 ansteuert und das PWM-Signal S_PWM bereitstellt, welches von dem erfassten Restmagnetfeld abhängt.The PWM driver stage 12 can also be driven with half the frequency of the magnetic field probe if you want to use a constant duty cycle of 0.5. This is in the example from 5 the case. The circuit off 5 contains all the components of the circuit 4 , The internal reference 10 having a D-latch 13 on the input side, which operates as a frequency divider. The signal S _PWM is fed to the clock input of the D-Latch 13 and the inverted output Q is fed back to input D. The PWM signal is output at half the frequency at the non-inverted output Q. The use of the PWM signal S _PWM , which is made available by the magnetic field probe, has the advantage that transient interference peaks remain synchronous and can be better filtered. also in 5 shown is the evaluation circuit 41 of the magnetic field probe 30, which controls the probe winding 31 and provides the PWM signal S _PWM , which depends on the detected residual magnetic field.

Ein weiterer Vorteil bei der Verwendung des PWM-Signals von der Magnetfeldsonde besteht darin, dass der Messbereich des Kompensationsstromsensors erhöht werden kann. Bei niedrigen Frequenzen und bei einer DC-Messung wird der Messbereich durch den Quotienten aus Versorgungsspannung und die Serienschaltung aus Wicklungswiderständen (R_Cu1 und R_Cu2, nicht dargestellt) und Messwiderständen (siehe 2, Widerstände 6 und 7) begrenzt. Der maximale Pegel i_P,max des Primärstroms i_P ist demnach $i_{P,max} = (N_{S1} {/N}_{P}) \cdot (U_{B}) / (R_{Cu1} + R_{s} + R_{o}) - (N_{S2} {/N}_{P}) \cdot (- U_{B} - V_{REF}) / (R_{Cu2} + R_{s}),$

wobei Nsi und N_S2 die Windungszahlen der Sekundärwicklungen 1 und 3 und N_P die Windungszahl der Primärwicklung bezeichnen (z.B. N_S1 = N_S2 = 2500, N_P=1). Die Spannungen U_B und -U_B sind die Versorgungsspannungen (z.B. ±U_B = ±15V) der bipolaren Versorgung der Treiberstufen 4 und 5.Another advantage of using the PWM signal from the magnetic field probe is that the measuring range of the compensation current sensor can be increased. At low frequencies and with a DC measurement, the measuring range is defined by the quotient of the supply voltage and the series connection of winding resistances (R _Cu1 and R _Cu2 , not shown) and measuring resistors (see 2 , resistors 6 and 7) limited. The maximum level i _P,max of the primary current i _P is accordingly

i_{P,Max} = (N_{S1} {/N}_{P}) \cdot (u_{B}) / (R_{Cu1} + R_{s} + R_{O}) - (N_{S2} {/N}_{P}) \cdot (- u_{B} - V_{REF}) / (R_{Cu2} + R_{s}),

where Nsi and N _S2 denote the number of turns of the

secondary windings

1 and 3 and N _P the number of turns of the primary winding (eg N _S1 = N _S2 = 2500, N _P =1). The voltages U _B and _-UB are the supply voltages (e.g. ± _UB = ±15V) of the bipolar supply for

driver stages

4 and 5.

Wenn dieser maximale Primärstrom i_P,max überschritten wird, wird die Magnetfeldsonde stärker ausgesteuert und der Duty-Cycle des PWM-Signals S_PWM kann sich bis auf ca. 0,8 erhöhen (Tastverhältnis 4: 1). In Folge dessen wird die Referenzspannung V_REF nicht nahe bei 0V sein, sondern wird derart erhöht, dass der Kompensationsstrom i_S2 signifikant größer wird als der Kompensationsstrom isi. So führt unter der Annahme von ±U_B = ±15V, N_S1/N_P=N_S1/N_P =2500 und R_Cu1 + R_S + R_O = R_Cu2 + R_S ≈ 75Ω eine Erhöhung der Referenzspannung von rund 0V auf 9V (entspricht einer Veränderung des Duty-Cycles on 0,5 auf 0,8) zu einer Vergrößerung des maximalen Primärstroms i_Pmax von z.B. 1000A auf 1300A.If this maximum primary current i _P,max is exceeded, the magnetic field probe is driven more strongly and the duty cycle of the PWM signal S _PWM can increase to around 0.8 (duty cycle 4:1). As a result, the reference voltage V _REF will not be close to 0V, but will be increased in such a way that the compensation current i _S2 becomes significantly larger than the compensation current isi. Assuming ±U _B = ±15V, N _S1 /N _P =N _S1 /N _P =2500 and R _Cu1 + R _S + R _O = R _Cu2 + R _S ≈ 75Ω, the reference voltage increases by around 0V to 9V (corresponds to a change in the duty cycle from 0.5 to 0.8) to an increase in the maximum primary current i _Pmax from, for example, 1000A to 1300A.

Da der Differenzverstärker 20 (siehe 2) die beiden Ströme isi und i_S2 der Kompensationswicklungen 1 und 3 über die Widerstände 6 und 7 vergleicht, ergibt sich kein signifikanter Fehler durch die Differenzspannung von externer Masse am Ausgangswiderstand R_O und der internen Referenzspannung V_REF. Auch dynamisch ergeben sich keine erhöhten Anforderungen an die Gleichtaktunterdrückung des Differenzverstärkers 20. Des Weiteren kann für den im Differenzverstärker 20 verwendeten Operationsverstärker OA ein offsetarmer Verstärker benutzt werden, der weder eingangsseitig noch Ausgangsseitig rail-to-rail arbeiten muss. Dies ist ein großer Vorteil gegenüber den vergleichbaren Anforderungen beim Stand der Technik. So kann z.B. ein einfacher Emitterfolger als Stromtreiber des Operationsverstärkers verwendet werden.Since the differential amplifier 20 (see 2 ) compares the two currents isi and i _S2 of the compensation windings 1 and 3 via the resistors 6 and 7, there is no significant error due to the differential voltage from external ground at the output resistor R _O and the internal reference voltage V _REF . Also Dynamically, there are no increased demands on the common-mode rejection of the differential amplifier 20. Furthermore, a low-offset amplifier can be used for the operational amplifier OA used in the differential amplifier 20, which does not have to work rail-to-rail either on the input side or on the output side. This is a great advantage over the comparable prior art requirements. For example, a simple emitter follower can be used as the operational amplifier's current driver.

Dadurch, dass bei schnellen Änderungen des Primärstroms i_P zunächst der durch die Sekundärwicklung 1 fließende Kompensationsstrom isi direkt dem Ausgang OUT zugeführt wird, weist der Kompensationsstromsensor auch eine kurze Reaktionszeit auf. Die letzten Prozent der Genauigkeit werden im Falle von Asymmetrien durch den Differenzverstärker 20 sehr schnell ausgeglichen, weil er keine Induktivität treiben muss.Because the compensation current isi flowing through the secondary winding 1 is first fed directly to the output OUT in the event of rapid changes in the primary current i _P , the compensation current sensor also has a short response time. In the case of asymmetries, the last percent of the accuracy is compensated for very quickly by the differential amplifier 20 because it does not have to drive an inductor.

Mögliche Implementierungen der PWM-Treiberstufen 4 und 5 (sehe 3) sind an sich bekannt. Verschiedene Beispiele sind in der Publikation DE 19705767A1 beschrieben. Ein Beispiel ist der Vollständigkeit halber in 6 dargestellt und wird im Folgenden kurz beschrieben.Possible implementations of the PWM driver stages 4 and 5 (see 3 ) are known per se. Various examples are in the publication DE19705767A1 described. For the sake of completeness, an example is given in 6 shown and briefly described below.

Gemäß 6 umfasst die Treiberstufe 4 im Wesentlichen einen Rampengenerator 44, der ein Dreiecks- oder ein Sägezahnsignal liefert, sowie einen Komparator 45, der dazu ausgebildet ist, das Ausgangssignal des Rampengenerators mit dem von der Magnetfeldsonde (d.h. deren Ansteuerschaltung 41, vgl. 1) gelieferten Signal B zu vergleichen. Das Ausgangssignal des Komparators 45 ist dann ein pulsweitenmoduliertes Signal, dessen Duty-Cycle von dem Pegel des Signals B abhängt.According to 6 the driver stage 4 essentially comprises a ramp generator 44, which supplies a triangular or a sawtooth signal, and a comparator 45, which is designed to compare the output signal of the ramp generator with that of the magnetic field probe (ie its control circuit 41, cf. 1 ) supplied signal B to compare. The output signal of the comparator 45 is then a pulse width modulated signal whose duty cycle depends on the level of the B signal.

Der Komparator 45 ist verbunden mit den Versorgungsknoten VDD und VSS, an denen die Versorgungsspannungen V_DD bzw. V_SS zur Verfügung stehen. Wie erwähnt kann die Versorgung bipolar sein, wobei im Falle einer symmetrischen bipolaren Spannungsversorgung V_SS = -V_SS gilt. Zwischen den Versorgungsknoten VDD und den ersten Versorgungsanschluss des Komparators 45 ist ein Widerstand R₁ geschaltet. Gleichermaßen ist zwischen den Versorgungsknoten VSS und den zweiten Versorgungsanschluss des Komparators 45 ist der Widerstand R₂ geschaltet. Der Ausgang des Komparators 45 ist über die Widerstände R₃ und R₄ mit Knoten VDD bzw. VSS verbunden. In anderen Ausführungsbeispielen kann der Ausgang des Operationsverstärkers auch über einen Widerstand mit einem Masseknoten gekoppelt sein.The comparator 45 is connected to the supply nodes VDD and VSS, at which the supply voltages V _DD and V _SS are available. As mentioned, the supply can be bipolar, in the case of a symmetrical bipolar voltage supply, V _SS = -V _SS . A resistor R ₁ is connected between the supply node VDD and the first supply connection of the comparator 45 . Likewise, the resistor R ₂ is connected between the supply node VSS and the second supply connection of the comparator 45 . The output of comparator 45 is connected through resistors R ₃ and R ₄ to nodes VDD and VSS, respectively. In other exemplary embodiments, the output of the operational amplifier can also be coupled to a ground node via a resistor.

Zwischen den Knoten VDD und VSS ist eine Transistorhalbbrücke geschaltet, die im vorliegenden Beispiel aus den Bipolar-Transistoren T₁ und T₂ besteht (Transistor T₁ ist ein pnp-Typ und Transistor T₂ ein npn-Typ). Es können jedoch auch andere Transistortypen wie z.B. n-Kanal- und p-Kanal MOS-Feldeffekt-Transistoren verwendet werden. Die Basis von Transistor T₁ (im Falle eines MOS-Transistors das Gate) ist mit dem ersten Versorgungsanschluss des Komparators 45 verbunden, und die Basis von Transistor T₂ ist mit dem zweiten Versorgungsanschluss des Operationsverstärkers 45 verbunden. Der Ausgangsknoten der Transistorhalbbrücke bildet auch den Ausgang der Treiberstufe 4, der z.B. mit der Sekundärspule 1 verbunden sein kann (vgl. 2). Den Transistoren T₁ und T₂ kann jeweils eine Freilaufdiode D₁ bzw. D₂ parallel geschaltet sein. Die Dioden D₁, D₂ sind optional oder können beispielsweise auch durch die intrinsische Body-Dioden von MOS-Transistoren gebildet werden.A transistor half bridge is connected between the nodes VDD and VSS, which consists of the bipolar transistors T ₁ and T ₂ in the present example (transistor T ₁ is a pnp type and transistor T ₂ is an npn type). However, other types of transistors such as n-channel and p-channel MOS field effect transistors can also be used. The base of transistor T ₁ (the gate in the case of a MOS transistor) is connected to the first supply terminal of the comparator 45 and the base of transistor T ₂ is connected to the second supply terminal of the operational amplifier 45 . The output node of the transistor half-bridge also forms the output of the driver stage 4, which can be connected to the secondary coil 1, for example (cf. 2 ). A freewheeling diode D ₁ or D ₂ can be connected in parallel with each of the transistors T ₁ and T ₂ . The diodes D ₁ , D ₂ are optional or can also be formed by the intrinsic body diodes of MOS transistors, for example.

Wenn der Komparator 45 eine positive Ausgangsspannung erzeugt, dann fließt Strom vom Knoten VDD über den Widerstand R₁ zum Ausgang des Komparators 45. Wenn der Komparator 45 eine negative Ausgangsspannung erzeugt, dann fließt Strom vom Ausgang des Komparators 45 über den Widerstand R₂ zum Knoten VSS. Die Widerständen R₁ und R₂ sind so dimensioniert, das die Spannungsabfälle V_R1 und V_R2 über diesen Widerständen gerade groß genug sind, um die Transistoren T₁ und T₂ einzuschalten, wobei immer nur einer der beiden Transistoren aktiv ist. Die Transistoren T₁ und T₂ können einen deutlich höheren Ausgangsstrom an die Sekundärspule 1 liefern als der Ausgang eines normalen Komparators 45.When comparator 45 produces a positive output voltage, current flows from node VDD through resistor _R1 to the output of comparator 45. When comparator 45 produces a negative output voltage, current flows from the output of comparator 45 through resistor _R2 to node VSS. The resistors R ₁ and R ₂ are dimensioned in such a way that the voltage drops V _R1 and V _R2 across these resistors are just large enough to turn on the transistors T ₁ and T ₂ , with only one of the two transistors being active at a time. Transistors T ₁ and T ₂ can deliver a significantly higher output current to the secondary coil 1 than the output of a normal comparator 45.

Die Treiberstufe 5 (siehe 2) können im Wesentlichen gleich aufgebaut sein wie die Treiberstufe 4, wobei die beiden Treiberstufen 4 und 5 so geschaltet sind, dass sie zueinander inverse Ausgangssignale liefern. Beiden Treiberstufen 4 und 5 kann dasselbe Sensorsignal B zugeführt sein. In manchen Ausführungsbeispielen sind zwei Magnetfeldsonden vorgesehen, wobei jeweils eine der Magnetfeldsonden mit einem der Treiberstufen 4, 5 gekoppelt ist.The driver stage 5 (see 2 ) can have essentially the same structure as the driver stage 4, with the two driver stages 4 and 5 being connected in such a way that they supply output signals which are inverses of one another. The same sensor signal B can be fed to both driver stages 4 and 5 . In some exemplary embodiments, two magnetic field probes are provided, with one of the magnetic field probes being coupled to one of the driver stages 4, 5 in each case.

Claims

A current sensor assembly comprising: a magnetic core (2), a primary conductor (12), a first compensation winding (1) and a second compensation winding (3) which are magnetically coupled by means of the magnetic core (2); and sensor electronics which have the following: a first driver stage (4) which is coupled to the first compensation winding (1) and which generates a first compensation current (i _S1 ) for the first compensation winding (1); a second driver stage (5) which is coupled to the second compensation winding (3) and generates a second compensation current (i _S2 ) for the second compensation winding (3); a differential amplifier circuit (20) which is designed to generate an output current (i _DA ) which represents the difference between the second and the first compensation current (i _S2 -i _S1 ); and an output node (OUT) in which the first compensation current (i _S1 ) and the output current (i _DA ) of the differential amplifier circuit (20) are superimposed, the resulting sum current (i _DA +i _S1 ) from the output node (OUT) via a Output resistance flows towards a reference potential node (GND).

The current sensor arrangement according to claim 1 further comprising: a magnetic field probe (30) which is arranged on the magnetic core (2) and is designed to generate a sensor signal which represents a magnetic field in the magnetic core (2).

The current sensor arrangement according to claim 1 or 2 , wherein a current measuring resistor (6, 7) is connected to the first compensation winding (1) and to the second compensation winding (3).

The current sensor arrangement according to one of Claims 1 until 3 , wherein the first compensation winding (1) is connected between the first driver stage (4) and the output node (OUT), and wherein the second compensation winding (3) is connected between a circuit node which provides a reference voltage (V _REF ) and the second driver stage ( 5) is switched.

The current sensor arrangement according to claim 4 , wherein the reference voltage (V _REF ) is provided by a reference voltage source (10), or wherein the reference voltage (V _REF ) corresponds to a ground potential.

The current sensor arrangement according to claim 4 , as far as related to claim 2 , wherein the reference voltage source (10) generates a reference voltage (V _REF ) which depends on the sensor signal of the magnetic field probe (30).

The current sensor arrangement according to claim 4 , wherein the reference voltage source (10) generates an adjustable reference voltage (V _REF ), and wherein the sensor electronics are designed to increase the reference voltage (V _REF ) depending on the level of a primary current (i _P ) in the primary conductor (12), whereby the second compensation current (i _S2 ) is increased.

The current sensor arrangement according to one of Claims 1 until 7 , wherein the first driver stage (4) and the second driver stage (5) are PWM driver stages which are driven inversely to one another.

The current sensor arrangement according to one of Claims 4 until 8th , so far withdrawn on claim 4 , wherein the reference voltage source (10) has a PWM driver stage (12) and a filter stage (11) connected downstream of this.

The current sensor arrangement according to claim 9 , wherein the PWM driver stage (12) of the reference voltage source (10) operates synchronously with the first and the second driver stage (4, 5).

The current sensor arrangement according to one of Claims 1 until 10 , wherein the sensor electronics are designed to set the duty cycle for the first and the second driver stage (4, 5) in such a way that the sum of the magnetic field components generated by the first and the second compensation current (isi, i _S2 ) is one of the primary current ( i _P ) in the primary conductor (12) generated magnetic field component approximately compensated.

A method comprising: generating a first compensation current (i _S1 ) for a first compensation winding (1) of a compensation current sensor; Generating a second compensation current (i _S2 ) for a second compensation winding (3) of the compensation current sensor, the first compensation winding (1) and the second compensation wick ment (3) are magnetically coupled to a primary conductor (12) by means of a magnetic core (2); generating an output current which represents the difference between the second and the first compensation current (i _S2 -i _S1 ); Combining the output current and the first compensation current (i _S1 ) so that they overlap, with the resulting total current (i _DA +i _S1 ) or an output voltage proportional thereto serving as a measured value for a primary current (i _P ) flowing in the primary conductor.

The procedure according to claim 12 , which further comprises: generating a sensor signal (B) by means of a magnetic field probe (30) which is arranged on the magnetic core (2), the sensor signal representing a magnetic field in the magnetic core (2).

The procedure according to Claim 13 , wherein the first compensation current (isi) and the second compensation current (i _S2 ) depend on the sensor signal (B) and wherein the first compensation current (isi) and the second compensation current (i _S2 ) are generated in such a way that the resulting magnetic field components, which are the first compensation winding (1) and the second compensation winding (3), counteract a magnetic field component generated by the primary conductor, in particular approximately compensate the magnetic field component generated by the primary conductor.

The method according to one of Claims 12 until 14 , wherein the first compensation current (isi) and the second compensation current (i _S2 ) are each generated by a PWM driver stage (4, 5) and the PWM driver stages (4, 5) are operated inversely.