DE102018131054B4

DE102018131054B4 - Mikroakustisches HF-Filter

Info

Publication number: DE102018131054B4
Application number: DE102018131054.4A
Authority: DE
Inventors: Edgar Schmidhammer
Original assignee: RF360 Europe GmbH
Current assignee: RF360 Singapore Pte Ltd
Priority date: 2018-12-05
Filing date: 2018-12-05
Publication date: 2020-10-08
Anticipated expiration: 2038-12-06
Also published as: CN113169727A; US20210384890A1; WO2020114849A1; TW202040934A; DE102018131054A1

Abstract

Mikroakustisches HF-Filter, umfassend:- ein erstes Tor (101) und ein zweites Tor (102);- einen ersten Signalweg (120), der zwischen das erste und das zweite Tor gekoppelt ist, wobei der erste Signalweg einen Resonator (121) umfasst;- einen zweiten Signalweg (110), der zwischen das erste und das zweite Tor gekoppelt ist, wobei der zweite Signalweg einen Resonator (111) und einen Phasenschieber (232), der in Reihe mit dem Resonator geschaltet ist, umfasst, wobei mindestens einer der Resonatoren (111, 121) einen mikroakustischen Resonator umfasst, und wobei der Phasenschieber (411) mindestens eines umfasst von: einer Hochpass-Pi-Schaltung, einer Tiefpass-Pi-Schaltung, einer Hochpass-T-Schaltung, einer Tiefpass-T-Schaltung, einer Allpass-Schaltung und Kombinationen davon, um Phasenschieber umzusetzen, die aus mindestens drei Elementen gebildet sind, die in dem zweiten Signalweg angeordnet sind.

Description

Technisches Gebiet
Die vorliegende Offenbarung bezieht sich auf HF-Filter. Insbesondere bezieht sich die vorliegende Offenbarung auf ein HF-Filter, das mikroakustische Resonatoren umfasst.
Hintergrund
HF-Filter werden in elektronischen Vorrichtungen häufig verwendet, um die erwünschte Signalbandbreite aus dem empfangenen Signal auszuwählen. HF-Filter in Kommunikationsvorrichtungen, die derzeit bediente Übertragungsbänder abdecken, sind oft aus akustischen Oberflächenwellenresonatoren oder akustischen Volumenwellenresonatoren in Strukturen vom Abzweigtyp gebildet.
In einem HF-Filter vom Abzweigtyp wird die Bandbreite hauptsächlich durch den Abstand zwischen Resonanz- und Anti-Resonanzfrequenzen oder den Pol-Null-Abstand bestimmt, der hauptsächlich durch den Kopplungsfaktor des piezoelektrischen Substrats der Resonatoren bestimmt wird. Die Verwendung passiver Komponenten, wie z.B. Induktivitäten, in der Struktur vom Abzweigtyp kann die Bandbreite erhöhen, dies jedoch auf Kosten der gesamten Filterleistung, wie z.B. einer schlechten Dämpfung außerhalb des Bandes. Beispielsweise beschreibt das Dokument US 2003/0042995 A1 einen Resonator und einen Phasenschieber. Andere Ansätze beziehen sich auf eine Scandium-Dotierung einer piezoelektrischen Aluminiumnitridschicht zur Erhöhung der akustischen Kopplung, was die Bandbreite von Filtern vom Abzweigtyp verbessert. Allerdings ist die Herstellung von piezoelektrischen Aluminium-Scandiumnitrid-Schichten komplex und die Menge an Scandium physikalisch auf etwa 40% innerhalb des Aluminiumnitrids begrenzt.
Andere Dotierstoffe als Aluminiumnitrid oder andere piezoelektrische Materialien oder Substrate können die physikalische Bandbreite und den Pol-Null-Abstand erhöhen, wobei die grundlegenden Einschränkungen bestehen bleiben.
Künftige Breitbandübertragungsstandards, wie z.B. der 5G-Kommunikationsstandard, erfordern ein breites Durchlassband eines Filters mit guter Dämpfung außerhalb des Bandes, da andere Dienste möglicherweise nahe an den 5G-Bändern liegen. So erfordert z.B. ein HF-Filter für das n79-Band eine Durchlassbandbreite von 600 MHz von 4,4 GHz bis 5,0 GHz, wobei sich ein WLAN-Dienst unmittelbar über dem Durchlassband befindet, so dass ein Filter ein breites Durchlassband abdecken und eine gute Dämpfung außerhalb des Bandes haben muss, wenn beide Dienste gleichzeitig von der Kommunikationsvorrichtung abgedeckt werden sollen. Diese Anforderungen können für Filterkonstruktionen vom Abzweigtyp widersprüchlich sein, so dass es schwierig sein kann, alle Anforderungen mit einer aktuellen Ausführung vom Abzweigtyp zu erfüllen, sogar unter Verwendung der vorstehend beschriebenen Ansätze. Ein weiteres prominentes Beispiel ist das n77-Band, wo sich die Bandbreite 900 MHz von 3,0 GHz bis 4,2 GHz erstreckt, auch mit Selektivitäten in der Nähe, die erforderlich sind, um ein Co-Banding von 4G- und 5G-Systemen zu ermöglichen. Dementsprechend besteht ein Bedarf an einem mikroakustischen HF-Filter, das ein breites Durchlassband und eine gute Dämpfung außerhalb des Bandes bereitstellt. Das HF-Filter sollte weniger komplex sein und eine unkomplizierte Herstellung ermöglichen.
Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Offenbarung, eine neue Struktur für ein mikroakustisches HF-Filter bereitzustellen, das ein breites Durchlassband, steile Filterflanken und eine gute Dämpfung außerhalb des Bandes ermöglicht.
Es ist eine weitere Aufgabe der vorliegenden Offenbarung, ein solches mikroakustisches HF-Filter bereitzustellen, das mit den derzeit verfügbaren Technologien für Resonatoren sowohl vom Typ akustische Oberflächenwelle (SAW) als auch akustische Volumenwelle (BAW) sowie auch akustischer Filmvolumenresonator (FBAR) hergestellt werden kann.
Es ist noch eine weitere Aufgabe der vorliegenden Offenbarung, ein solches mikroakustisches HF-Filter bereitzustellen, das weniger komplex ist.
Kurzdarstellung
Gemäß der vorliegenden Offenbarung werden eine oder mehrere der vorstehend genannten Aufgaben durch ein mikroakustisches HF-Filter erreicht, das die Merkmale des vorliegenden Anspruchs 1 umfasst.
Gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung sind ein erster und ein zweiter Signalweg zwischen ein erstes und ein zweites Tor gekoppelt. Jeder Signalweg umfasst einen Resonator. Einer des ersten und des zweiten Signalwegs umfasst ferner einen Phasenschieber, der in Reihe mit dem Resonator geschaltet ist. Eine solche Schaltungsstruktur verwendet ein Halbgitterfilter. Mindestens einer der Resonatoren ist ein mikroakustischer Resonator, wobei der andere Resonator ein mikroakustischer Resonator oder ein Kondensator sein kann. Falls die Resonatoren einen mikroakustischen Resonator und einen Kondensator umfassen, werden Störmoden oder andere Verluste, die das Durchlassbandverhalten möglicherweise beeinflussen oder stören, reduziert. Wenn Störmoden und/oder Verluste eines mikroakustischen Resonators das Durchlassband beeinflussen, sollte dieser mikroakustische Resonator durch einen Kondensator ersetzt werden.
Gemäß Ausführungsformen ist der Phasenschieber dazu ausgelegt, eine Phasenverschiebung von 180° oder von etwa 180° durchzuführen. Insbesondere kann die Phasenverschiebung 180° mindestens einmal innerhalb eines Durchlassbands des Filters betragen. Mehr als ein 180°-Durchgang der Phasenverschiebungsfunktion innerhalb des Durchlassbands ist auch möglich. Der Phasenschieber kann z.B. eine Phasenverschiebung von 180° bei der Mittenfrequenz der Durchlassbandbreite durchführen.
Der Phasenschieber kann durch verschiedene Ausführungsformen umgesetzt sein. Jegliche Ausführungsform, die mindestens eine Phasenverschiebung mit einem Wert von 180° innerhalb des Durchlassbands des HF-Filters aufweist, ist möglich. Gemäß Ausführungsformen kann der Phasenschieber eine Hochpass-Pi-Schaltung, eine Tiefpass-Pi-Schaltung, eine Hochpass-T-Schaltung oder eine Tiefpass-T-Schaltung umfassen. Der Phasenschieber kann auch Kombinationen davon umfassen, um das Verhalten außerhalb des Bandes des Filters zusätzlich zu formen. Der Phasenschieber kann auch entsprechende Schaltungen höherer Ordnung umfassen, wobei die Anzahl der Elemente größer als 3 (drei) ist. Darüber hinaus sind auch Allpass-Topologien nutzbar, die eine gute Einfügedämpfung in einem breiten Durchlassband schaffen und eine Phasenformung ermöglichen. Entzerrerschaltungen können auch verwendet werden. Dem Fachmann stehen Schaltungsdarstellungen jeglicher der vorstehend genannten Phasenschieberschaltungen zur Verfügung.
Der Phasenschieber kann auch unter Verwendung von sogenannten Hybridschaltungen umgesetzt sein. Gemäß Ausführungsformen kann der Phasenschieber eine 0°/180°-3dB-Hybridschaltung umfassen, die zwischen den ersten und den zweiten Signalweg gekoppelt ist.
Gemäß einer weiteren Ausführungsform kann der Phasenschieber eine 0°/90° 3dB-Hybridschaltung umfassen, die zwischen den ersten und den zweiten Signalweg gekoppelt ist, und einen Phasenschieber, der dazu ausgelegt ist, eine Phasenverschiebung von 90° oder von etwa 90° durchzuführen, so dass in Summe eine Phasenverschiebung von 180° oder etwa 180° erreicht wird. Insbesondere kann die Phasenverschiebung 90° mindestens einmal innerhalb des Durchlassbands des HF-Filters betragen. Die 90°-Phasenverschiebung der Hybridschaltung und die 90°-Phasenverschiebung der Phasenschieberschaltung bilden zusammen eine 180°-Phasenverschiebung in einem des ersten und des zweiten Signalwegs.
Der 180°-Phasenschieber kann auch als ein Leistungsteiler in Kombination mit einem ersten und einem zweiten Zweig umgesetzt sein, die dazwischen eine Phasenverschiebung von etwa 180° mindestens einmal innerhalb des Durchlassbandes des HF-Filters haben. Gemäß Ausführungsformen kann der Phasenschieber einen Leistungsteiler umfassen, der einen ersten und einen zweiten Ausgangsanschluss aufweist, wobei ein Hochpassfilter mit einem des ersten und des zweiten Ausgangsanschlusses und ein Tiefpassfilter mit dem anderen des ersten und des zweiten Ausgangsanschlusses verbunden ist. Die Verwendung eines Leistungskombinators kann zusätzliche Phasenkorrekturschaltungen erfordern, um die 0°/180°-Phasenverschiebung in den zwei Zweigen des Halbgitterfilters zu erreichen.
Gemäß Ausführungsformen kann eine Anpassungsschaltung zwischen mindestens eines des ersten und des zweiten Tores und den ersten und den zweiten Signalweg geschaltet sein. Die Anpassungsschaltung kann eine in Reihe geschaltete Induktivität oder eine in Reihe geschaltete Induktivität zusammen mit einem Kondensator in Shunt-Verbindung, wie z.B. einem Tiefpassfilter, umfassen. Die Anpassungsschaltung ermöglicht die Umsetzung einer flachen Durchlassbandleistung. Natürlich können auch andere, exemplarisch genannte und dem Fachmann vertraute Anpassungsschaltungen verwendet werden.
Darüber hinaus sollten das erste und zweite Tor des HF-Filters an die damit gekoppelten externen Schaltungen angepasst werden. Die Halbgitterfilterstruktur ermöglicht eine relativ freie Dimensionierung der Impedanzanpassungsschaltungen, so dass die Impedanzanpassung des ersten und des zweiten Tores im Wesentlichen unterschiedliche Impedanzen erreichen kann. In einer Ausführungsform können die Anpassungsschaltungen so ausgebildet sein, dass die Impedanzen des ersten und des zweiten Tores im Wesentlichen unterschiedlich sind. Der vorgestellte Halbgitteransatz ermöglicht eine Impedanzwandlung vom Eingang zum Ausgang des Filters.
Die Halbgitterfilterstruktur ermöglicht eine Modifikation des Sperrbandes und der Flanken des Durchlassbandes relativ unabhängig von dem Durchlassband, so dass die Formung der Sperrbanddämpfung und der Filterflanken die Durchlassbanddämpfung nicht wesentlich beeinflusst. Dies wird durch zusätzliche Elemente erreicht, die mit dem ersten und/oder zweiten Tor gekoppelt sind und eine endliche Übertragungsnullstellen(FTZ)-Funktion schaffen. Die Platzierung von FTZ ist relativ unabhängig, so dass der Entwickler wählen kann, ob er alle davon am Eingang des Filters, alle davon am Ausgang des Filters oder sowohl am Eingang als auch am Ausgang des Filters platzieren möchte. Gemäß Ausführungsformen sind mindestens einer oder mehrere mikroakustische Resonatoren oder eine oder mehrere parallele Resonanzschaltungen zwischen den ersten und den zweiten Weg und eines des ersten und des zweiten Tores in Reihe geschaltet, um eine endliche Übertragungsnullstellen-Funktion durchzuführen. Gemäß Ausführungsformen sind mindestens einer oder mehrere mikroakustische Resonatoren oder eine oder mehrere Reihenresonanzschaltungen in Shunt-Verbindung mit einem Knoten verbunden, der zwischen den ersten und den zweiten Signalweg und eines des ersten und des zweiten Tores gekoppelt ist, um eine endliche Übertragungsnullstellen-Funktion durchzuführen. Es muss zu verstehen sein, dass die Platzierung verschiedener FTZ zusätzliche Elemente, wie z.B. Induktivitäten und Kondensatoren, erfordern kann, um eine korrekte Anpassung zwischen den FTZ zu gewährleisten. Das ist dem Fachmann wohlbekannt.
Eine Kaskadierung von Resonatoren und Phasenschiebern in dem ersten und dem zweiten Signalweg zur Erhöhung des Filtergrades ist auch möglich. Gemäß Ausführungsformen ist in jedem des ersten und des zweiten Signalwegs mindestens ein zusätzlicher Resonator in Kaskade angeordnet. In Erweiterung des Konzepts der Kaskadierung ist mindestens ein weiterer zusätzlicher Resonator in jedem des ersten und des zweiten Signalwegs in Kaskade angeordnet, zusammen mit einem zusätzlichen Phasenschieber, der dazu ausgelegt ist, eine Phasenverschiebung von 180° mindestens einmal innerhalb des Durchlassbands des HF-Filters in dem zweiten Signalweg durchzuführen. Alle an dem in Kaskade angeordneten Halbgitterfilter beteiligten Resonatoren dürfen unterschiedliche Eigenschaften wie z.B. Resonanzfrequenz, statische Kapazität, Pol-Null-Abstand, Herstellungstechnik usw. haben.
Gemäß Ausführungsformen sind einer oder mehrere oder alle mikroakustischen Resonatoren aus einer Antireihenkaskade eines ersten und eines zweiten Resonators oder einer Antiparallelkaskade eines ersten und eines zweiten Resonators gebildet, um z.B. die Linearität des Filters zu verbessern. Der erste und zweite Resonator der Antireihen- und der Antiparallelkaskade weisen eine entgegengesetzte piezoelektrische Polarität des piezoelektrischen Materials, aus dem sie gebildet sind, in Bezug auf das angelegte elektrische Feld auf. In einer Antireihenkaskade sind der erste und der zweite Resonator so in Reihe geschaltet, dass die Polarität des piezoelektrischen Materials der Resonatoren entgegengesetzt zu einem Signal ausgerichtet ist, das sich durch den ersten und den zweiten Resonator ausbreitet, z.B. Spannung, elektrisches Feld zu einem bestimmten Zeitpunkt T0. In einer Antiparallelkaskade sind der erste und der zweite Resonator so parallel geschaltet, dass die Polarität des piezoelektrischen Materials der Resonatoren entgegengesetzt zu einem Signal ausgerichtet ist, das sich durch den ersten und den zweiten Resonator ausbreitet, z.B. Spannung, elektrisches Feld zu einem bestimmten Zeitpunkt T0.
In der HF-Filterschaltung können die Elemente auf verschiedene Chips aufgeteilt sein. Ein erster Chip kann die mikroakustischen Resonatoren mit einer Resonanzfrequenz innerhalb des oder in der Nähe des Durchlassbandes des HF-Filters umfassen. Ein zweiter Chip kann die mikroakustischen Resonatoren mit einer Resonanzfrequenz umfassen, die wesentlich höher ist als die obere Flanke des Durchlassbandes, und ein dritter Chip kann mikroakustische Resonatoren mit einer Resonanzfrequenz umfassen, die wesentlich niedriger ist als die untere Flanke des Durchlassbandes. Mikroakustische Resonatoren, die eine Resonanzfrequenz nahe dem Durchlassband des HF-Filters oder der oberen und unteren Flanke des Durchlassbandes haben, können vorzugsweise auf dem ersten Chip angeordnet sein. Darüber hinaus können zusätzliche Chips oder das Filterlaminat FTZ umfassen, die als Reihenresonanzschaltungen und/oder Parallelresonanzschaltungen umgesetzt sind, und optional zusätzliche Induktivitäten und/oder Kondensatoren umfassen, die in jeglicher substratbasierten Technologie, wie z.B. Laminat, Passiv-auf-Glas, Niedertemperatur-Einbrand-Keramik (LTCC), jeglicher Technologie integrierter passiver Vorrichtungen (IPD), umgesetzt sind. Kondensatoren, die für die Umsetzung des Phasenschiebers erforderlich sind, können auf dem ersten Chip enthalten sein, falls sie als On-Chip-Kondensatoren auf dem SAW-Substrat oder BAW-Substrat umgesetzt sein können.
Als ein darstellendes Beispiel kann das HF-Filter so ausgelegt sein, dass es einen Durchlassbandabschnitt aufweist, der im Bereich zwischen 4,4 GHz und 5,0 GHz liegt, was das n79-Band bildet. Der Abschnitt des Filters außerhalb des Bandes liegt in einem Frequenzbereich von weniger als 4,4 GHz und mehr als 5,0 GHz. Die mikroakustischen Resonatoren des Filters können nur akustische Oberflächenwellenresonatoren oder nur akustische Volumenwellenresonatoren sein oder können sowohl akustische Oberflächenwellenresonatoren als auch akustische Volumenwellenresonatoren umfassen, die in verschiedenen Technologieformen umgesetzt und unter verschiedenen Namen, wie z.B. LiTaO3, temperaturkompensierte Filter mit hoher Qualität (HQTCF), Dünnschicht-SAW, SMR-BAW, FBAR, etc. bekannt sind. Die piezoelektrischen Substrate können Lithiumtantalat, Lithiumniobat, Aluminiumnitrid oder Aluminiumscandiumnitrid oder jegliches andere piezoelektrische Material umfassen, das die Umsetzung von mikroakustischen Resonatoren ermöglicht, die entweder Typen mit akustischen Oberflächenwellen oder Typen mit akustischen Volumenwellen unterstützen. Auch MEMS-basierte Resonatoren sind möglich. Resonatoren, die solche piezoelektrischen Materialien und die Halbgitterfilterstruktur gemäß den vorstehend beschriebenen Ausführungsformen verwenden, sind in der Lage, das für das n79-Band erforderliche relativ breite Durchlassband abzudecken und die steilen Filterflanken zusammen mit einer ausreichenden Dämpfung in dem Abschnitt außerhalb des Bandes aufzuweisen, um andere HF-Dienste zu unterdrücken, die sich in einem Frequenzband unmittelbar neben dem n79-Band befinden. Ein weiteres Beispiel ist durch das n77-Band gegeben, das 900 MHz Bandbreite (3300 MHz - 4200 MHz) abdeckt und die Koexistenz zwischen B42/B43 (im n77-Band enthalten) und n79 fordert. Der vorgeschlagene Halbgitteransatz ist eine überlegene Lösung, um die geforderten Kundenspezifikationen mit mikroakustischen Standardresonatoren zu erfüllen.
Es ist zu verstehen, dass sowohl die vorstehende allgemeine Beschreibung als auch die folgende detaillierte Beschreibung nur exemplarisch sind und einen Überblick oder Rahmen zum Verständnis von Art und Charakter der Ansprüche geben sollen. Die beiliegenden Zeichnungen dienen dem besseren Verständnis und sind in diese Beschreibung integriert und bilden einen Teil davon. Die Zeichnungen zeigen eine oder mehrere Ausführungsformen und dienen zusammen mit der Beschreibung dazu, Prinzipien und Funktionsweisen der verschiedenen Ausführungsformen zu erklären. Die gleichen Elemente in verschiedenen Figuren der Zeichnungen sind durch die gleichen Bezugszeichen gekennzeichnet.
Figurenliste
In den Zeichnungen zeigen:

1 ein schematisches Diagramm eines HF-Filters vom Halbgittertyp gemäß den Prinzipien der vorliegenden Offenbarung;
2 ein schematisches Diagramm eines HF-Filters vom Halbgittertyp unter Verwendung von Anpassungsschaltungen;
3 ein schematisches Diagramm eines HF-Filters vom Halbgittertyp unter Verwendung anderer Anpassungsschaltungen;
4 ein HF-Filter mit einer grundlegenden Umsetzung eines Phasenschiebers;
5A bis 5I Schaltpläne mehrerer Ausführungsformen für den Phasenschieber gemäß 4;
6 ein HF-Filter mit einem grundlegenden Diagramm noch einer weiteren Ausführungsform eines Phasenschiebers;
7 ein HF-Filter mit noch einer weiteren Ausführungsform eines Phasenschiebers;
8 ein grundlegendes Diagramm noch einer weiteren Ausführungsform eines Phasenschiebers;
Die 9A und 9B ein grundlegendes Diagramm noch einer weiteren Ausführungsform eines Phasenschiebers und ein entsprechendes schematisches Diagramm des Phasenschiebers;
10 ein schematisches Diagramm eines HF-Filters unter Verwendung von Schaltungen endlicher Übertragungsnullstellen;
11 ein schematisches Diagramm eines HF-Filters mit einer in Kaskade angeordneten Halbgitterstruktur;
12A und 12B ein schematisches Diagramm eines HF-Filters für das n79-Band und die entsprechende Übertragungsfunktion;
13 ein schematisches Diagramm eines HF-Filters mit Antireihenkaskaden; und
14 ein schematisches Diagramm des HF-Filters, das die Aufteilung der Elemente des Filters zeigt.

Detaillierte Beschreibung der Ausführungsformen
Die vorliegende Offenbarung wird nun im Folgenden unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen näher beschrieben, die die Ausführungsformen der Offenbarung darstellen. Die Offenbarung kann jedoch in vielen verschiedenen Formen ausgeführt sein und sollte nicht als auf die hierin dargelegten Ausführungsformen beschränkt ausgelegt werden. Vielmehr werden diese Ausführungsformen so bereitgestellt, dass die Offenbarung dem Fachmann den Umfang der Offenbarung vollständig vermittelt. Die Zeichnungen sind nicht unbedingt maßstabsgetreu gezeichnet, sondern so ausgelegt, dass sie die Offenbarung deutlich zeigen.
1 zeigt eine grundlegende Ausführungsform eines HF-Filters. Das HF-Filter weist eine Halbgitterfilterstruktur auf, die einen ersten und einen zweiten Signalweg 140, 150 umfasst, die zwischen ein Tor 101 und ein anderes Tor 102 gekoppelt sind.
Der Signalweg 140 umfasst einen mikroakustischen Resonator 141. Der Signalweg 150 umfasst eine Reihenschaltung eines weiteren mikroakustischen Resonators 151 und eines Phasenschiebers 152. Die Resonatoren 141, 151 können akustische Oberflächenwellenresonatoren oder akustische Volumenwellenresonatoren sein, wobei die Resonatoren 141, 151 vom gleichen Typ oder einem unterschiedlichen Typ von Resonatoren sein können. Der Phasenschieber 152 schafft eine Phasenverschiebung von ca. 180° oder 180°. Der Phasenschieber 152 kann mindestens einmal während des Durchlassbandes des gezeigten HF-Filters eine Phasenverschiebung von 180° haben. Dementsprechend kann der Phasenschieber 152 eine oder mehrere Frequenzen aufweisen, bei denen seine Phasenverschiebung für diese Frequenz 180° beträgt. Bei anderen Frequenzen innerhalb des Durchlassbandes des HF-Filters kann die Phasenverschiebung nahe 180° liegen oder sich auch deutlich davon unterscheiden, da die Phasenneigung von der gewählten Umsetzung des Phasenschiebers abhängt. Die Phasenverschiebung von 180° kann nahe der Mittenfrequenz des Durchlassbandes oder nahe der Mittenfrequenz stattfinden.
Das Durchlassband des HF-Filters gemäß 1 wird durch die Resonanzfrequenzen der Resonatoren 141, 151 bestimmt. So kann der mikroakustische Resonator 141 z.B. eine niedrigere Resonanzfrequenz haben als der mikroakustische Resonator 151. Das Durchlassband des HF-Filters hat eine untere Durchlassbandkante etwa bei der Resonanzfrequenz des Resonators 141 und eine obere Durchlassbandkante etwa bei der Resonanzfrequenz des Resonators 151. Es ist zu beachten, dass die Breite des Durchlassbandes des HF-Filters nicht von der Kopplung des piezoelektrischen Materials der Resonatoren abhängt, auf die sich der Abstand zwischen den Resonanz- und Antiresonanzfrequenzen der Resonatoren bezieht, wie dies bei herkömmlichen Filtern auf Basis einer Struktur vom Abzweigtyp der Fall ist. Im Gegensatz dazu wird die Filterbandbreite einer Halbgitterfilterstruktur durch die Resonanzfrequenzen der in dem ersten und dem zweiten Signalweg verwendeten Resonatoren bestimmt. Dementsprechend ist es möglich, unter Verwendung von Resonatoren mit entsprechend großer Differenz zwischen ihren Resonanzfrequenzen ein Filter mit großer Durchlassbandbreite zu bilden. Der erste und zweite Signalweg 140, 150, die die Resonatoren 141, 151 und den Phasenschieber 152 umfassen, bilden eine Einheitszelle vom Halbgittertyp.
Der Phasenschieber kann in einem der Signalwege 140, 150 angeordnet sein. Während 1 den Phasenschieber 152 in dem Signalweg 150 zeigt, ist es auch möglich, den Phasenschieber 152 in den Signalweg 140 in Reihe mit dem Resonator 141 geschaltet einzufügen. Aus praktischen Gründen ist es sinnvoll, den 180°-Phasenschieber in denjenigen Signalweg aufzunehmen, der den Resonator mit der niedrigeren Resonanzfrequenz umfasst. In diesem Fall ist der Phasenschieber mit demjenigen Resonator verbunden, der die Resonanzfrequenz ungefähr an der unteren Durchlassbandkante aufweist. Darüber hinaus kann der Phasenschieber alternativ zwischen dem Tor 101 und einem der Resonatoren 141, 151 angeordnet sein.
2 zeigt eine weitere Ausführungsform eines HF-Filters. Der Phasenschieber 232 ist mit dem Resonator 111 verbunden, der im Vergleich zu dem Resonator 121 die niedrigere Resonanzfrequenz hat. Der erste und zweite Signalweg 110, 120, die die Resonatoren 111, 121 und den Phasenschieber 232 umfassen, bilden eine weitere Ausführungsform der Einheitszelle vom Halbgittertyp. Darüber hinaus sind Anpassungselemente zwischen den ersten und den zweiten Signalweg 110, 120 und das Eingangs-/Ausgangstor 101, 102 geschaltet. Eine in Reihe geschaltete Induktivität oder Spule 211 ist zwischen das Tor 101 und den Knoten 221 geschaltet, der den ersten und den zweiten Signalweg 110, 120 kombiniert. Eine in Reihe geschaltete Induktivität oder Spule 212 ist zwischen das Tor 102 und einen weiteren Knoten 122 geschaltet, der den ersten und den zweiten Signalweg 110, 120 koppelt. Die Induktivitäten 111, 212 sind der Einheitszelle angepasst, um eine erwünschte Durchlassbandleistung zu erreichen. Die Anpassungsschaltungen 211, 212 erzielen einen relativ flachen oberen Teil des Durchlassbands. Das gezeigte Beispiel ist eine relativ einfache Form einer Anpassungsschaltung. Komplexere Formen sind auch nützlich.
Wenn der mikroakustische Resonator Störmoden und/oder andere Verluste oberhalb der Resonanzfrequenz schafft, kann der spezielle die untere Durchlassbandkante bildende Resonator, wie z.B. der Resonator 111, durch einen Kondensator ersetzt werden. Dadurch wird die Steilheit der linken Flanke verringert, was den Vorteil eines störmodenfreien Durchlassbandes hat. Bei der Verwendung von akustischen Volumenwellenresonatoren kann die Anwendung verschiedener physikalischer Umsetzungen dann von Vorteil sein. BAW-Resonatoren (SMR-BAW, FBAR), die eine Typ-II-Dispersion schaffen, haben unterhalb der Reihenresonanzfrequenz Störmoden und sind damit eine attraktive Lösung für die Verwendung für den Resonator 111, da dieser Resonator für die untere Durchlassbandkante des Filters verantwortlich ist. BAW-Resonatoren (SMR-BAW, FBAR), die eine Typ-I-Dispersion schaffen, haben oberhalb der Resonanzfrequenz Störmoden und sind damit eine attraktive Lösung für die Verwendung für den Resonator 121, da dieser Resonator für die obere Durchlassbandkante des Filters verantwortlich ist. Der Resonator 111 hat eine Resonanzfrequenz, die niedriger ist als die Resonanzfrequenz des Resonators 121. Der Resonator 111 ist für die untere Durchlassbandkante und der Resonator 121 für die obere Durchlassbandkante verantwortlich. Der Phasenschieber 232 ist in der gemäß 2 gezeigten Ausführungsform so mit dem Resonator 121 verbunden, dass der Phasenschieber 232 mit demjenigen Resonator verbunden ist, der für die untere Durchlassbandkante verantwortlich ist. In diesem Fall kann der Resonator 121 durch einen mikroakustischen Resonator, wie z.B. einen BAW-Resonator, oder alternativ als ein Kondensator umgesetzt sein.
3 zeigt noch eine weitere Ausführungsform eines HF-Filters mit weiteren Möglichkeiten zur Anpassung der Filterdurchlassbandleistung. Das HF-Filter gemäß 3 umfasst Induktivitäten 321, 322, die jeweils parallel zu den Resonatoren 111 bzw. 121 geschaltet sind. Darüber hinaus sind an der Seite von Tor 101 eine Reiheninduktivität 311 und ein Shunt oder ein parallel geschalteter Kondensator 313 zu zusätzlichen Anpassungszwecken vorgesehen. Der Kondensator 313 ist zwischen den Knoten 221 und den Anschluss 315 für Massepotenzial geschaltet. An dem Knoten 102 ist eine in Reihe geschaltete Induktivität 312 zwischen das Tor 102 und den Knoten 222 geschaltet. Der Knoten 222 ist durch den Kondensator 314 ferner mit dem Anschluss 315 für Massepotential verbunden. Eine der zwei Induktivitäten 211, 212 (2) oder Schaltungen vom Tiefpasstyp 311, 313, 312, 314 oder in Shunt-Verbindung/parallel geschaltete Induktivitäten 321, 322 (3) können einzeln oder in Kombination mit jeglichen der anderen Elemente verwendet werden, um eine erwünschte Anpassung des Durchlassbandes des HF-Filters zu erreichen. Andere Anpassungsschaltungen (Hochpass) sind auch zulässig.
4 zeigt eine Ausführungsform eines HF-Filters mit einer verallgemeinerten Zwei-Tor-Vorrichtung 411, die den Phasenschieber darstellt. Die Vorrichtung 411 umfasst zwei Tore 412, 413, die durch eine Kettenmatrix $[\begin{matrix} A & B \\ C & D \end{matrix}]$
beschrieben werden können. Ein Anschluss der Tore 412, 413 ist mit Massepotential verbunden. Ein weiterer Anschluss ist in den Signalweg 110 geschaltet, wobei zwischen den Anschlüssen eine Phasenverschiebung von etwa 180° erzeugt wird. Die Phasenverschiebung ist so gewählt, dass sie bei 180° mindestens einmal innerhalb des Durchlassbandes des Filters auftritt.
5A bis 5I zeigen verschiedene Ausführungsformen für die Zwei-Tor-Phasenschiebervorrichtung 411. Jetzt ist mit Bezugnahme auf 5A eine Tiefpass-Pi-Schaltung gezeigt, die eine Induktivität 511 umfasst, deren Induktivitätsanschlüsse durch entsprechende Kondensatoren 512, 513 mit dem Anschluss 501 für Massepotenzial verbunden sind. Jetzt ist mit Bezugnahme auf 5B eine Tiefpass-T-Schaltung gezeigt. Die Tiefpass-T-Schaltung ist aus zwei in Reihe geschalteten Induktivitäten 521, 522 gebildet, wobei der Knoten 524, der die Induktivitäten 521, 522 koppelt, durch einen Kondensator 523 in Shunt-Verbindung mit dem Masseanschluss 501 verbunden ist. Jetzt ist mit Bezugnahme auf 5C eine Hochpass-Pi-Schaltung gezeigt. Die Hochpass-Pi-Schaltung umfasst einen in Reihe geschalteten Kondensator 531, dessen Kondensatoranschlüsse durch Induktivitäten 532, 533 in Shunt-Verbindung mit dem Masseanschluss 501 verbunden sind. Jetzt ist mit Bezugnahme auf 5D eine Hochpass-T-Schaltung gezeigt. Die Hochpass-T-Schaltung umfasst in Reihe geschaltete Kondensatoren 541, 542, wobei der Knoten 544, der die Kondensatoren 541, 542 koppelt, durch eine Induktivität 543 in Shunt-Verbindung mit dem Masseanschluss 501 verbunden ist. Jetzt ist mit Bezugnahme auf 5E eine Kaskade zweiter Ordnung von zwei in Kaskade angeordneten Tiefpass-Pi-Schaltungen gezeigt. Die in Kaskade angeordnete Tiefpass-Pi-Schaltung ist aus zwei Tiefpass-Pi-Schaltungen gemäß 5A in Kaskaden-Konfiguration gebildet. Die in 5E gezeigte Schaltung umfasst die Reihenschaltung von zwei Induktivitäten 551, 552, wobei die Anschlüsse der Induktivitäten 551, 552 durch Kondensatoren 553, 554, 555 in Shunt-Verbindung mit dem Masseanschluss 501 verbunden sind. Die inneren zwei Kondensatoren der in Kaskade angeordneten Tiefpass-Pi-Elemente sind zu einem Kondensator, wie z.B. dem Kondensator 554, zusammengefasst. 5F zeigt einen 4-Elemente-Hochpass als ein Beispiel für einen Phasenschieber mit mehr als drei Elementen, der jedoch immer noch auf einer der vier grundlegenden Phasenschiebereinheiten, wie gemäß 5A bis 5D gezeigt, basiert. Der Phasenschieber gemäß 5F basiert auf der Hochpass-Pi-Schaltung gemäß 5C, die ferner einen Reihenkondensator 561 umfasst. Die Schaltungen gemäß 5G und 5H zeigen grundlegende Einheitszellen, die einen Allpass bilden, der ein nahezu flaches Durchlassband schafft, aber nur die Phaseneigenschaften formt, was einen Allpass bildet. Die Schaltungen gemäß 5G und 5H basieren auf Hochpass-Pi- und Tiefpass-Pi-Schaltungen, die ferner einen parallel geschalteten Kondensator 571 bzw. eine parallel geschaltete Induktivität 581 umfassen. 5I zeigt ein Beispiel für eine Entzerrerschaltung in einer überbrückten T-Form basierend auf einer Hochpass-T-Schaltung, wobei eine Induktivität 592 parallel zu den Reihenkondensatoren geschaltet ist und ein parallel geschalteter Kondensator 591 vorgesehen ist.
Jegliche der vorstehend genannten Schaltungen, die gemäß 5A bis 5I gezeigt sind, kann zur Umsetzung der Zwei-Tor-Phasenschiebervorrichtung 411 gemäß 4 verwendet werden. Zwei oder mehr der Phasenschieberschaltungen gemäß 5A bis 5I können in Kaskade angeordnet sein, um einen Phasenschieber zweiter oder höherer Ordnung zu bilden, je nach der erwünschten Leistungsfähigkeit des HF-Filters. Ein Phasenschieber höherer Ordnung kann eine bessere Breitbandleistung des Phasenschiebers haben, was den S21-Parameter des HF-Filters verbessert. Die Kaskadierung der Schaltungen gemäß 5A bis 5D ist äquivalent zu der Bereitstellung von mehr als drei Elementen. Als ein Beispiel ist die Schaltung gemäß 5F eine Erweiterung der Schaltung gemäß 5C durch Hinzufügen einer zusätzlichen Reihenkapazität 561.
6 zeigt ein HF-Filter, das eine Phasenschiebervorrichtung 611 umfasst, die als Vier-Tor-Schaltung mit Toren 612, 613, 614, 615 umgesetzt ist. Tor 615 kann über eine Anschlussvorrichtung 616, wie z.B. einen Widerstand, mit dem Masseanschluss 501 verbunden sein. Der Widerstand 616 kann weggelassen werden, so dass das Tor 615 direkt mit dem Masseanschluss 501 verbunden ist. Das Element 616 kann auch eine komplexe Impedanz sein. Alternativ können auch Drei-Torvorrichtungen verwendet werden, die Tore 612, ..., 614 umfassen und Tor 615 weglassen. Die Schaltung 611 bewirkt eine Phasenverschiebung von 180° zwischen den Toren 612 und 613.
Zur Umsetzung der Schaltung 611 stehen mehrere Beispiele zur Verfügung. So kann die Schaltung 611 z.B. als eine Balun-Schaltung umgesetzt sein, die ein symmetrisches Signal (zwei Signalleitungen, die eine 0°-Signalleitung und eine 180°-Signalleitung umfassen, die sich beide auf das Massepotential GND beziehen) in ein Single-Ended-Signal (eine Signalleitung, z.B. 0°-Signal bezogen auf das Massepotential GND) umwandelt. Eine Balun-Schaltung kann auch unter Verwendung einer 0°/90° 3dB-Hybridschaltung plus eines zusätzlichen Phasenschiebers von 90° erreicht werden. 3dB-Hybride können verwendet werden, wenn die Schaltungsanordnung um das HF-Filter herum bereits Quadratur-Hybridschaltungen umfasst, so dass der Phasenschieber 611 solche Schaltungen verwenden kann, die bereits in anderen auf der Leiterplatte verfügbaren Schaltungen vorhanden sind. Dies kann bei Leistungsverstärkerschaltungen der Fall sein. Andere Möglichkeiten können den Übergang von Tiefpass zu Hochpass nutzen, der eine Phasenverschiebung von 180° umfasst, wobei ein Leistungsteiler, wie z.B. ein 3dB-Wilkinson-Leistungsteiler, hinzugefügt werden kann. Mögliche Umsetzungen für die Schaltung 611, die eines oder mehrere der vorstehend genannten Konzepte anwenden, werden im Folgenden näher beschrieben.
7 zeigt ein HF-Filter unter Verwendung einer 3dB-0°/90°-Hybridschaltung 711. Die Schaltung 711 erzeugt eine Phasenverschiebung von 90° zwischen ihren Anschlüssen 1-4, so dass ein zusätzlicher Phasenschieber 721 erforderlich ist, um eine Gesamtphasenverschiebung von 180° zu erreichen. Der Phasenschieber 721 führt mindestens eine 90°-Phasenverschiebung innerhalb des Durchlassbandes des gezeigten HF-Filters durch. Als eine alternative Ausführungsform (nicht gezeigt) kann die Schaltung 711 als 180°-Hybrid, wie z.B. eine Balun-Schaltung, umgesetzt sein, so dass auf den 90°-Phasenschieber 721 verzichtet werden kann.
8 zeigt eine weitere Umsetzung für die Schaltung 611 gemäß 6. Die Schaltung gemäß 8 umfasst ein Tor 820, mit dem zwei Kettenmatrixschaltungen 811, 812 mit unterschiedlichen Kettenmatrizen $[\begin{matrix} A & B \\ C & D \end{matrix}]$
verbunden sind, die mit getrennten Toren 821, 822 gekoppelt sind. Eine Phasenverschiebung von ca. 180° wird zwischen den Toren 821 und 822 geschaffen. Die Schaltung 811 kann als ein Tiefpassfilter umgesetzt sein und die Schaltung 812 als ein Hochpassfilter umgesetzt sein, so dass eine Phasenverschiebung von 180° zwischen den Toren 821, 822 erreicht werden kann.
Die in 9A und 9B gezeigten Schaltungen sind weitere Beispiele, die das gemäß 8 gezeigte Konzept näher ausführen. 9A umfasst einen Leistungsteiler 931, 932, dargestellt durch entsprechende $[\begin{matrix} A & B \\ C & D \end{matrix}]$
Matrixvorrichtungen, die mit dem Tor 920 gekoppelt sind. Leistungsteiler 931, 932, wie z.B. Wilkinson-Leistungsteiler, können als 3dB-Leistungsteilervorrichtungen umgesetzt sein. Ein Tiefpassfilter 911 ist in einem der geteilten Signalwege vorgesehen und ein Hochpassfilter 912 in dem anderen geteilten Signalweg vorgesehen. Die Ausgangstore 921, 922, die mit dem Tiefpass- und Hochpassfilter 911, 912 verbunden sind, weisen eine 180°-Phasenverschiebung dazwischen auf.
9B zeigt eine schematische Umsetzung einer Schaltung des allgemeinen Phasenschieberkonzepts gemäß 9A. Die Leistungsteiler 931, 932 sind durch Tiefpass-T-Schaltungen umgesetzt, die zwei in Reihe geschaltete Induktivitäten und einen Kondensator in Shunt-Verbindung, der mit dem Knoten zwischen den zwei Induktivitäten gekoppelt ist, umfassen. Die Tiefpassschaltung 911 umfasst mehrere in Reihe geschaltete Induktivitäten, wobei die Knoten zwischen den Induktivitäten über Kondensatoren in Shunt-Verbindung mit dem Massepotential gekoppelt sind. Das Hochpassfilter 912 umfasst mindestens drei in Reihe geschaltete Kondensatoren, wobei die Knoten zwischen den Kondensatoren über Induktivitäten in Shunt-Verbindung mit Massepotenzial verbunden sind. Der Widerstand 941 wird verwendet, um die Signalleitungen entsprechend den Anforderungen der Wilkinson-Leistungsteilerschaltungsanordnung anzupassen.
Auch andere Umsetzungen für den Phasenschieber 611 gemäß 6 sind möglich, wie z.B. ein Allpass-Filter, das eine Phasenverschiebung von 180° erzeugt. Es kann auch ein Marchand-Balun verwendet werden, der eine Übertragungsleitung umfasst, die einen Breitband-Balun-Vorgang ermöglicht. Ein Marchand-Balun kann jedoch groß sein.
10 zeigt eine HF-Schaltung mit mehreren Möglichkeiten für Elemente, die eine endliche Übertragungsnullstellen-Funktion ausführen. Im Allgemeinen kann ein FTZ(endliche Übertragungsnullstelle)-Schaltungselement verwendet werden, um die Filterleistung an den Flanken des Durchlassbandes und in der Region des Sperrbandes zu formen, das sich außerhalb des Durchlassbandes befindet. FTZ-Elemente können verwendet werden, um Übertragungspole an einer bestimmten Frequenzstelle einzufügen und/oder die Flanken steiler zu machen. Die FTZ-Elemente können zwischen der Halbgittereinheit und den Eingangs-/Ausgangstoren hinzugefügt werden. Im Vergleich zu herkömmlichen Filterstrukturen, wie z.B. Filtern vom Abzweigtyp, können die FTZ-Elemente die Filterleistung ziemlich unabhängig von der Halbgittereinheit und dem Durchlassband des HF-Filters formen. Der Filterentwickler kann die Anzahl der FTZ-Elemente und die Typen der FTZ-Elemente auf Grundlage der Schaltungsanforderungen relativ frei wählen. Die Schaltung gemäß 10 zeigt mehrere Möglichkeiten von FTZ-Elementen in einer Schaltung. Es ist zu beachten, dass aufgrund der Anforderungen an die Leistungsfähigkeit eines oder mehrere der gezeigten Elemente weggelassen werden können.
Im mittleren Teil des HF-Filters gemäß 10 ist die Halbgittereinheit 1010 gezeigt. Auf der linken Seite der Halbgittereinheit 1010 ist ein FTZ-Resonator 1021 zwischen den Anschluss 101 und die Halbgittereinheit 1010 in Reihe geschaltet. Ein Reihenresonanzelement 1022 in Shunt-Verbindung ist zwischen den mikroakustischen Resonator 1021 und Massepotential 501 geschaltet. Eine in Reihe geschaltete parallele Resonanzschaltung 1023 ist zwischen das Tor 101 und den Resonator 1021 in Reihe geschaltet. Die Reiheninduktivität 1050 stellt eine Anpassungsinduktivität dar. Auf der rechten Seite der Halbgittereinheit 1010 befindet sich ein mikroakustischer Resonator 1031 in Shunt-Verbindung, der zwischen die Einheit 1010 und Massepotenzial geschaltet ist. Eine in Reihe geschaltete parallele Resonanzschaltung 1032 ist zwischen die Einheit 1010 und das Tor 102 geschaltet. Zwischen die parallele Resonanzschaltung 1032 und Massepotential 1032 ist eine Reihenresonanzschaltung 1033 in Shunt-Verbindung geschaltet. Die Induktivität 1051 stellt die Anpassungsschaltung dar, die direkt mit dem Tor 102 verbunden ist. Wie gemäß 10 gezeigt, kann eine der FTZ-Schaltungen in Reihe geschaltet sein, wobei die endliche Übertragungsnullstellen-Funktion dieses Resonators durch die Antiresonanzfrequenz dieses Resonators bestimmt wird. Eine weitere der FTZ-Schaltungen kann in Shunt-Verbindung oder parallel geschaltet sein, wobei die endliche Übertragungsnullstellen-Funktion dieses Resonators durch die Reihenresonanzfrequenz dieses Resonators bestimmt wird. Die FTZ-Schaltungen können auch in einer Kombination aus Reihenschaltung und Shunt, wie in einer Leiter, geschaltet sein. Die Anzahl der FTZ-Schaltungen ist theoretisch nicht begrenzt, so dass der Entwickler so viele FTZ-Schaltungen platzieren kann, wie es die Spezifikation des HF-Filters erfordert. Es ist auch möglich, FTZ nur in Reihe oder nur in Shunt zu schalten, wie gemäß 12A gezeigt.
Im Allgemeinen wird der Durchlassbandbetrieb des HF-Filters hauptsächlich durch die Halbgittereinheit 1010 bestimmt, die die Anpassungsschaltungen umfasst, und wird die Leistungsfähigkeit außerhalb des Bandes hauptsächlich durch die FTZ-Elemente und die Auswahl der Phasenschiebertopologie bestimmt, wobei sowohl das Durchlassband als auch Funktionen außerhalb des Bandes unter Verwendung der in Verbindung mit 10 beschriebenen Konzepte relativ unabhängig und frei voneinander gestaltet werden können. Diese Möglichkeit unterscheidet sich von herkömmlichen Filtern vom Abzweigtyp. Die FTZ-Elemente können mit mikroakustischen Resonatoren, wie z.B. den Resonatoren 1021, 1031, umgesetzt sein. Ist die FTZ zu hoch oder zu niedrig in der Frequenz, kann sie mit LC-Resonanzschaltungen umgesetzt werden, die mit der Einheit 1010 verbunden sind. Wenn die Frequenzspreizung der Resonanzfrequenzen der FTZ-Elemente zu breit ist, so dass einzelne Resonatoren nicht mehr auf einem Chip umgesetzt werden können, können mehrere mikroakustische Chips verwendet werden oder können einige der FTZ-Resonatoren in substratbasierter Technologie wie z.B. Niedrigtemperatur-Einbrand-Keramik (LTCC), Laminat, Hochtemperatur-Einbrand-Keramik (HTCC), passiv-auf-Glas (POG) oder integrierten passiven Vorrichtungen (IPD) umgesetzt sein.
11 zeigt ein HF-Filter, das eine in Kaskade angeordnete Halbgittereinheitszelle 1110 umfasst. Die in Kaskade angeordnete Halbgittereinheitszelle 1110 zweiter Ordnung umfasst zwei in Kaskade angeordnete Halbgittereinheitszellen 1120, 1130 erster Ordnung. Die erste Einheitszelle 1120 umfasst Resonatoren 1121, 1122 in dem ersten und zweiten Signalweg und einen 180°-Phasenschieber 1122. Die zweite Einheitszelle 1130 umfasst Resonatoren 1131, 1132 in dem ersten und zweiten Signalweg und den zu der Einheitszelle gehörenden 180°-Phasenschieber 1132. Die Phasenschieber 1122, 1132 von beiden Einheitszellen 1120, 1130 sind, wie gezeigt, zu einem einzigen Phasenschieber 1142 kombiniert. Durch sorgfältige Konstruktion kann eine Schaltung gestaltet werden, die noch ein ca. 180°-Phasenschiebeelement 1142 in Kombination mit den vier Resonatoren 1121, 1131, 1122 und 1132 bereitstellt. Zusätzliche Einheitszellen (nicht gezeigt) können auch in Kaskade angeordnet sein. Die Anzahl von benötigten Phasenschiebern beträgt im Wesentlichen die Hälfte der Anzahl von in Kaskade angeordneten Einheitszellen. Das heißt, dass im nicht in Kaskade angeordneten Fall eine Einheitszelle einen Phasenschieber benötigt. Wenn zwei Einheitszellen in Kaskade angeordnet sind, wird noch ein Phasenschieber benötigt. Wenn drei Einheitszellen in Kaskade angeordnet sind, werden zwei Phasenschieber benötigt. Wenn vier Einheitszellen in Kaskade angeordnet sind, werden zwei Phasenschieber benötigt etc. Die Eigenschaften der einzelnen Resonatoren 1121, 1131, 1122 und 1132 können unterschiedlich sein. Es ist auch möglich, (wie zuvor beschrieben) einen oder mehrere Resonatoren durch Kondensatoren zu ersetzen, falls die Verluste und/oder Störmoden das Durchlassband zu stark beeinträchtigen.
12A, 12B zeigen eine detaillierte Schaltungsdarstellung eines exemplarischen n79-Filters für 5G-Kommunikationsdienste sowie die entsprechende Übertragungsfunktion. Die Grundeinheitszelle des n79-Filters umfasst Resonatoren 1211 und 1212 vom Halbgittertyp. Ein Phasenschieber 1213 ist mit dem Resonator 1211 in Reihe geschaltet. Der Phasenschieber 1213 ist als eine Tiefpass-T-Schaltung zweiter Ordnung in Analogie zu 5B umgesetzt. Eine Hochpass-T-Schaltung zweiter Ordnung in Analogie zu 5D oder eine Schaltung in Analogie zu 5F sind auch nützlich. Das Tor 1201 ist durch die Reihenschaltung der Anpassungsinduktivität 1202 und der mikroakustischen Resonatoren 1203, 1204 verbunden, die zwei FTZ für die Einheitszelle 1210 bilden. Der andere Tor 1202 ist mit der Einheitszelle 1210 durch die Anpassungsinduktivität 1205, den mikroakustischen FTZ-Resonator 1206 in Shunt-Verbindung und den in Reihe geschalteten FTZ-Resonator 1207 verbunden. 12B zeigt die Übertragungsfunktion des Filters gemäß 12A. Die Grafik zeigt ein Durchlassband zwischen 4,4 GHz und 5,0 GHz, das eine relativ flache obere Form des Durchlassbandes hat. Das Durchlassband erstreckt sich zwischen der unteren Durchlassbandkante 1221 und der oberen Durchlassbandkante 1222. Auf der rechten Seite des Durchlassbandes, die sich jenseits der oberen Flanke des Durchlassbandes und der oberen Durchlasskante 1222 befindet, ist eine ausreichende Dämpfung vorgesehen, um WLAN-Dienste, die sich in diesem Frequenzbereich befinden, zu unterdrücken.
Es ist zu beachten, dass die mit den Eingangs-/Ausgangstoren 1201, 1202 verbundenen Anpassungsschaltungen relativ frei gestaltet werden können, so dass eine Impedanzumwandlung von einem Wellenwiderstand zu einem im Wesentlichen anderen Wellenwiderstand durchgeführt werden kann. So kann z.B. die an dem Tor 1201 bereitzustellende Impedanz 50 Ohm und die an dem Tor 1202 bereitzustellende Impedanz 200 Ohm betragen. In diesem Fall muss die Anpassungsinduktivität 1205 rekonfiguriert werden, um eine Impedanz von 200 Ohm (in 12A nicht gezeigt) zu erreichen, was von einem Fachmann für Schaltungen leicht erreicht werden kann. Da das Filterdurchlassband durch die Halbgittereinheit 1210 erreicht wird, ist der Schaltungsentwickler relativ frei, die Impedanz des Ein-/Ausgangstors auf das erwünschte Niveau zu dimensionieren. Insbesondere kann die Impedanz an einem Tor in eine andere, im Wesentlichen unterschiedliche Impedanz an dem anderen Tor umgewandelt werden, wobei der S21-Parameter des resultierenden Filters nahezu auf dem gleichen Niveau bleibt, das nahezu unverändert bleibt.
13 zeigt ein schematisches Diagramm einer HF-Filterschaltung, in der Resonatoren auf Antireihenkaskaden-Weise in Kaskade angeordnet sind, um z.B. die Linearität zu verbessern. In der Halbgittereinheitszelle 1310 sind Resonatoren 1311a, 1311b in Reihe geschaltet, wobei die Polarität des in den Resonatoren enthaltenen piezoelektrischen Materials eine Antireihenausrichtung aufweist, die mit entsprechenden Pfeilen dargestellt ist. Der Pfeil des Resonators 1311a zeigt von links nach rechts, der Pfeil des Resonators 1311b zeigt von rechts nach links, also in entgegengesetzte Richtung im Vergleich zu dem Resonator 1311a. In der Praxis kann die entgegengesetzte Polaritätsausrichtung des piezoelektrischen Materials während der Herstellung der Resonatoren leicht gewählt werden. Wenn sich ein Signal durch die Schaltung von dem Resonator 1311a zu dem Resonator 1311b ausbreitet, erfährt das Signal eine entgegengesetzte Polarität der piezoelektrischen Materialien, so dass eine Kontraktion des piezoelektrischen Materials in dem Resonator 1311a gleichzeitig mit einer Expansion des piezoelektrischen Materials des Resonators 1311b stattfindet und umgekehrt. Das gleiche Prinzip der Antireihenkaskadierung von Resonatoren wurde auf die FTZ-Elemente 1303 und 1304 angewendet.
Als eine weitere Möglichkeit (in 13 nicht gezeigt) können Resonatoren auf Antiparallelkaskaden-Weise kombiniert werden, wobei die Ausrichtung des piezoelektrischen Materials eines Resonators entgegengesetzt zu der Ausrichtung des piezoelektrischen Materials des anderen Resonators in dieser Parallelschaltung von Resonatoren ist. Während die Schaltung gemäß 13 eine Antireihenkaskadierung erster Ordnung von Resonatoren zeigt, ist auch eine Antireihen- und Antiparallelkaskadierung zweiter und höherer Ordnung von Resonatoren möglich. Zur Verbesserung der Linearität des Filters kann ein Antireihen- oder Antiparallelresonatorkaskadierungsschema angewendet werden. Eine verbesserte Linearität erhöht die Filterleistung und reduziert die Verzerrungen in dem Filtersignal. Die Resonatorkaskadierung vergrößert auch den aktiven Bereich der Resonatoren, so dass das Filter mehr Leistung handhaben kann, so dass die Leistungsbeständigkeit des Filters erhöht wird.
14 zeigt die Aufteilung der Vorrichtungen innerhalb des Filters in Bezug auf Herstellungstechnologien. Im Allgemeinen stehen substratbasierte Technologien und Technologien mikroakustischer Resonatoren zur Verfügung. Substratbasierte Technologien umfassen Niedertemperatur-Einbrand-Keramik, Laminat, Hochtemperatur-Einbrand-Keramik, Passiv-auf-Glas (POG), integrierte passive Vorrichtungen (IPD). Technologien mikroakustischer Resonatoren umfassen akustische Oberflächenwellendünnschichtresonatoren, akustische Volumenwellenresonatoren, Substrate wie z.B. Lithium-Tantalat (LiTaO3) mit unterschiedlichen Schnittwinkeln wie z.B. 42°, Lithiumniobat (LiNbO3), Aluminium-Scandiumnitrid (AIScN), Aluminiumnitrid (AIN) oder jegliches andere piezoelektrische Material. Temperaturkompensierte Filter mit hoher Qualität (HQTCF) sind auch möglich. Lamb-Wellenresonatoren (SAW auf AIN oder AIScN), Dünnschicht-SAW oder andere Technologien mikroakustischer Resonatoren können für dieses spezielle Filterkonzept verwendet werden.
Die Elemente in der Nähe des Eingangs-/Ausgangstors, wie z.B. die Elemente B1, B9, können als konzentrierte Elemente unter Verwendung diskreter Vorrichtungen, wie z.B. Induktivitäten und/oder Kondensatoren, umgesetzt sein, um das Anpassungsnetzwerk umzusetzen. Auch eine Kombination einer der substratbasierten Technologien mit den konzentrierten Elementen kann möglich sein.
Dementsprechend können Elemente B1, B9 auf einem Schaltungssubstrat 1410 umgesetzt sein. Die Elemente B2, B8 können FTZ-Elemente mit einer Resonanzfrequenz weit entfernt von dem Durchlassband des HF-Filters sein, so dass sie als ein mikroakustischer Chip 1420 umgesetzt sein können. Alternativ können sie auch im Rahmen einer substratbasierten Technologie umgesetzt sein. Die FTZ-Elemente B3, B7 haben Resonanzfrequenzen, die als nahe an dem Durchlassband des HF-Filters angenommen werden, so dass sie auf einem anderen mikroakustischen Chip 1430 umgesetzt sein können, der sich von dem Chip 1420 unterscheidet. Die Resonatoren B4, B5 sowie auch der Phasenschieber B6 bestimmen das Durchlassband des Filters, so dass sie auch auf dem Chip 1430 zusammen mit den FTZ-Elementen B3, B7 in der Nähe umgesetzt sind. Es ist zu beachten, dass Kondensatoren der weit entfernten FTZ-Elemente B2, B8 auf dem mikroakustischen Chip 1430 zusammen mit den Elementen in der Nähe umgesetzt sein können. Außerdem können Kondensatoren, die für die Umsetzung des Phasenschiebers B6 nützlich sind, auf dem mikroakustischen Chip 1430 angeordnet sein. Falls Störmoden das Durchlassband des Filters beeinflussen, kann der Resonator B4 durch einen Kondensator umgesetzt werden. Wenn akustische Volumenwellenvorrichtungen verwendet werden, kann der Resonator B4 durch einen Resonator, der einen Dispersionstyp-II schafft, umgesetzt werden und der Resonator B5 durch einen Resonator, der einen Dispersionstyp-I schafft, umgesetzt werden. Falls die verwendete Herstellungstechnologie es nicht erlaubt, die Resonatoren B4 und B5 auf dem gleichen Chip umzusetzen, können sie auch auf verschiedenen Chips umgesetzt sein. Dies ist insbesondere der Fall, wenn eine Mischung aus Resonatortechnologien verwendet wird.
In einer Ausführungsform hat der Resonator B4 eine niedrigere Resonanzfrequenz als der Resonator B5, so dass der Resonator B4 für die untere Durchlassbandkante 1221 verantwortlich ist und der Resonator B5 für die obere Durchlassbandkante 1222 verantwortlich ist. Der Resonator B4 kann durch eine Resonatortechnologie, wie z.B. eine BAW-Technologie, umgesetzt sein, die Verluste und/oder Störmoden unterhalb der Resonanzfrequenz des Resonators B4 schafft. Der Resonator B5 kann durch eine andere Resonatortechnologie, wie z.B. eine andere BAW-Technologie, umgesetzt sein, die Verluste und/oder Störmoden oberhalb der Resonanzfrequenz des Resonators B5 schafft.
Zusammenfassend lässt sich sagen, dass herkömmliche Topologien vom Abzweigtyp keine geeigneten Lösungen für Filter der nächsten Generation, wie z.B. 5G-Kommunikationsdienste, schaffen können, da die verfügbaren piezoelektrischen Materialien die erforderliche breite Bandbreite möglicherweise nicht zulassen. Ein Halbgittereinheitszellenansatz erzielt eine breite Durchlassbandbreite und ermöglicht eine flexible Optimierung der Durchlass- und Sperrbandleistung. Die Halbgitterfilterstruktur umfasst einen 180°-Phasenschieber, für den verschiedene Konstruktionsansätze zur Verfügung stehen.

Claims

Mikroakustisches HF-Filter, umfassend: - ein erstes Tor (101) und ein zweites Tor (102); - einen ersten Signalweg (120), der zwischen das erste und das zweite Tor gekoppelt ist, wobei der erste Signalweg einen Resonator (121) umfasst; - einen zweiten Signalweg (110), der zwischen das erste und das zweite Tor gekoppelt ist, wobei der zweite Signalweg einen Resonator (111) und einen Phasenschieber (232), der in Reihe mit dem Resonator geschaltet ist, umfasst, wobei mindestens einer der Resonatoren (111, 121) einen mikroakustischen Resonator umfasst, und wobei der Phasenschieber (411) mindestens eines umfasst von: einer Hochpass-Pi-Schaltung, einer Tiefpass-Pi-Schaltung, einer Hochpass-T-Schaltung, einer Tiefpass-T-Schaltung, einer Allpass-Schaltung und Kombinationen davon, um Phasenschieber umzusetzen, die aus mindestens drei Elementen gebildet sind, die in dem zweiten Signalweg angeordnet sind.
Mikroakustisches HF-Filter nach Anspruch 1, wobei der Phasenschieber (232) dazu ausgelegt ist, eine Phasenverschiebung von 180° mindestens einmal innerhalb eines Durchlassbandes des HF-Filters durchzuführen.
Mikroakustisches HF-Filter nach Anspruch 1 oder 2, wobei der Phasenschieber eine 0°/180°-3dB-Hybridschaltung (611) umfasst, die zwischen den ersten und den zweiten Signalweg gekoppelt ist.
Mikroakustisches HF-Filter nach Anspruch 1 oder 2, wobei der Phasenschieber eine 0°/90°-3dB-Hybrid Schaltung (711) umfasst, die zwischen den ersten und den zweiten Signalweg gekoppelt ist, und einer des ersten und des zweiten Signalwegs einen Phasenschieber (721) umfasst, der dazu ausgelegt ist, eine Phasenverschiebung von 90° mindestens einmal innerhalb des Durchlassbandes des HF-Filters durchzuführen.
Mikroakustisches HF-Filter nach Anspruch 1 oder 2, wobei der Phasenschieber einen Leistungsteiler (931, 932) mit einem ersten und einem zweiten Ausgangsanschluss und ein Hochpassfilter (912), das mit einem des ersten und des zweiten Ausgangsanschlusses verbunden ist, und ein Tiefpassfilter (911), das mit dem anderen des ersten und des zweiten Ausgangsanschlusses verbunden ist, umfasst.
Mikroakustisches HF-Filter nach einem der Ansprüche 1 bis 5, ferner umfassend eine Anpassungsschaltung (211, 212), die zwischen mindestens eines des ersten und des zweiten Tors (101,102) und den ersten und den zweiten Signalweg (110, 120) geschaltet ist, um eine Anpassung des Durchlassbandes zu schaffen.
Mikroakustisches HF-Filter nach Anspruch 6, wobei die Anpassungsschaltung mindestens eines von einer in Reihe geschalteten Induktivität (311, 312) und einem Kondensator in Shunt-Verbindung (313, 314) umfasst.
Mikroakustisches HF-Filter nach einem der Ansprüche 1 bis 7, ferner umfassend mindestens eines oder mehrere von einem mikroakustischen Resonator (1021) und einer Parallelresonanzschaltung (1023, 1032), die in Reihe zwischen den ersten und den zweiten Signalweg und eines des ersten und des zweiten Tors (101, 102) geschaltet sind, um eine endliche Übertragungsnullstellen-Funktion durchzuführen.
Mikroakustisches HF-Filter nach einem der Ansprüche 1 bis 8, ferner umfassend mindestens eines oder mehrere von einem mikroakustischen Resonator (1031) und einer Reihenresonanzschaltung (1022,1033), die in Shunt-Verbindung mit einem Knoten, der zwischen den ersten und den zweiten Signalweg gekoppelt ist, und einem Anschluss für Massepotential (501) verbunden sind, um eine endliche Übertragungsnullstellen-Funktion durchzuführen.
Mikroakustisches HF-Filter nach einem der Ansprüche 1 bis 9, wobei mindestens ein zusätzlicher Resonator (1131, 1132) in jedem des ersten und des zweiten Signalwegs in Kaskade angeordnet ist.
Mikroakustisches HF-Filter nach einem der Ansprüche 1 bis 10, in dem ferner eine Kaskadierung mindestens eines weiteren zusätzlichen Resonators in jedem des ersten und des zweiten Signalwegs und eines zusätzlichen Phasenschiebers, der dazu ausgelegt ist, eine Phasenverschiebung von 180° mindestens einmal innerhalb eines Durchlassbands des HF-Filters in dem zweiten Signalweg durchzuführen, vorgesehen ist.
Mikroakustisches HF-Filter nach einem der Ansprüche 1 bis 11, wobei einer oder mehrere der mikroakustischen Resonatoren (1311a, 1311b, 1312a, 1312b, 1303, 1304) aus einer Antireihenkaskade oder einer Antiparallelkaskade eines ersten und eines zweiten Resonators mit einer entgegengesetzten piezoelektrischen Polarität gebildet sind.
Mikroakustisches HF-Filter nach einem der Ansprüche 1 bis 12, umfassend einen ersten und einen zweiten Chip (1420,1430), die dazu ausgelegt sind, mikroakustische Resonatoren umzusetzen, wobei der erste Chip (1430) mikroakustische Resonatoren mit einer Resonanzfrequenz innerhalb des Durchlassbandes des HF-Filters umfasst und der zweite Chip (1420) mikroakustische Resonatoren mit einer Resonanzfrequenz umfasst, die wesentlich höher als die obere Flanke des Durchlassbandes oder wesentlich niedriger als die untere Flanke des Durchlassbandes ist.
Mikroakustisches HF-Filter nach einem der Ansprüche 1 bis 13, wobei die Resonatoren (121, 111) des ersten und des zweiten Signalwegs (120, 110) jeweils eine Resonanzfrequenz aufweisen, wobei die Resonanzfrequenz des Resonators (111) des zweiten Signalwegs (110) niedriger ist als die Resonanzfrequenz des Resonators (121) des ersten Signalwegs (120), wobei der Phasenschieber (232) mit dem Resonator (111) des zweiten Signalwegs (110) verbunden ist.
Mikroakustisches HF-Filter nach Anspruch 14, wobei der Resonator (111) des zweiten Signalwegs durch eine Technologie mikroakustischer Resonatoren umgesetzt ist, die Verluste und/oder Störmoden unterhalb der Resonanzfrequenz des Resonators (111) schafft, und wobei der Resonator (121) des zweiten Signalwegs durch eine Technologie mikroakustischer Resonatoren umgesetzt ist, die Verluste und/oder Störmoden oberhalb der Resonanzfrequenz des Resonators (121) schafft.
Mikroakustisches HF-Filter nach einem der Ansprüche 1 bis 15, wobei das HF-Filter so ausgelegt ist, dass es ein Durchlassband mit einer unteren Durchlassbandkante und einer oberen Durchlassbandkante aufweist, wobei einer der Resonatoren (111) dazu ausgelegt ist, die untere Durchlassbandkante zu bilden, und der andere der Resonatoren (121) dazu ausgelegt ist, die obere Durchlassbandkante zu bilden, wobei der Phasenschieber (232) mit demjenigen der Resonatoren (111) verbunden ist, der dazu ausgelegt ist, die untere Durchlassbandkante zu bilden.
Mikroakustisches HF-Filter nach Anspruch 16, wobei derjenige der Resonatoren (111), der dazu ausgelegt ist, die untere Durchlassbandkante zu bilden, einen akustischen Volumenwellenresonator umfasst, der den Dispersionstyp II aufweist, und der andere der Resonatoren (121), der dazu ausgelegt ist, die obere Durchlassbandkante zu bilden, einen akustischen Volumenwellenresonator umfasst, der den Dispersionstyp 1 aufweist.
Mikroakustisches HF-Filter nach Anspruch 16, wobei derjenige der Resonatoren (111), der zum Bilden der unteren Durchlassbandkante ausgelegt ist, durch einen Kondensator umgesetzt ist und der andere der Resonatoren (121), der zum Bilden der oberen Durchlassbandkante ausgelegt ist, durch einen mikroakustischen Resonator umgesetzt ist.
Mikroakustisches HF-Filter nach Anspruch 18, wobei der Phasenschieber (232) mit dem Kondensator verbunden ist.
Mikroakustisches HF-Filter nach einem der Ansprüche 1 bis 19, wobei das HF-Filter dazu ausgelegt ist, einen Durchlassbandabschnitt und einen Abschnitt außerhalb des Bandes aufzuweisen, wobei der Durchlassbandabschnitt im n79-Band oder zwischen 4,4 GHz und 5,0 GHz liegt und der Abschnitt außerhalb des Bandes außerhalb des n79-Bandes oder in einem Frequenzbereich von weniger als 4,4 GHz und mehr als 5,0 GHz liegt, wobei die mikroakustischen Resonatoren eines von akustischen Oberflächenwellen- oder akustischen Volumenwellenresonatoren sind, die ein piezoelektrisches Substrat aus mindestens einem von Lithiumtantalat, Lithiumniobat und Aluminiumscandiumnitrid umfassen.