-
Verschiedene Ausführungsformen betreffen Schaltungen zur Spannungsregelung und ein entsprechendes Verfahren.
-
ICs (Integrated Circuits - integrierte Schaltungen) mit vorwiegend digitaler Funktionalität enthalten meist einen separaten Stromversorgungsanschluss für jeden Spannungsbereich. Falls beispielsweise die IC einen digitalen Controller enthält, der bei 1,5 V arbeitet, und weitere Eingangsanschlüsse und Ausgangsanschlüsse, die konfiguriert sind zum Empfangen und Ausgeben von 3,3 V-Signalen, dann enthält die IC mindestens einen Stromversorgungsanschluss zum Anlegen von 1,5 V (oder mehrere intern zusammengeschaltete Leistungsversorgungsanschlüsse können vorgesehen sein) und mindestens einen weiteren Stromversorgungsanschluss zum Anlegen von 3,3 V. Die Versorgungsspannungen werden durch externe Spannungsregler geliefert. Weiterhin müssen die Versorgungsspannungen möglicherweise durch Kondensatoren gepuffert werden, die parallel zu den Versorgungsanschlüssen gekoppelt sind. Das Puffern ist erforderlich, da die Zeitskala, auf der sich der Stromverbrauch der vorwiegend digitalen IC ändert, um Größenordnungen kürzer ist als die Zeitskala, auf der der externe Spannungsregler auf stufenartige Lastvariationen reagieren und die Versorgungsspannung justieren könnte, die an die beispielsweise durch die IC dargestellte Last geliefert wird. Der Stromverbrauch von vorwiegend digitalen ICs weist Impulse auf, deren Breiten in der Größenordnung von 10 Nanosekunden mit Technologien bei 5 V betragen (das heißt in bei 5 V arbeitenden, vorwiegend digitalen ICs) und bis zu 100 Picosekunden mit Technologien bei 1,5 V heruntergehen (das heißt in bei 1,5 Volt arbeitenden, vorwiegend digitalen ICs). Der impulsgeformte Stromverbrauch in (vorwiegend) digitalen ICs wird durch ihren synchronen Betrieb verursacht. Die Steuerausregelzeiten von typischen Spannungsregeln liegen jedoch in der Größenordnung von etwa 1 Mikrosekunde, so dass sie ganz klar nicht in der Lage sind, auf durch die (überwiegend) digitalen ICs verursachte plötzliche Sprünge bei Lastbedingungen zu reagieren.
-
Bei gewöhnlichen Spannungsreglern wird als eine Steuereinrichtung üblicherweise ein einzelner Transistor eines Spannungsbereichs verwendet, der hoch genug gewählt ist, so dass er ausgelegt ist, mindestens die höchste Eingangsspannung des Spannungsreglers zu verarbeiten. Außerdem können Operationsverstärker als Regelverstärker oder in Schaltungen verwendet werden, die äquivalente Funktionen erfüllen, die eine hohe statische Steuerprozession zu den Kosten von relativ hohen Signallaufzeiten aufgrund der Verwendung von mehreren Verstärkungsstufen bereitstellen. Diese beiden Gründe können als hauptsächlich für die recht langen Steuerausregelzeiten von gewöhnlichen Spannungsreglern angesehen werden.
-
Digitale Schaltungen mit einem niedrigen Stromverbrauch, beispielsweise für mobile Anwendungen, enthalten oftmals einen internen Spannungsregler, der die kleinere der Versorgungsspannungen liefert, so dass die andere (größere) Versorgungsspannung möglicherweise extern bereitgestellt werden muss. Diese Arten von Schaltungen erfordern jedoch das Puffern der internen niedrigen Versorgungsspannungen durch externe Kondensatoren. Somit müssen die internen Speiseleitungen über zusätzliche Pins zum Äußeren der IC geführt werden, was alle die Nachteile mit sich bringt, wie etwa beispielsweise einen erforderlichen ESD-Schutz (Electrostatic Discharge - elektrostatische Entladung) und die Notwendigkeit zum Bereitstellen zusätzlicher Pins in einer integrierten Schaltung.
-
In digitalen Schaltungen mit noch niedrigerem Stromverbrauch können intern Pufferkondensatoren enthalten sein. Beispiele für solche Architekturen können in Chipkarten oder RFID-Anwendungen (Radio-Frequency Identification) angetroffen werden. Außerdem werden Schaltungen auf jenen Anwendungsgebieten üblicherweise nicht in synchronen Arbeitsmodi betrieben, um die Größe der Spitzen in ihrem Stromverbrauchsspektrum zu reduzieren.
-
Mit dem Trend nach weiterer Digitalisierung werden immer mehr Applikationen von dem früher überwiegend analogen Arbeitsmodus zum digitalen Betrieb umgewandelt, wobei komplexe digitale Schaltungen verwendet werden. Im Gegensatz zu digitalen Schaltungen ist der Stromverbrauch in analogen Schaltungen größtenteils kontinuierlich. Interne Niederspannungsbereiche und höhere Versorgungsspannungen, die extern geliefert werden, können mit Hilfe von internen Spannungsreglern in analogen Schaltungen leicht geregelt werden, so dass sie nicht zum Äußeren der IC geführt werden müssen, um gepuffert zu werden, wie im Fall von digitalen ICs beschrieben. Der Benutzer einer derartigen analogen Schaltung ist weiterhin in Unkenntnis über die internen Stromversorgungsbereiche und ist nicht an ihrem Betrieb involviert. Digitale Teile der Schaltung in solchen Produkten/Applikationen werden meist im asynchronen Modus betrieben und besitzen deshalb einen relativ kleinen Stromverbrauch, so dass sie durch interne Spannungsregler leicht mit Strom versorgt werden können.
-
Ein prominentes Beispiel für derartige Applikationen ist das Gebiet der integrierten Steuerschaltungen für SMPS (Switched-Mode Power Supply - Schaltnetzteile), die aufgrund der hohen Ausgangsspannung der Gatetreiber möglicherweise eine relativ hohe externe Versorgungsspannung im Bereich von 15 V bis 20 V erfordern. Solche integrierten Steuerschaltungen für SMPS halten üblicherweise einen internen Spannungsbereich von 5 V aufrecht, um analoge Schaltungskomponenten/-teile und in einem gewissen Ausmaß digitale Schaltungskomponenten/-teile mit Strom zu versorgen. Die recht komplexe volle Digitalisierung jener Applikationen hat jedoch bisher hauptsächlich wegen der Anforderung des Pufferns des internen Spannungsbereichs für die komplexe digitale (synchrone) Logik nicht funktioniert. Wie oben beschrieben muss dies extern erfolgen, indem die entsprechenden Speiseleitungen zum Äußeren der IC herausgeführt werden. Neben den offensichtlichen Nachteilen, dass mindestens ein Anschluss der IC belegt würde und deshalb nicht für andere Zwecke/Funktionen verwendet werden kann, dass möglicherweise ein größeres Gehäuse verwendet werden müsste und dass der Benutzer recht widerwillig ist, sich mit dem zusätzlichen Aufwand beim Bereitstellen der Pufferfunktionalität zu beschäftigen, würde die Schaltung gegenüber EMB (elektromagnetischer Beeinflussung) sehr anfällig gemacht werden, insbesondere bei niedrigen internen Versorgungsspannungen von zum Beispiel 1,5 V. Die durch EMB verursachte Störanfälligkeit wird durch andere umgebende externe Stromleitungen und/oder Pins verursacht, die wesentlich höhere Spannungen führen, beispielsweise die Drainspannung der SMPS-Schalttransistoren, die üblicherweise in der Größenordnung von 600 V liegt, oder des Stromnetzes des SMPS, auf das elektrische Impulse mit Größenordnungen von 4 kV während der EMV-Prüfung (elektromagnetische Verträglichkeit) angelegt werden. Aus diesen Gründen sollte die Notwendigkeit vermieden werden, die internen Stromversorgungsleitungen zum Äußeren der IC (oder ihres Gehäuses) herauszuführen.
-
Bisher war die Komplexität von Steuerschaltungen für eine Leistungselektronik auf einige hunderte Logikelemente begrenzt, die in dem 5 V- oder dem 3,3 V-Spannungsbereich implementiert werden können. Diese Steuerschaltungen werden meist unter Verwendung von BiCMOS-Technologie (Bipolar Complementary Metal-Oxide Semiconductor) implementiert, die verwendet werden kann, um BJTs (Bipolar Junction Transistors) bereitzustellen, die ein Verstärkungs-Bandbreiten-Produkt besitzen, das wesentlich größer ist als das Verstärkungs-Bandbreiten-Produkt der anderen Komponenten innerhalb der digitalen IC, so dass die Lastregelung auf der die interne Logik in der IC versorgenden internen Stromversorgungsleitung auf einige hunderte Millivolt begrenzt werden kann. Da jedoch der Dichtegrad von digitalen ICs ständig zunimmt, nimmt die Versorgungsspannung der internen Logik ständig mit ihrer akzeptierten absoluten Toleranz bezüglich Fluktuationen ab. Gleichzeitig kann die Implementierung der schnellen BJTs zu kostenaufwändig sein, wenn jene für die Herstellung von ICs beschriebenen Technologien verwendet werden.
-
Komplexere digitale Steuerschaltungen (oder Ansteuerschaltungen), wie sie beispielsweise in DC-DC-Wandlern verwendet werden, sind üblicherweise in einen digitalen Controller, der mit einer niedrigen Versorgungsspannung arbeitet, und eine oder mehrere separate Ansteuerschaltungen, die mit einer höheren Versorgungsspannung arbeiten, die nur Logikanordnungen mit geringerer Komplexität enthält, unterteilt. Steuerschaltungen für DC-DC-Wandler enthalten in der Regel eine Vielzahl an Anschlüssen, so dass das Vorsehen weiterer Anschlüsse für ein externes Puffern der internen Logikversorgungsspannung recht unproblematisch ist.
US 4 585 955 A beschreibt einen MIS-Halbleiter-integrierten Schaltkreis mit einem internen Schaltkreis, in dem eine extern bereitgestellte Quellenspannung dem Spannungseingabeanschluss eines Spannungsabfall-Schaltkreises zugeführt wird. Die Spannung an einem Spannungsausgabeanschluss des Spannungsabfall-Schaltkreises wird mittels eines Spannung-Detektierschaltkreises, der einen invertierenden Schaltkreis mit einer vorher festgelegten Schwellenspannung aufweist, detektiert. Dabei stellt der Spannungsausgabeanschluss des Spannungsabfall-Schaltkreises eine interne Quellenspannung bereit, die mittels Abfallens der extern bereitgestellten Quellenspannung gebildet wird. Ein interner Schaltkreis, der MOSFETs mit einer effektiven Kanallänge von 1 µm oder weniger aufweist, wird mittels der internen Quellenspannung angesteuert.
US 4 430 582 A beschreibt einen Schaltkreis, in dem ein Regler CMOS-Gates in einer Matrix bei einer Spannung betreibt, die leicht unter der Versorgungsspannung liegt. Dabei wird der Regler-Sensorschaltkreis so betrieben, dass er auf ein Betriebs-Gate und eine TTL-Bezugsvorspannung anspricht.
US 5 838 612 A beschreibt einen Lese-Schaltkreis für Multilevel-nicht-flüchtige Speicherzell-Vorrichtungen, in denen eine Rückkopplungsschleife die Spannung an einem Schaltkreisknoten einer Auswahlleitung stabilisiert. Dabei ist mit diesem Knoten ein Strom-Replikaschaltkreis gekoppelt, der mittels der Rückkopplungsschleife gesteuert wird.
DE 10 2005 044 630 A1 beschreibt eine Spannungs-Regelungs-Schaltungsanordnung, mit welcher eine an einem Eingang der Spannungs-Regelungs-Schaltungsanordnung anliegende ersten Spannung in eine zweite, an einem Ausgang der Spannungs-Regelungs-Schaltungsanordnung anliegende Spannung umgewandelt wird. Dabei weist die Spannungs-Regelungs-Schaltungsanordnung einen Transistor auf, und eine Phasenreserve-Erhöhungs-Einrichtung weist zwei weitere Transistoren auf.
-
Es werden eine Schaltung gemäß dem Hauptanspruch, eine Schaltung gemäß dem Nebenanspruch 7, eine Schaltung gemäß dem Nebenanspruch 18 und ein Verfahren zum Bereitstellen einer Schaltung gemäß dem Nebenanspruch 22 bereitgestellt. Eine Schaltung zum Bereitstellen einer gesteuerten Spannung als eine interne Versorgungsspannung für eine Last, beispielsweise für eine (vorwiegend) digitale Schaltung, können auf dem Konzept des Bereitstellens eines Steuertransistors mit charakteristischen Parametern wie etwa Kanallänge, Dicke des Gateoxids, Dotierkonzentration basieren, die die Spannungsgebietsklasse des Steuertransistors spezifizieren können, die so gewählt sind, dass sie den entsprechenden charakteristischen Parametern von in der Logikschaltung verwendeten Transistoren entsprechen. Mit anderen Worten können die Spannungsgebietsklasse des Steuertransistors und die Spannungsgebietsklasse der in der Logikschaltung bereitgestellten Transistoren im Wesentlichen gleich sein. Die Schaltung gemäß verschiedenen Ausführungsformen kann weiterhin einen Inverter und optional einen Spannungsfolger enthalten, die beide CMOS-Transistoren enthalten können, die so ausgelegt sind, dass ihre charakteristischen Parameter, die ihre Spannungsgebietsklasse spezifizieren können, ebenfalls den entsprechenden charakteristischen Parametern von in der Logikschaltung verwendeten Transistoren im Wesentlichen gleich sein können. Außerdem kann die Schaltung gemäß verschiedenen Ausführungsformen weiterhin mindestens einen weiteren, in Reihe mit dem Steuertransistor gekoppelten Transistor enthalten, wobei die Spannungsgebietsklasse des weiteren Transistors höher liegen kann als die Spannungsgebietsklasse des Steuertransistors. Deshalb kann der weitere Transistor bei gewissen charakteristischen Parametern wie etwa Kanallänge, Dicke des Gateoxids, Dotierkonzentration von den anderen Transistoren, d.h. dem Steuertransistor, den CMOS-Transistoren des InverterInverters und des Spannungsfolgers und den in der Logikschaltung bereitgestellten Transistoren, beispielsweise dadurch differieren, dass sie eine dickere Gateoxidschicht oder einen längeren Kanal aufweisen. Der weitere Transistor kann eine Gateoxidschicht aufweisen, die beispielsweise zwei bis fünfmal dicker ist als die Gateoxidschicht des Steuertransistors, vorausgesetzt das gleiche Gateoxidmaterial wird verwendet. Der weitere Transistor kann beispielsweise als ein DMOS-Transistor konfiguriert sein. Allgemein kann der Transistor bezüglich seiner Antwort auf plötzliche Änderungen bei Arbeitsparametern wie etwa Source-/Drain-Strom/-Spannung und/oder Gatespannung umso langsamer sein, je höher die Spannungsgebietsklasse eines Transistors ist.
-
In den Zeichnungen beziehen sich gleiche Bezugszeichen allgemein in den verschiedenen Ansichten auf die gleichen Teile. Die Zeichnungen sind nicht notwendigerweise maßstabsgetreu, wobei die Betonung stattdessen darauf gelegt wird, die Prinzipien der Erfindung zu veranschaulichen. In der folgenden Beschreibung werden verschiedene Ausführungsformen der Erfindung unter Bezugnahme auf die folgenden Zeichnungen beschrieben.
-
Es zeigen
- 1 eine Schaltung;
- 2 eine Ausgestaltung gemäß verschiedenen Ausführungsformen der Schaltung mit einem einzelnen Steuertransistor;
- 3 noch eine weitere Ausgestaltung gemäß verschiedenen Ausführungsformen der Schaltung mit einer Kaskade von Transistoren;
- 4 eine Schaltung gemäß verschiedenen Ausführungsformen mit mehreren Stufen;
- 5 eine detailliertere Ansicht der Schaltung gemäß verschiedenen Ausführungsformen von 2;
- 6 eine detaillierte mögliche Implementierung der Schaltung gemäß verschiedenen, in 5 gezeigten Ausführungsformen;
- 7 eine weitere Ausführungsform der Schaltung gemäß verschiedenen Ausführungsformen.
-
Die folgende ausführliche Beschreibung bezieht sich auf die beiliegenden Zeichnungen, die als Darstellung spezifische Details und Ausführungsformen zeigen, wie die Erfindung praktiziert werden kann.
-
Das Wort „beispielhaft“ wird hier verwendet, um „als ein Beispiel, ein Fall oder eine Darstellung dienend“ zu bedeuten. Jede Ausführungsform oder jedes Design, die hierin als „beispielhaft“ beschrieben werden, ist nicht notwendigerweise als gegenüber anderen Ausführungsformen oder Designs bevorzugt oder vorteilhaft auszulegen.
-
Gemäß verschiedenen Ausführungsformen kann eine Schaltung zum Regeln einer Spannung bereitgestellt werden, die dazu verwendet werden kann, um (bezüglich der an die Schaltung gemäß verschiedenen Ausführungsformen gelieferten Versorgungsspannung) relativ niedrige Versorgungsspannungen bereitzustellen, beispielsweise Spannungen von etwa 5 V oder weniger, beispielsweise Spannungen von etwa 3 V oder weniger oder beispielsweise Spannungen von 1,5 V oder weniger. Diese (internen) Versorgungsspannungen können beispielsweise an komplexe digitale Schaltungen geliefert werden, die im synchronen Modus arbeiten, ohne die Notwendigkeit für die Verwendung externer Entkopplungskondensatoren.
-
Der Ausdruck Entkopplungskondensator bezieht sich auf einen Kondensator, der parallel zu einem Versorgungsanschluss einer IC gekoppelt ist (das heißt, eine Seite des Kondensators kann an den Versorgungsanschluss der IC gekoppelt sein, und die andere Seite des Pufferkondensators kann an ein Referenzpotential, beispielsweise Massepotential, gekoppelt sein). Der Entkopplungskondensator kann vorgesehen werden, um als Ladepuffer und/oder Spannungsstabilisierungskomponente/- einrichtung zu dienen, so dass er verhindern kann, dass die Spannung, die an den jeweiligen Anschluss einer IC geliefert wird, an die er gekoppelt ist, aufgrund des üblicherweise impulsförmigen Stromverbrauchs einer im synchronen Modus arbeitenden digitalen IC abfällt. Entkopplungskondensatoren können beispielsweise verwendet werden, um an eine IC gelieferte Versorgungsspannungen zu stabilisieren, indem ein Entkopplungskondensator so nahe wie möglich an dem jeweiligen Versorgungsanschluss der vorwiegend digitalen IC bereitgestellt wird, der konfiguriert ist, die Versorgungsspannung zu empfangen. Mit anderen Worten kann der Entkopplungskondensator als ein lokaler Energiespeicher konfiguriert sein, um Fluktuationen der Versorgungsspannung aufgrund sich ändernder Stromnachfragen der IC, beispielsweise einer vorwiegend digitalen IC, zu vermeiden, die auf einer Zeitskala auftreten können, die zu kurz ist, als dass die die Versorgungsspannung liefernde Stromversorgung darauf reagieren kann.
-
Gemäß verschiedenen Ausführungsformen kann verstanden werden, dass ein Pufferkondensator als ein Entkopplungskondensator fungiert. Da jedoch die Kapazität eines Pufferkondensators möglicherweise kleiner ist als die übliche Kapazität von Entkopplungskondensatoren, und zwar aus Gründen, die später beschrieben werden, kann der Pufferkondensator in der integrierten Schaltung bereitgestellt werden, der aber die gleiche Funktionalität wie der außerhalb der IC platzierte Entkopplungskondensator liefert, beispielsweise außerhalb der IC zwischen einem jeweiligen Pin oder Anschluss der IC und dem Referenzpotential.
-
In 1 wird eine Schaltung 100 gezeigt. Die Schaltung 100 kann einen Versorgungsanschluss 102 enthalten, der zum Empfangen einer Versorgungsspannung konfiguriert ist. Die Schaltung 100 kann weiterhin einen Steuertransistor 104 enthalten, der ein Körpergebiet (auch bezeichnet als Bodygebiet), ein erstes Source-/Draingebiet, ein zweites Source-/Draingebiet, ein über dem Körpergebiet angeordnetes Gateisoliergebiet und ein über dem Gateisoliergebiet angeordnetes Gategebiet aufweisen kann, wobei das erste Source-/Draingebiet an den Versorgungsanschluss 102 gekoppelt sein kann und wobei das Gateisoliergebiet eine erste Schichtdicke aufweisen kann. Der Steuertransistor 104 kann beispielsweise als ein MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor) konfiguriert sein. Die Schaltung 100 kann weiterhin eine Logikschaltung 110 mit einem internen Versorgungsanschluss 106 und mehreren Transistoren 108 enthalten, wobei jeder der Transistoren 108 ein Gateisoliergebiet mit einer zweiten Schichtdicke aufweist, wobei der interne Versorgungsanschluss 106 an das zweite Source-/Draingebiet des Steuertransistors 104 gekoppelt sein kann. Bei der in 1 gezeigten Schaltung 100 sind nur zwei Transistoren 108 innerhalb der Logikschaltung 110 gezeigt. Die in der Logikschaltung 110 vorgesehene Menge an Transistoren 108 kann jedoch mehrere tausend oder sogar mehr als einige Duzende von Millionen von Transistoren betragen, wie in modernen CPUs (Central Processing Units - zentrale Verarbeitungseinheiten) und kann im Allgemeinen gemäß der Notwendigkeit gewählt werden. Die Logikschaltung 110 kann eine rein digitale Schaltung sein, oder sie kann eine Schaltung sein, die mindestens eine analoge Teilschaltung und mindestens eine digitale Teilschaltung enthält. Allgemein kann die Logikschaltung 110 eine digitale Teilschaltung eines integrierten Gesamtsystems sein. Die Schaltung 100 kann weiterhin einen Inverter 112 mit einem Invertereingang und einem Inverterausgang enthalten, wobei der Invertereingang an den internen Versorgungsanschluss 106 der Logikschaltung 110 gekoppelt ist und der Inverterausgang an das Gategebiet des Steuertransistors 104 gekoppelt ist, wobei der Inverter mindestens einen Transistor 114 mit einem Gateisoliergebiet mit einer dritten Schichtdicke aufweist. Der Steuertransistor 104, der mindestens eine der mehreren Transistoren 108 der Logikschaltung 110 und der mindestens eine Transistor 114 des Inverters 112 können so konfiguriert sein, dass die erste Schichtdicke, die zweite Schichtdicke und die dritte Schichtdicke im Wesentlichen gleich sind. Gemäß verschiedenen Ausgestaltungen der Schaltung 100 kann die eine Schichtdicke als im Wesentlichen gleich einer anderen Schichtdicke angesehen werden, wenn die Differenz zwischen der einen Schichtdicke und der anderen Schichtdicke nicht größer als 15% ist (beispielsweise auf der Basis der größeren Schichtdicke) und beispielsweise nicht mehr als 10% oder beispielsweise nicht mehr als 5% beträgt, unter der Annahme, dass das Material aller Schichten das gleiche ist.
-
Ein gemäß Logikdesignregeln ausgelegter Steuertransistor 104 kann eine geringe Durchschlagfestigkeit aufweisen. Gemäß verschiedenen Ausführungsformen kann die Durchschlagfestigkeit zu der Höchstspannung in Beziehung stehen, die zwischen dem ersten Drain-/Source-Anschluss und dem zweiten Drain-/Source-Anschluss eines Transistors angelegt werden kann, ohne dass der Transistor weniger zuverlässig ist oder eine geringere Zuverlässigkeit aufweist. Je nach der gewünschten Stabilität eines derartigen Transistors bezüglich Hot-Carrier-Effekten ist die höchste Source-Drain-Nennspannung beim Leiten möglicherweise niedriger als die zulässige Versorgungsspannung von digitalen Schaltungen. Beispielsweise sollte im Fall einer Technologie für digitale Transistoren im 1,5 V-Spannungsbereich (d.h. ein digitales Schaltungslayout, das für Signale bis zu einer Amplitude von 1,5 V ausgelegt ist) die Ausgangsspannung an dem zweiten Drain-/Source-Anschluss des Steuertransistors 104, der an den internen Versorgungsanschluss 106 der Logikschaltung 110 gekoppelt ist, im Bereich von etwa 2 V bis 2,5 V liegen, was in diesem Fall zu einem Spannungsabfall von etwa 0,5 V bis 1 V an dem Steuertransistor 104 führt.
-
Die Versorgungsspannung kann eine durch eine externe Stromversorgung generierte Versorgungsspannung sein, und sie kann größer sein als die für den Betrieb einer digitalen Schaltung wie etwa der Logikschaltung 110 erforderliche Versorgungsspannung. Deshalb kann der Steuertransistor 104 konfiguriert sein, eine interne Versorgungsspannung an seinem zweiten Source-/Drain-Anschluss zu liefern, die niedriger sein kann als die (externe) Versorgungsspannung, die gemäß verschiedenen Ausführungsformen an den Versorgungsanschluss 102 der Schaltung 100 angelegt werden kann. Die durch den Steuertransistor 104 gelieferte interne Versorgungsspannung kann dann an die Logikschaltung 110 geliefert werden, wobei der Wert der internen Versorgungsspannung für einen ordnungsgemäßen Betrieb an den erforderlichen Wert der Versorgungsspannung, der durch die Logikschaltung 110 erforderlich ist, angepasst sein kann. Bei einem von sehr vielen möglichen Konfigurationsszenarien kann gemäß verschiedenen Ausführungsformen eine Versorgungsspannung von 20 V an den Versorgungsanschluss 102 der Schaltung 100 angelegt werden. Die durch den Steuertransistor 104 ausgegebene interne Versorgungsspannung, d.h. an dem zweiten Drain-/Source-Anschluss des Steuertransistors 104 bereitgestellt, kann 5 V oder 3,3 V oder 2 V oder 1,5 V oder 1,2 V betragen, um einige wenige nicht beschränkende Beispiele zu nennen. Die interne Versorgungsspannung, die der gesteuerten Ausgangsspannung des Steuertransistors 104 entspricht, kann auch an den Eingang des Inverters 112 angelegt werden. Der Ausgang des Inverters 112 kann an das Gategebiet des Steuertransistors 104 gekoppelt sein. Die Schaltung 100 kann weiterhin einen Spannungsfolger (in 1 nicht gezeigt) enthalten, der zwischen den Ausgang des Inverters 112 und das Gategebiet des Steuertransistors 104 gekoppelt sein kann.
-
Die positive und die negative (oder die höhere und die niedrigere) Versorgungsspannung des Inverters 112 können so gewählt werden, dass die Schwellwertspannung des Inverters 112 der an die Logikschaltung 110 zu liefernden internen Versorgungsspannung entspricht. Die an den Inverter 112 gelieferten Versorgungsspannungen können beispielsweise von einem Referenzwechselrichter abgeleitet sein, dem ein konstanter Strom zugeführt werden kann. Dieser Aspekt wird später ausführlicher beschrieben.
-
Die Schaltung 100 kann einen Transistor als ein steuerndes Element verwenden, wobei seine essentiellen Eigenschaften/Parameter wie etwa Kanallänge, Dicke des Gateoxids, Dotierkonzentration, um nur einige wenige nichtbeschränkende Beispiele zu nennen, die seine Arbeitscharakteristika definieren, derart konfiguriert sein können, so dass sie zumindest vergleichbar sind, beispielsweise können sie innerhalb eines Abweichungsspielraums von 15% oder eines Abweichungsspielraums von 10% oder innerhalb eines Abweichungsspielraums von 5% liegen oder sie können den entsprechenden Eigenschaften/Parametern von Transistoren in den Einrichtungen und/oder Schaltungskomponenten, denen die interne Versorgungsspannung zugeführt werden soll, wie etwa die mehreren in der Logikschaltung 110 vorgesehenen Transistoren, im Wesentlichen gleich sein.
-
Weiterhin kann die Schaltung 100 so konfiguriert sein, dass die essentiellen Eigenschaften/Parameter des Steuertransistors 104 wie etwa Kanallänge, Dicke des Gateoxids, Dotierkonzentration des Kanals, um nur einige wenige nichtbeschränkende Beispiele zu nennen, die seine Arbeitscharakteristika definieren, zumindest vergleichbar sind, beispielsweise können sie innerhalb eines Abweichungsspielraums von 15% oder innerhalb eines Abweichungsspielraums von 10% oder innerhalb eines Abweichungsspielraums von 5% liegen oder sie können den entsprechenden Eigenschaften/Parametern des mindestens einen Transistors 114 innerhalb des Inverters 112 im Wesentlichen gleich sein. Der Inverter 112 kann als ein Spannungsverstärker verwendet werden, und er kann komplementäre Transistoren enthalten, zum Beispiel einen NMOSFET (n-Kanal-MOSFET) und einen PMOSFET (p-Kanal-MOSFET), die mit CMOS-Technologie (Complementary Metal-Oxide-Semiconductor) hergestellt sind.
-
Die Schaltung 100 kann weiterhin einen Spannungsfolger (in 1 nicht gezeigt) enthalten, der zwischen den Ausgang des Inverters 112 und das Gategebiet des Steuertransistors 104 gekoppelt sein kann. Der Spannungsfolger kann ebenfalls komplementäre Transistoren enthalten, wobei die Schaltung 100 so konfiguriert sein kann, dass die essentiellen Eigenschaften/Parameter des mindestens einen der komplementären Transistoren des Spannungsfolgers wie etwa Kanallänge, Dicke des Gateoxids, Dotierung, um nur einige wenige nichtbeschränkende Beispiele zu nennen, die seine Arbeitscharakteristika definieren, so zumindest vergleichbar sein können, beispielsweise innerhalb eines Abweichungsspielraums von 15% oder innerhalb eines Abweichungsspielraums von 10% oder innerhalb eines Abweichungsspielraums von 5% liegen können oder den entsprechenden Eigenschaften/Parametern des Steuertransistors 104 im Wesentlichen gleich sein können. Somit kann die Schaltung 100 derart konfiguriert sein, dass essentielle Eigenschaften/Parameter, die die Arbeitscharakteristika des Steuertransistors 104, der mehreren in der Logikschaltung 110 bereitgestellten Transistoren 108, des mindestens einen Transistors 114 innerhalb des Inverters 112 und des mindestens einen Transistors in dem Spannungsfolger definieren, mindestens vergleichbar sind oder einander im Wesentlichen gleich sind. Mit anderen Worten können die Arbeitscharakteristika wie etwa Schaltzeiten, Antwortzeiten und Durchschlagfestigkeit des Steuertransistors 104, der in der Logikschaltung 110 bereitgestellten mehreren Transistoren 108, des mindestens einen Transistors 114 innerhalb des Inverters 112 und des mindestens einen Transistors des Spannungsfolgers vergleichbar sein oder einander im Wesentlichen gleich sein.
-
Da die Eigenschaften/Parameter, die Arbeitscharakteristika der Transistoren definieren können, von denen bisher erwähnt wurde, dass sie möglicherweise in der Schaltung 100 bereitgestellt sein können, einander zumindest vergleichbar sind oder im Wesentlichen gleich sind, kann auch die kürzeste Antwortzeit oder die höchste Arbeitsfrequenz aller in der Schaltung 100 verwendeten Transistoren ebenfalls einander vergleichbar sein oder im Wesentlichen gleich sein. Außerdem werden ähnliche Schaltungstopologien verwendet (z.B. der CMOS-Inverter 112). Aus diesen beiden Gründen kann die Antwortzeit des Spannungsreglers, der als durch den Steuertransistor 104 und den den Steuertransistor 104 ansteuernden Inverter 112 verkörpert zu sehen ist, in der gleichen Größenordnung sein wie die Schaltgeschwindigkeit der Logikschaltung 110, und die Ausregelzeit des Spannungsreglers kann kürzer sein als ein Taktzyklus des die Arbeitsgeschwindigkeit der Logikschaltung 110 definierenden Takts. Ein integrierter Pufferkondensator (in 1 nicht gezeigt), der beispielsweise zwischen den zweiten Source-/Drain-Anschluss des Steuertransistors 104 und das Referenzpotential gekoppelt sein kann, kann derart konfiguriert sein (z.B. durch Wählen eines entsprechenden Kapazitätswerts), dass er nur die Ladungen puffern muss, die von der Logikschaltung 110 von dem Punkt der Anstiegsflanke des Taktzyklus gezogen werden, bis in dem Spannungsregler eine Antwort hervorgerufen wird.
-
In 2 ist eine detailliertere Ansicht einer Ausgestaltung gemäß verschiedenen Ausführungsformen der Schaltung 100 gezeigt. Die Schaltung 200 gemäß verschiedenen, in 2 gezeigten Ausführungsformen kann den Versorgungsanschluss 202 enthalten, der zum Empfangen der (externen) Versorgungsspannung konfiguriert ist. Die Schaltung 200 gemäß verschiedenen Ausführungsformen kann weiterhin den Steuertransistor 204 enthalten, der ein Körpergebiet, ein erstes Source-/Draingebiet, ein zweites Source-/Draingebiet, ein über dem Körpergebiet angeordnetes Gateisoliergebiet und ein über dem Gateisoliergebiet angeordnetes Gategebiet aufweisen kann, wobei das erste Source-/Draingebiet an den Versorgungsanschluss 202 gekoppelt sein kann und wobei das Gateisoliergebiet eine erste Schichtdicke aufweisen kann. Der Steuertransistor 204 kann beispielsweise als ein MOSFET konfiguriert sein. Das zweite Source-/Draingebiet des Steuertransistors 204 kann konfiguriert sein, eine gesteuerte Ausgangsspannung zu liefern, die an einem internen Versorgungsanschluss 216 geliefert werden kann. Eine Last, beispielsweise die in 2 nicht gezeigte bereits erwähnte Logikschaltung, kann an den internen Versorgungsanschluss 216 gekoppelt sein. Unter dem Gesichtspunkt der mit dem internen Versorgungsanschluss 216 verbundenen Last kann die gesteuerte Ausgangsspannung des Steuertransistors 204 eine interne Versorgungsspannung VDD sein. Ein Eingang des Inverters 208 kann derart mit dem internen Versorgungsanschluss 216 gekoppelt sein, dass die interne Versorgungsspannung VDD auch an den Eingang des Inverters 208 geliefert wird. Die interne Versorgungsspannung VDD, die an den Eingang des Inverters 208 angelegt wird, kann als ein Rückkopplungssignal angesehen werden, das von dem Inverter 208 zum Generieren eines jeweiligen Steuersignals verwendet wird, das dann an das Gategebiet des Steuertransistors 204 angelegt werden kann. Der Ausgang des Inverters 208 kann an einen Eingang eines Spannungsfolgers 206 gekoppelt sein, der als ein Eins-Verstärker konfiguriert sein kann. Ein Ausgang des Spannungsfolgers 206 kann dann an das Gategebiet des Steuertransistors 204 gekoppelt sein. Der Spannungsfolger 206 kann in seiner einfachsten Form durch einen Kondensator verkörpert sein.
-
Der Inverter 208 kann weiterhin einen ersten Versorgungseingang und einen zweiten Versorgungseingang enthalten, wobei eine erste Spannungsquelle 210 an den ersten Versorgungseingang des Inverters 208 gekoppelt sein kann und eine zweite Spannungsquelle 212 an den zweiten Versorgungseingang des Inverters 208 gekoppelt sein kann. Sowohl die erste Spannungsquelle 210 als auch die zweite Spannungsquelle 212 sind weiterhin an das Referenzpotential 214 gekoppelt, beispielsweise Massepotential. Die erste Spannungsquelle 210 und die zweite Spannungsquelle 212 sind konfiguriert zum Liefern von Versorgungsspannungen an den Inverter 208, das heißt einer ersten Versorgungsspannung (die an den ersten Versorgungseingang geliefert wird) und einer zweiten Versorgungsspannung (die an den zweiten Versorgungseingang geliefert wird). Die Versorgungsspannungen können so konfiguriert sein, dass die Schwellwertspannung des Inverters 208 im Wesentlichen gleich dem Sollwert der internen Versorgungsspannung VDD ist, d.h. der durch den Steuertransistor 204 ausgegebenen Ausgangsspannung. Im Fall eines CMOS-Inverters kann der Inverter 208 in dem Gebiet arbeiten, in dem seine beiden Transistoren leiten, zwischen den beiden stationären Zuständen entweder des einen oder des anderen Transistors, die sich in einem leitenden Zustand befinden (und gleichzeitig befindet sich der andere Transistor in einem nichtleitenden Zustand), d.h. in dem Gebiet, in dem die Transfercharakteristik eine große Steigung aufweist. Mit anderen Worten kann der Inverter 208 so konfiguriert sein, dass er in einem Arbeitspunkt der Klasse AB arbeitet. Falls beispielsweise die mit dem internen Versorgungsanschluss 216 verbundene Logikschaltung für den ordnungsgemäßen Betrieb eine Versorgungspannung von 3,3 V erfordert, kann die erste Spannungsquelle dann eine erste Versorgungsspannung von 1,8 V an den ersten Versorgungseingang des Inverters 208 liefern, und die zweite Spannungsquelle kann eine zweite Versorgungsspannung von 4,8 V an den zweiten Versorgungseingang des Inverters 208 liefern. Falls gemäß einem weiteren Beispiel die mit dem internen Versorgungsanschluss 216 verbundene Logikschaltung für den ordnungsgemäßen Betrieb eine Versorgungsspannung von 1,5 V erfordert, kann die erste Spannungsquelle dann eine erste Versorgungsspannung von 0,75 V an den ersten Versorgungseingang des Inverters 208 liefern, und die zweite Spannungsquelle kann eine zweite Versorgungsspannung von 2,25 V an den zweiten Versorgungseingang des Inverters 208 liefern. Der relative Offset der ersten Versorgungsspannung und der zweiten Versorgungsspannung von der internen Versorgungsspannung VDD kann in Abhängigkeit von der Empfindlichkeit des Steuertransistors 204 bezüglich einer an sein Gategebiet angelegten Spannung justiert werden.
-
Gemäß verschiedenen Ausführungsformen können anstelle nur eines Steuertransistors mehrere Transistoren in Reihe oder mit anderen Worten mit einer kaskadierten Anordnung angeordnet sein, wobei jeder zusätzliche Transistor, der sich näher an dem Eingang 202 der Schaltung 200 gemäß verschiedenen Ausführungsformen befindet, an dem die (externe) Versorgungsspannung angelegt wird, im Vergleich zu dem Transistor, der eine Position weiter weg von dem Eingang der Schaltung gemäß verschiedenen Ausführungsformen verbunden ist, zu einer höheren Spannungsgebietsklasse gehören kann.
-
Der Ausdruck Spannungsgebietsklasse kann so verstanden werden, dass er sich auf den Bereich von Spannungen bezieht, für den der Transistor ausgelegt ist. Beispielsweise kann ein Transistor, der zu einer Spannungsbereichsklasse von 3,3 V gehört, so ausgelegt sein, dass er mit Source-/Drain-Spannungen von bis zu 3,3 V arbeitet. Die Spannungsgebietsklasse eines jeweiligen Transistors kann durch bestimmte Charakteristika davon definiert werden, beispielsweise durch seine Kanallänge, Dicke des Gateoxids, Dotierkonzentration, um einige wenige nichtbeschränkende Beispiele zu nennen. Mindestens einer dieser beispielhaft aufgeführten Parameter oder eine willkürliche Kombination von ihnen kann justiert werden, um einen Transistor herzustellen, der für den Betrieb in einem bestimmten Spannungsgebiet ausgelegt ist. Beispielsweise wird das Vergrößern der Dicke des Gateoxids und/oder das Vergrößern der Kanallänge üblicherweise zu einem Transistor führen, der zu einer höheren Spannungsgebietsklasse gehört, da er dann in der Lage sein kann, höhere Source-/Drain-Spannungen zu akzeptieren, ohne beschädigt zu werden.
-
Die Anschlüsse zwischen den Transistoren in der Reihenanordnung von Transistoren (oder der Kaskade von Transistoren) können an Pufferkondensatoren gekoppelt sein. Der Kapazitätswert eines zwischen zwei Transistoren vorgesehenen Pufferkondensators, wobei ein Transistor zu einer höheren Spannungsgebietsklasse gehört und der andere Transistor zu einer niedrigeren Spannungsgebietsklasse gehört, kann derart gewählt werden, dass der Pufferkondensator möglicherweise nur Ladungen zu liefern braucht, die von dem schnelleren Transistor gezogen werden (d.h. üblicherweise der Transistor aus der niedrigeren Spannungsgebietsklasse), bis der langsamere Transistor (d.h. üblicherweise der Transistor aus der niedrigeren Spannungsgebietsklasse) in einen leitenderen Zustand angesteuert worden ist und den erforderlichen erhöhten Strom liefern kann. Wegen der auf dem Pufferkondensator angelegten größeren Spannungsverschiebung kann sein Kapazitätswert im Vergleich zu dem Kapazitätswert eines Pufferkondensators wesentlich kleiner sein, der direkt an den Eingangsanschluss einer Logikschaltung, zum Beispiel einer digitalen IC, gekoppelt ist und die gleiche Menge an Ladungen bereitstellen muss, aber bei einer niedrigeren Spannung (man beachte, dass die Kapazität eines Kondensators umgekehrt zu der an ihn angelegten vergrößerten Spannungsverschiebung skaliert). Der Steuertransistor 204 kann so konfiguriert sein, dass er Spannungsverschiebungen toleriert und regelt, die größer sind als die höchsten Nennspannungsverschiebungen, die von der digitalen Schaltung generiert/toleriert werden können. Weiterhin kann die von den in der Kaskade angeordneten Transistoren erforderliche Gateladung durch weitere Kondensatoren geliefert werden. Nur die Gateladung des letzten Transistors in der Kaskade, d.h. des Steuertransistors, der im Vergleich zu den anderen Transistoren eine niedrigere Gateladung erfordert und dessen Ausgangsspannung an den Eingang der Logikschaltung angelegt wird, muss möglicherweise mit Hilfe eines Spannungsfolgers bereitgestellt werden.
-
Eine beispielhafte Schaltung 300 gemäß verschiedenen Ausführungsformen mit einer Kaskade von Transistoren ist in 3 gezeigt. Da die Schaltung 300 gemäß verschiedenen Ausführungsformen auf der in 2 gezeigten Schaltung 200 basiert, führen die die gleichen Funktionen erfüllenden gleichen Komponenten die gleichen Bezugszahlen und werden im Kontext der Schaltung 300 gemäß verschiedenen, in 3 gezeigten Ausführungsformen nicht wieder beschrieben. Nur neue Komponenten, die in 2 nicht gezeigt wurden, werden beschrieben.
-
In der Schaltung 300 gemäß verschiedenen Ausführungsformen ist ein weiterer Transistor 302 vorgesehen, wobei sein erster Source-/Drain-Anschluss an den Eingang 202 der Schaltung 300 gekoppelt ist und sein zweiter Source-/Drain-Anschluss an den ersten Source-/Drain-Anschluss des Steuertransistors 204 gekoppelt ist. Der weitere Transistor 302 kann derart ausgelegt sein, dass er in einem höheren Spannungsgebiet als der daran gekoppelte Steuertransistor 204 arbeiten kann. Beispielsweise kann die an den Eingang 202 der Schaltung 300 gemäß verschiedenen Ausführungsformen und dadurch an den ersten Source-/Drain-Anschluss des weiteren Transistors 302 angelegte Eingangsspannung in dem Bereich von ungefähr etwa 20 V liegen, wohingegen die an den ersten Source-/Drain-Anschluss des Steuertransistors 204 angelegte Spannung, die der an dem zweiten Source-/Drain-Anschluss des weiteren Transistors 302 ausgegebenen Spannung entspricht, im Bereich von ungefähr etwa 5 V liegen kann. Die tatsächlichen Spannungswerte hängen von der individuellen Konfiguration der Applikation ab, und die Schaltung 300 gemäß verschiedenen Ausführungsformen kann derart konfiguriert sein, dass die an dem Eingang 202 der Schaltung 300 bereitgestellte (externe) Versorgungsspannung in eine gesteuerte niedrigere interne Versorgungsspannung VDD umgewandelt wird, die an eine an den internen Versorgungsanschluss 216 der Schaltung 300 gekoppelte Schaltung, wie etwa die Logikschaltung, geliefert werden kann. Das Gategebiet des weiteren Transistors 302 kann an einen Anschluss einer dritten Spannungsquelle 306 gekoppelt sein, wobei die dritte Spannungsquelle 306 weiterhin einen Anschluss enthält, der an das Referenzpotential 214, beispielsweise Massepotential, gekoppelt sein kann.
-
In der Schaltung 300 gemäß verschiedenen Ausführungsformen kann ein Pufferkondensator 304 vorgesehen sein, wobei seine eine Seite an den Knoten zwischen den zweiten Source-/Drain-Anschluss des weiteren Transistors 302 und den ersten Source-/Drain-Anschluss des Steuertransistors 204 gekoppelt sein kann. Der Pufferkondensator 304 kann so bemessen sein, dass er die Ladungen liefern kann, die von der Logikschaltung während der Verzögerung der Zunahme der Leitfähigkeit des weiteren Transistors 302 als Reaktion auf den erhöhten Stromverbrauch der an den internen Versorgungsanschluss 216 der Schaltung 300 gekoppelten Logikschaltung gezogen werden. Mit anderen Worten muss der Pufferkondensator möglicherweise nur eine Menge von Ladungen speichern, die von der Logikschaltung während der Zeit gezogen werden, die der weitere Transistor 302 benötigt, um seine Leitfähigkeit zu erhöhen, um einen höheren Strom an die Last wie etwa die an den internen Versorgungsanschluss 216 gekoppelte Logikschaltung zu liefern. Da die Spannung an dem Knoten, an dem eine Seite des Pufferkondensators 304 gekoppelt ist, höher ist als die an den internen Versorgungsanschluss 216 der Schaltung 300 gemäß verschiedenen Ausführungsformen gelieferte interne Versorgungsspannung, kann die Kapazität des Pufferkondensators 304, um die durch die Logikschaltung gezogenen überschüssigen Ladungen zu speichern, im Vergleich zu dem Fall niedriger sein, wenn der Pufferkondensator 304 näher an der Logikschaltung gekoppelt sein würde, wenn zum Beispiel seine eine Seite an den internen Versorgungsanschluss 216 und seine andere Seite an das Referenzpotential, beispielsweise Massepotential, gekoppelt ist. Dies ist auf die Tatsache zurückzuführen, dass die gleiche Menge von Ladungen in einem Kondensator mit einer kleineren Kapazität gespeichert werden kann, wenn die Spannung, mit der dieser Kondensator geladen wird, steigt, C=Q/U).
-
In der Praxis können mehr als zwei Transistoren in einer Kaskade vorgesehen werden. Das heißt, zusätzlich zu dem weiteren Transistor 302 können gemäß verschiedenen Ausführungsformen zusätzliche Transistoren in einer Reihenanordnung (oder mit anderen Worten in einer Kaskade) zwischen dem ersten Source-/Drain-Anschluss des weiteren Transistors 302 und dem Eingang 202 der Schaltung 300 gekoppelt werden. Jeder folgende zusätzliche, näher an dem Eingang 202 angeordnete Transistor kann im Vergleich zu einem ihn vorausgehenden zusätzlichen Transistor zu einer höheren Spannungsgebietsklasse gehören. Deshalb kann eine Kaskade von Transistoren ausgebildet werden, wobei der oberste Transistor in der Kaskade von Transistoren, d.h. der an den Eingang 202 der Schaltung 300 gemäß verschiedenen Ausführungsformen gekoppelte Transistor, zu der höchsten Spannungsgebietsklasse gehören kann und der niedrigste Transistor in der Kaskade von Transistoren, d.h. der gemäß verschiedenen Ausführungsformen an den internen Versorgungsanschluss 216 der Schaltung 300 und dadurch an den Eingang der Last gekoppelte Transistor, beispielsweise die in 3 nicht gezeigte Logikschaltung, zu der niedrigsten Spannungsgebietsklasse gehören kann. Die zwischen dem obersten Transistor und dem untersten Transistor in der Kaskade angeordneten Transistoren können zu Spannungsgebietsklassen von graduell steigenden Spannungen mit ihrer näheren Anordnung am Eingang 202 der Schaltung 300 gehören. Die Spannungsgebietsklasse des untersten Transistors, d.h. des Steuertransistors 204, kann der Spannungsgebietsklasse des in der Logikschaltung vorgesehenen Transistors entsprechen. Die Spannungsgebietsklasse des weiteren Transistors 302 kann der Spannungsgebietsklasse von in analogen Schaltungen innerhalb der gleichen integrierten Schaltung verwendeten Bauelementen entsprechen, das heißt, der Schaltung 300 selbst oder einer Schaltung, in die die Schaltung 300 gemäß verschiedenen Ausführungsformen eingebettet sein kann oder mit der die Schaltung 300 gemäß verschiedenen Ausführungsformen zusammengeschaltet sein kann. Die Spannungsgebietsklasse des weiteren Transistors 302 kann auf die Spannungsgebietsklasse der analogen Schaltung justiert werden, indem der weitere Transistor 302 so gewählt wird, dass er die gleichen Geometrien wie Transistoren in der analogen Schaltung aufweist, wie etwa beispielsweise durch Wählen der gleichen Kanallänge oder gleichen Schichtdicke des Gateisoliergebiets. Als ein zusätzlicher dritter Transistor (zwischen dem Eingang 202 und dem weiteren Transistor 302 gekoppelt) kann ein Transistor vorgesehen werden, dessen Spannungsgebietsklasse der Spannungsgebietsklasse von in Gatetreibern mit der gleichen integrierten Schaltung verwendeten Transistoren entsprechen kann, d.h. der Schaltung 300 gemäß verschiedenen Ausführungsformen oder Schaltung, in die die Schaltung 300 gemäß verschiedenen Ausführungsformen eingebettet sein kann oder mit der die Schaltung 300 gemäß verschiedenen Ausführungsformen zusammengeschaltet sein kann. Der in 3 nicht gezeigte zusätzliche dritte Transistor kann als ein DMOS-Transistor (Double Diffused Metal-Oxide-Semiconductor) konfiguriert sein. DMOS-Transistoren können in einem Spannungsgebiet arbeiten, das mit der am Eingang 202 der Schaltung 300 bereitgestellten (externen) Versorgungsspannung übereinstimmt oder das sogar größere Spannungen als die externe Versorgungsspannung gestattet. Deshalb ist möglicherweise ein zwischen den als ein DMOS-Transistor konfigurierten zusätzlichen dritten Transistor und dem Eingang 202 kaskadierter weiterer zusätzlicher Transistor nicht erforderlich. Jedoch kann bereits der weitere Transistor 302 als ein DMOS-Transistor konfiguriert sein und die Kaskade von Transistoren enthält möglicherweise nur zwei Transistoren - den Steuertransistor 204 und den weiteren Transistor 302. Unabhängig von der in der Kaskade vorgesehenen Anzahl von Transistoren kann die an das Gategebiet eines beliebigen der Transistoren in der Kaskade von Transistoren angelegte Gatespannung so gewählt werden, dass keiner der Transistoren außerhalb seines Arbeitsnennspannungsbereichs arbeitet. Weiterhin kann die Kaskade von Transistoren so konfiguriert sein, dass bei jedem Transistor die Source-/Drain-Spannung ausreichend hoch ist, damit jeder Transistor in der Kaskade von der Last, beispielsweise der in 3 nicht gezeigten Logikschaltung, gezogene Spitzenströme leitet.
-
In einer Kaskade von Transistoren, wie etwa der Reihenanordnung, die wie in 3 gezeigt den Steuertransistor 204 und den weiteren Transistor 302 enthält, kann ein Pufferkondensator 304 an jedem Verbindungsknoten zwischen zwei beliebigen Transistoren der Kaskade vorgesehen werden. Gemäß verschiedenen Ausführungsformen der Schaltung 300 können der oder die Pufferkondensatoren 304 so dimensioniert werden (d.h. ihre Kapazität auf bestimmte Weise gewählt werden), dass der von der Last, beispielsweise der an den internen Versorgungsanschluss 216 gekoppelten Logikschaltung, gezogene Strom vor dem Liefern an die Last gefiltert werden kann. Mit anderen Worten kann die (externe) Versorgungsspannung durch mindestens einen der an die Kaskade von Transistoren gekoppelten Pufferkondensatoren gefiltert werden. Dies kann zu einer verbesserten EMV (elektromagnetischen Verträglichkeit) der Schaltung 300 gemäß verschiedenen Ausführungsformen bezüglich ihres Verhaltens als Quelle für EMI (Electromagnetic Interference - elektromagnetische Beeinflussung) führen.
-
Eine weitere Implementierung der Schaltung gemäß verschiedenen Ausführungsformen ist in 4 gezeigt. Die Schaltung 400 gemäß verschiedenen Ausführungsformen enthält, wie zu sehen ist, drei kaskadierte Stufen: eine erste Stufe 402, eine zweite Stufe 404 und eine dritte Stufe 406. Die Schaltung 400 kann jedoch eine andere Anzahl von kaskadierten Stufen enthalten, die an die Anforderungen der jeweiligen Applikation, mit der die Schaltung 400 verwendet wird, angepasst werden kann. Bei diesem Ausführungsbeispiel der Schaltung 400 kann jede der drei Stufen der in 3 gezeigten Schaltung 300 entsprechen. Jedoch kann jede der Stufen unterschiedlich ausgelegt werden. Beispielsweise kann jede Stufe eine andere Anzahl von kaskadierten Transistoren aufweisen. Der Übersichtlichkeit halber wurden in der Darstellung der Stufen in 4 einige der Komponenten/Bauelemente der Schaltung 300 gemäß verschiedenen Ausführungsformen von 3 weggelassen.
-
Der erste Source-/Drain-Anschluss des weiteren Transistors 302 der ersten Stufe 402 kann an den Eingang 202 der Schaltung 400 gemäß verschiedenen Ausführungsformen, an die die (externe) Versorgungsspannung angelegt werden kann, geliefert werden. Am Ausgang 216 der ersten Stufe 402 kann eine erste interne Versorgungsspannung VDD1 bereitgestellt werden. Der Ausgang 216 der ersten Stufe 402 kann an den ersten Source-/Drain-Anschluss des weiteren Transistors 302 der zweiten Stufe 404 gekoppelt sein. Am Ausgang 216 der zweiten Stufe 404 kann eine zweite interne Versorgungsspannung VDD2 vorgesehen sein. Der Ausgang 216 der dritten Stufe 404 kann an den ersten Source-/Drain-Anschluss des weiteren Transistors 302 der dritten Stufe 406 gekoppelt sein. Am Ausgang 216 der dritten Stufe 406 kann eine dritte interne Versorgungsspannung VDD3 vorgesehen sein. Die Transistoren in der Gesamtkaskade, beginnend mit dem weiteren Transistor 302 in der erste Stufe 402 und mit dem Steuertransistor 204 in der dritten Stufe 406 endend, können so ausgelegt sein, dass sie in graduell abnehmenden Spannungsgebietsklassen arbeiten. Der weitere Transistor 302 in der ersten Stufe 402 kann zu der höchsten Spannungsgebietsklasse aller beispielhaft gezeigten sechs Transistoren in der Kaskade gehören, und der Steuertransistor 204 in der dritten Stufe 406 kann zu der niedrigsten Spannungsgebietsklasse aller beispielhaft gezeigten sechs Transistoren in der Kaskade gehören.
-
Die Schaltung 400 gemäß verschiedenen Ausführungsformen kann so konfiguriert sein, dass sie die drei internen Versorgungsspannungen VDD1, VDD2, VDD3 bereitstellt. Die am Eingang 202 bereitgestellte (externe) Versorgungsspannung kann beispielsweise 20 V betragen. Bei diesem beispielhaften Szenarium kann die erste interne Versorgungsspannung etwa 5 V, die zweite interne Versorgungsspannung etwa 3,3 V und die dritte interne Versorgungsspannung etwa 1,5 V betragen. Anhand dieses Beispiels ist ersichtlich, dass jede näher an dem Eingang 202 der Schaltung 400 angeordnete Stufe so konfiguriert sein kann, dass sie eine interne Versorgungsspannung (beispielsweise VDD2) bereitstellt, die größer ist als die durch die weiter weg von dem Eingang 202 der Schaltung 400 folgenden Stufe bereitgestellte interne Versorgungsspannung (beispielsweise VDD3). Die jeweiligen Werte der internen Versorgungsspannungen können jedoch verschieden sein und gemäß der Nachfrage von umgebenden Bauelementen/Komponenten definiert sein, an die die Versorgungsspannungen geliefert werden.
-
In 5 ist die Schaltung 200 gemäß verschiedenen Ausführungsformen, wie in 2 gezeigt, ausführlicher gezeigt. Die Schaltung 500 gemäß verschiedenen Ausführungsformen zeigt, wie die an den ersten Versorgungseingang des Inverters 208 gelieferte erste Versorgungsspannung und die an den zweiten Versorgungseingang des Inverters 208 gelieferte zweite Versorgungsspannung generiert werden können. Wegen der Ähnlichkeit des Rests der Schaltung 500 gemäß verschiedenen Ausführungsformen mit der Schaltung 200 von 2 werden nur die für die Generierung der Versorgungsspannungen für den Inverter 208 verantwortlichen Komponenten/Bauelemente beschrieben. Nachfolgend wird der Inverter 208 als der Steuerwechselrichter 208 bezeichnet.
-
In der Schaltung 500 gemäß verschiedenen Ausführungsformen ist ein Referenzwechselrichter 508 vorgesehen, wobei ein Ausgang des Referenzwechselrichters 508 an einen Eingang des Referenzwechselrichters 508 gekoppelt ist und der Eingang des Referenzwechselrichters 508 an eine Referenzspannungsquelle 514 gekoppelt ist, die zum Liefern einer Referenzspannung konfiguriert sein kann. Die Referenzspannungsquelle 514 ist weiterhin an das Referenzpotential 214, beispielsweise Massepotential, gekoppelt. Versorgungsanschlüsse des Referenzwechselrichters 508 sind an Konstantstromquellen gekoppelt, das heißt, der erste Versorgungsanschluss des Referenzwechselrichters 508 kann an eine erste Konstantstromquelle 504 gekoppelt sein, die weiterhin an einen Eingang 502 gekoppelt ist, an dem die Versorgungsspannung bereitgestellt werden kann, und der zweite Versorgungsanschluss des Referenzwechselrichters 508 kann an eine zweite Konstantstromquelle 512 gekoppelt sein, die weiterhin an das Referenzpotential 214, beispielsweise Massepotential, gekoppelt ist. Ein konstanter Strom kann an den ersten Versorgungseingangsanschluss und an den zweiten Versorgungseingangsanschluss des Referenzwechselrichters 508 durch die erste Konstantstromquelle 504 bzw. die zweite Konstantstromquelle 512 geliefert werden. Die resultierenden Spannungen an den Eingangsanschlüssen des Referenzwechselrichters 508 können an die Versorgungseingangsanschlüsse des Steuerwechselrichters 208 über Spannungsfolger 506, 510 (beispielsweise als Eins-Verstärker konfiguriert) geliefert werden. Die Spannungsfolger 506, 510 können, wie ersichtlich ist, als Spannungspuffer wirken. Um das Belasten der Referenzspannungsquelle 514 zu vermeiden, kann der Ausgang des Referenzwechselrichters 508 an den Ausgang 216 der Schaltung 500 gemäß verschiedenen Ausführungsformen gekoppelt sein, anstatt an den Eingang des Referenzwechselrichters 508 (und dadurch an den Ausgang der Referenzspannungsquelle 514) gekoppelt zu sein. Die interne Versorgungsspannung VDD entspricht der an den Eingang des Referenzwechselrichters 508 gelieferten Referenzspannung, nachdem der Spannungsregelteil der Schaltung 500 gemäß verschiedenen Ausführungsformen ausgeregelt hat, das heißt wenn sich der Steuerwechselrichter 208, der Spannungsfolger 206 und der Steuertransistor 204 im stationären Zustand befinden.
-
In 6 wird eine detailliertere Ansicht der in 5 gezeigten Schaltung 500 vorgelegt. Die Schaltung 600 kann einen ersten Eingangsanschluss 502 enthalten, an den eine erste Eingangsspannung, beispielsweise die Versorgungsspannung, angelegt werden kann. Der erste Eingangsanschluss 502 kann an eine erste Konstantstromquelle 504 gekoppelt sein, die an einen ersten Source-/Drain-Anschluss eines ersten Transistors 630 und an ein Gategebiet des ersten Transistors 630 gekoppelt sein kann. Das Gategebiet des ersten Transistors ist an ein Gategebiet eines fünften Transistors 620 und an eine Seite einer ersten Kapazität 632 gekoppelt, wobei die andere Seite der ersten Kapazität 632 an das Referenzpotential 214, z.B. Massepotential, gekoppelt ist. Ein zweiter Source-/Drain-Anschluss des ersten Transistors 630 kann an einen ersten Source-/Drain-Anschluss eines zweiten Transistors 634 gekoppelt sein. Ein zweiter Source-/Drain-Anschluss des zweiten Transistors 634 kann an einen ersten Source-/Drain-Anschluss eines dritten Transistors 638 und an den Ausgang 216 der Schaltung 600 gekoppelt sein. Ein Gategebiet des zweiten Transistors 634 und ein Gategebiet des dritten Transistors 638 können an einen Referenzsignaleingang 636 gekoppelt sein. Ein zweiter Source-/Drain-Anschluss des dritten Transistors 638 kann an einen ersten Source-/Drain-Anschluss eines vierten Transistors 640 gekoppelt sein. Ein zweiter Source-/Drain-Anschluss des vierten Transistors 640 kann an ein Gategebiet des vierten Transistors 640 und über eine zweite Konstantstromquelle 512 an das Referenzpotential 214 gekoppelt sein. Das Gategebiet des vierten Transistors 640 kann an ein Gategebiet eines sechsten Transistors 626 und an eine Seite eines zweiten Kondensators 628 gekoppelt sein, wobei die andere Seite des Kondensators 628 an das Referenzpotential 214, z.B. Massepotential, gekoppelt ist.
-
Ein zweiter Eingangsanschluss 602, an den eine zweite Eingangsspannung angelegt sein kann, beispielsweise die Versorgungsspannung, kann an einen ersten Source-/Drain-Anschluss des fünften Transistors 620 gekoppelt sein. Ein zweiter Source-/Drain-Anschluss des fünften Transistors 620 kann an den ersten Source-/Drain-Anschluss eines achten Transistors 622 gekoppelt sein. Ein erster Source-/Drain-Anschluss des achten Transistors 622 kann an eine Seite einer dritten Kapazität 218, an ein Gategebiet eines zehnten Transistors 616, an ein Gategebiet eines zwölften Transistors 612 und an einen ersten Source-/Drain-Anschluss eines siebten Transistors 624 gekoppelt sein. Ein zweiter Source-/Drain-Anschluss des siebten Transistors 624 kann an einen ersten Source-/Drain-Anschluss des sechsten Transistors 626 gekoppelt sein, wobei der zweite Source-/Drain-Anschluss des sechsten Transistors 626 an das Referenzpotential 214, z.B. Massepotential, gekoppelt ist. Die andere Seite des dritten Kondensators 218 kann an ein Gategebiet eines neunten Transistors 614 und an ein Gategebiet eines elften Transistors 610 gekoppelt sein. Ein dritter Eingangsanschluss 604, an den eine dritte Eingangsspannung angelegt werden kann, beispielsweise die Versorgungsspannung, kann über eine dritte Konstantstromquelle 608 an einen ersten Source-/Drain-Anschluss des neunten Transistors 614 gekoppelt sein. Der zweite Source-/Drain-Anschluss des neunten Transistors 614 kann an einen ersten Source-/Drain-Anschluss des zehnten Transistors 616 gekoppelt sein. Ein zweiter Source-/Drain-Anschluss des zehnten Transistors 616 kann an das Referenzpotential 214, z.B. Massepotential, gekoppelt sein. Ein vierter Eingangsanschluss 606, an den eine vierte Eingangsspannung angelegt sein kann, beispielsweise die Versorgungsspannung, kann an einen ersten Source-/Drain-Anschluss des elften Transistors 610 gekoppelt sein. Der zweite Source-/Drain-Anschluss des elften Transistors 610 kann an einen ersten Source-/Drain-Anschluss des zwölften Transistors 612 und an das Gategebiet des Steuertransistors 204 gekoppelt sein. Ein zweiter Source-/Drain-Anschluss des zwölften Transistors 612 kann an das Referenzpotential 214, z.B. Massepotential, gekoppelt sein.
-
Die Transistoren in der Schaltung 600 gemäß verschiedenen Ausführungsformen, die im Prozess des Zählens mit einer geraden Zahl bezeichnet worden sind (z.B. der zweite Transistor 634, der zwölfte Transistor 612) können als PMOS-Transistoren konfiguriert sein. Die Transistoren in der Schaltung 600 gemäß verschiedenen Ausführungsformen, die im Prozess des Zählens mit einer ungeraden Zahl bezeichnet worden sind (z.B. der erste Transistor 630, der elfte Transistor 610) können als NMOS-Transistoren konfiguriert sein.
-
In der Schaltung 600 gemäß verschiedenen Ausführungsformen enthält der Spannungsfolger (Element 206 in 5) komplementäre CMOS-Transistoren (den neunten Transistor 614, den zehnten Transistor 616, den elften Transistor 610 und den zwölften Transistor 612), und er kann so konfiguriert sein, dass er bei einem Arbeitspunkt der Klasse AB arbeitet. Die Gategebiete des zehnten Transistors 616 und des zwölften Transistors 612 sind direkt an den Ausgang des Steuerwechselrichters 208 (durch den achten Transistor 622 und den siebten Transistor 624 verkörpert) gekoppelt. Im Gegensatz dazu sind die Gategebiete des neunten Transistors 614 und des elften Transistors 610 über den dritten Kondensator 218 an den Ausgang des Steuerwechselrichters 208 gekoppelt. Das Koppeln über den dritten Kondensator 218 führt einen DC-Offset zwischen der an die Gategebiete des zehnten Transistors 616 und des zwölften Transistors 612 angelegten Spannung und der an die Gategebiete des neunten Transistors 614 und des elften Transistors 610 angelegten Spannung ein. Dieser DC-Offset kompensiert die Spannungsdifferenz zwischen dem an dem Ausgang des Steuerwechselrichters 208 bereitgestellten Potential (d.h. dem Potential zwischen dem zweiten Source-/Drain-Anschluss des achten Transistors 622 und dem ersten Source-/Drain-Anschluss des siebten Transistors 624) und dem an das Gategebiet des Steuertransistors 204 angelegten Potential. Das an dem Ausgang des Steuerwechselrichters 208 bereitgestellte Potential kann dem am Ausgang 216 bereitgestellten internen Versorgungspotential VDD entsprechen. Das an das Gategebiet des Steuertransistors 204 angelegte Potential wird durch den Wert der Schwellwertspannung des Steuertransistors 204 erhöht. Der Steuerwechselrichter kann ebenfalls an einem Arbeitspunkt der Klasse AB arbeiten. Da sowohl der Steuerwechselrichter als auch der Spannungsfolger an einem Arbeitspunkt der Klasse AB arbeiten können, kann die Schaltung 600 gemäß verschiedenen Ausführungsformen somit einen niedrigen Ruhestromverbrauch mit einer schnellen Antwort auf eine plötzliche stufenartige Variation der Last kombinieren. Es kann für den Steuerwechselrichter 208 aus dem folgenden Grund vorteilhaft sein, an einem Arbeitspunkt der Klasse AB zu arbeiten. Die Ströme der ersten Konstantstromquelle 504 und der zweiten Konstantstromquelle 512 (siehe 5) sind so niedrig gewählt und die Kanalbreite des zweiten Transistors 634 und die Kanalbreite des dritten Transistors 638 sind so groß gewählt, dass die an den Steuerwechselrichter 208 gelieferte positive (oder größere) Versorgungsspannung möglicherweise nur um einen Wert gegenüber der Referenzspannung größer ist, der gleich der Schwellwertspannung ist, und dass die an den Steuerwechselrichter 208 gelieferte negative (oder kleinere) Versorgungsspannung möglicherweise nur um einen Wert kleiner ist als die Referenzspannung, der gleich der Schwellwertspannung ist. Hier bezieht sich die Schwellwertspannung auf die Schwellwertspannung der in dem Steuerwechselrichter 208 verwendeten Transistoren, wobei jene Schwellwertspannungen gleich den Schwellwertspannungen der in 6 gezeigten anderen Transistoren sein können. Die an den Steuerwechselrichter 208 gelieferte positive (oder größere) Versorgungsspannung kann die an den zweiten Versorgungseingang des Steuerwechselrichters 208 über dem zweiten Spannungsfolger 506 angelegte zweite Versorgungsspannung sein. Die an den Steuerwechselrichter 208 gelieferte negative (oder kleinere) Versorgungsspannung kann die an den ersten Versorgungseingang des Steuerwechselrichters 208 über dem ersten Spannungsfolger 510 angelegte erste Versorgungsspannung sein. Im Fall einer Schwellwertspannung von 400 mV kann die positive Versorgungsspannung etwa 1,9 V und die negative Versorgungsspannung etwa 1,1 V betragen. Deshalb kann im stationären Zustand des Steuerwechselrichters 208 ein sehr niedriger Strom dort hindurch fließen.
-
Eine weitere Implementierung der Schaltung gemäß verschiedenen Ausführungsformen ist in 7 gezeigt. Die Schaltung 700 von 7 zeigt einen möglichen Aufbau für die Bereitstellung einer Gatespannung, die an ein Gategebiet eines Transistors in einer Kaskade von Transistoren angelegt werden kann, beispielsweise einen weiteren Transistor 302. Da die in 7 gezeigte Schaltung 700 auf der Schaltung 300 gemäß verschiedenen, in 3 gezeigten Ausführungsformen basiert, wurden die gleichen Bezugszahlen für die gleichen Bauelemente/Komponenten gewählt, die die gleichen Funktionen erfüllen, die im Kontext der in 7 gezeigten Schaltung nicht wieder ausführlich beschrieben werden.
-
Die Schaltung 700 gemäß verschiedenen Ausführungsformen enthält den Versorgungsanschluss 202, der an den ersten Source-/Drain-Anschluss des weiteren Transistors 302 gekoppelt sein kann. Der zweite Source-/Drain-Anschluss des weiteren Transistors 302 kann an den ersten Source-/Drain-Anschluss des Steuertransistors 204 und an eine Seite eines Pufferkondensators 304 gekoppelt sein. Die andere Seite des Pufferkondensators 304 kann an das Referenzpotential 214, z.B. Massepotential, gekoppelt sein. Der zweite Source-/Drain-Anschluss des Steuertransistors 204 kann an den internen Versorgungsspannungsanschluss 216 gekoppelt sein, an den eine in 7 nicht gezeigte Last, beispielsweise eine Logikschaltung, gekoppelt sein kann. Die an das Gategebiet des Steuertransistors 204 angelegte Spannung kann beispielsweise auf die in 3 dargestellte Weise bereitgestellt werden. Deshalb wurden in 7 aus Gründen der Übersichtlichkeit diese Spannung liefernde Elektronikkomponenten weggelassen. Das Gategebiet des weiteren Transistors 302 kann an eine Konstantstromquelle 704, an einen ersten Source-/Drain-Anschluss eines Transistors 706 und das Referenzpotential 214, beispielsweise Massepotential, über eine Kapazität 712 gekoppelt sein. Die Konstantstromquelle 704 kann weiterhin an einen Eingang 702 der Schaltung 700 gemäß verschiedenen Ausführungsformen gekoppelt sein. Ein zweiter Source-/Drain-Anschluss des Transistors 706 kann an den zweiten Source-/Drain-Anschluss des Steuertransistors 204 gekoppelt sein, der dem Ausgang 216 der Schaltung 700 gemäß verschiedenen Ausführungsformen entspricht. Ein Gategebiet des Transistors 706 kann über einen ersten Widerstand 708 an den Stromweg zwischen dem zweiten Source-/Drain-Anschluss des weiteren Transistors 302 und über einen zweiten Widerstand 710 an das Referenzpotential 214, z.B. Massepotential, gekoppelt sein.
-
In Analogie zu der Schaltung 400 gemäß verschiedenen, in 4 gezeigten Ausführungsformen kann die in 7 gezeigte Schaltung 700 auch in einer gestapelten Struktur bereitgestellt werden, das heißt, sie kann die Basis für einen einzelnen Zustand einer Schaltung gemäß verschiedenen Ausführungsformen, die mehrere Stufen enthalten, bilden.
-
Der Wert der Source-/Drain-Spannung am Steuertransistor 204 kann durch geeignete Wahl der Werte für den ersten Widerstand 708 und den zweiten Widerstand 710 angelegt werden, die als ein Spannungsteiler für die Spannung wirkt, die an das Gategebiet des Transistors 706 angelegt wird, der wiederum den weiteren Transistor 302 ansteuert. Außerdem kann der Wert der Source-/Drain-Spannung an dem Steuertransistor 204 von der Schwellwertspannung des Steuertransistors 204 abhängen. Der zwischen das Gategebiet des weiteren Kondensators 302 und das Referenzpotential 214 gekoppelte Kondensator 712 kann als ein Puffer wirken, der Ladungen zum Gategebiet des weiteren Transistors 302 im Fall eines plötzlichen stufenartigen Anstiegs der Last wie etwa der einen höheren Strom ziehenden Logikschaltung liefern.
-
Wenngleich die Erfindung unter Bezugnahme auf spezifische Ausführungsformen besonders gezeigt und beschrieben worden ist, versteht der Fachmann, dass daran verschiedene Änderungen hinsichtlich Form und Detail vorgenommen werden können, ohne von dem Schutzbereich der Erfindung, wie durch die beigefügten Ansprüche definiert, abzuweichen. Der Schutzbereich der Erfindung wird somit durch die beigefügten Ansprüche angegeben, und alle Änderungen, die innerhalb der Bedeutung der Ansprüche liegen, sollen deshalb eingeschlossen sein.