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Die
vorliegende Erfindung betrifft einen Mehrstufenumrichter (Multi-Level
Converter) mit Halbleiterschaltelementen.
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Mehrstufenumrichter
dienen dazu, aus einer Eingangsspannung, die zwischen einem ersten
und einem zweiten Versorgungspotenzialanschluss anliegt, mehr als
zwei unterschiedliche elektrische Potenziale an einem Ausgangsanschluss,
an den eine elektrische Last anschließbar ist, zur Verfügung
zu stellen. Über die zeitliche Abfolge, mit der die einzelnen
elektrischen Potenziale an den Ausgangsanschluss angelegt werden, lässt
sich beispielsweise ein Stromfluss durch eine an die Ausgangsklemme
angeschlossene induktive Last einstellen. Derartige Mehrstufenumrichter
gibt es in verschiedenen Topologien. Beispiele sind Mehrstufenumrichter
mit Neutralpunkt- oder Nullpunktklemmung (NPC, Neutral Point Clamping)
oder Mehrstufenumrichter mit wenigstens einem fliegenden Kondensator
(FLC, Flying Capacitor). Derartige Umrichter sind beispielsweise
beschrieben in Bernet et al.: "Design and Comparison
of 4.16 kV Neutral Point Clamped, Flying Capacitor and Series Connected
H-Bridge Multi-Level Converters", IEEE-IAS Annual Meeting,
2005, Vol. 1, pp. 121–128. Ein Verfahren zur Ansteuerung
eines 3-Stufen-Umrichters mit NPC zur Erzeugung eines sinusförmigen
Stroms durch eine Last ist beispielsweise in Delmas et al.: "Comparative
study of multilevel topologies: N. P. C, multicell Inverter and
S. M. C. with igbt", Demas, L.; Meynard, T. A.; Foch, H.;
Gateau, G. IECON 02, IEEE 2002 28th Annual Conference of the Industrial
Electronics Society, Volume 1, 5–8 Nov. 2002, Pages: 828–833,
beschrieben.
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Unabhängig
von der konkreten Topologie umfassen solche Mehrstufenumrichter
eine erste Reihenschaltung mit wenigstens zwei Halbleiterschaltelementen,
die zwischen dem ersten Ver sorgungspotenzialanschluss und den Ausgangsanschluss
geschaltet ist, und eine zweite Reihenschaltung mit wenigstens zwei Halbleiterschaltelementen,
die zwischen den Ausgangsanschluss und den zweiten Versorgungspotenzialanschluss
geschaltet ist. Zur Erzeugung wenigstens eines Zwischenpotenzials,
das zwischen dem ersten und dem zweiten Versorgungspotenzial liegt,
ist bei solchen Mehrstufenumrichtern eine Zwischenkreispotenzialerzeugungsschaltung
vorhanden, die an Verbindungspunkte der Halbleiterschaltelemente
der ersten und zweiten Reihenschaltungen angeschlossen ist.
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Mehrstufenumrichter
werden beispielsweise zur Ansteuerung von Elektromotoren eingesetzt,
wobei zur Ansteuerung eines 3-Phasen-Motors drei Umrichter parallel
geschaltet werden und wobei jeweils ein Umrichter zur Ansteuerung
einer der drei Phasen des Elektromotors dient.
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Bezugnehmend
auf Bernet et al., a. a. O., kann dem Ausgang eines
Umrichters ein Filter, wie z. B. ein LC-Filter nachgeschaltet sein,
das dazu dient hochfrequente Signalanteile des Ausgangsstromes zu
dämpfen. Die für dieses Filter verwendeten Bauelemente
können hinsichtlich ihrer elektrischen Größen,
wie z. B. Induktivität und Kapazität, und damit
ihrer Abmessungen um so geringer dimensioniert werden, je hochfrequenter die
zu dämpfenden Signalanteile sind. Die Frequenz dieser zu
dämpfenden Signalanteile ist dabei abhängig von
der Frequenz, mit der die Spannungspegel am Ausgang des Umrichters
wechseln, und somit abhängig von der Frequenz, mit der
die Halbleiterschaltelemente in dem Umrichter angesteuert werden.
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Als
Halbleiterschaltelemente werden in Umrichtern üblicherweise
MOSFET oder IGBT aus Silizium eingesetzt. Diese Bauelemente besitzen
allerdings eine hohe sogenannte ”Speicherladung”,
d. h. bei leitendem Bauelement werden Ladungsträger in
dem Bauelement gespeichert, die aus dem Bauelement abgeführt werden
müssen, um dieses zu sperren. Diese ”Umladevorgänge” beim
Ein- und Ausschalten begrenzen die maximal mögliche Schaltfrequenz
und erfordern daher Ausgangsfilter, die in der Lage sind, vergleichsweise niederfrequente
Signalanteile auszufiltern.
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Aufgabe
der vorliegenden Erfindung ist es, einen Mehrstufenumrichter zur
Verfügung zu stellen, der in der Lage ist hochfrequente
Pegelwechsel an seinem Ausgang zu erzeugen. Diese Aufgabe wird durch
einen Mehrstufenumrichter gemäß Anspruch 1 gelöst.
Ausgestaltungen und Weiterbildungen sind Gegenstand von Unteransprüchen.
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Der
erfindungsgemäße Umrichter umfasst: einen ersten
und einen zweiten Versorgungspotenzialanschluss; einen Ausgangsanschluss;
eine erste Reihenschaltung mit wenigstens zwei Halbleiterschaltelementen,
die jeweils einen Ansteueranschluss und eine Laststrecke aufweisen
und deren Laststrecken in Reihe zueinander zwischen den ersten Versorgungspotenzialanschluss
und den Ausgangsanschluss geschaltet sind, und mit wenigstens einem
ersten Zwischenpunkt, der den Laststrecken von zwei der Halbleiterschaltelemente der
ersten Reihenschaltung gemeinsam ist; eine zweite Reihenschaltung
mit wenigstens zwei Halbleiterschaltelementen, die jeweils einen
Ansteueranschluss und eine Laststrecke aufweisen, und deren Laststrecken
in Reihe zueinander zwischen den zweiten Versorgungspotenzialanschluss
und den Ausgangsanschluss geschaltet sind, und mit wenigstens einem
zweiten Zwischenpunkt, der den Lastrecken von zwei der Halbleiterschaltelemente
der zweiten Reihenschaltung gemeinsam ist; eine Zwischenpotenzialerzeugungsschaltung, die
dazu ausgebildet ist, wenigstens ein Zwischenpotenzial zu erzeugen
und die an den wenigstens ersten Zwischenpunkt und den wenigstens
einen zweiten Zwischenpunkt angeschlossen ist. Als Halbleiterschaltelemente
umfasst die erste und die zweite Reihenschaltung bei diesem Umrichter
jeweils wenigstens einen selbstleitenden Transistor und jeweils
wenigstens einen selbstsperrenden Transistor.
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Die
selbstleitenden Transistoren sind Sperrschicht-FET (JFET) und sind
insbesondere JFET aus Siliziumkarbid (SiC). JFET besitzen im Vergleich
zu MOSFET (mit integrierter Bodydiode) und IGBT grundsätzlich eine
geringere Speicherladung, wobei die Speicherladung eines JFET aus
SiC bei sonst gleichen Eigenschaften wie ein JFET aus Si deutlich
geringer ist als die Speicherladung des JFET aus Si. Ein JFET kann
dadurch mit einer deutlich höheren Schaltfrequenz betrieben
werden. Für die selbstsperrenden Transistoren können MOSFET
oder IGBT aus Silizium verwendet werden.
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Ausführungsbeispiele
werden nachfolgend anhand von Figuren näher erläutert.
Diese Figuren dienen zur Veranschaulichung des Grundprinzips, so
dass lediglich die zum Verständnis dieses Grundprinzips
notwendigen Schaltungskomponenten dargestellt sind. In den Figuren
bezeichnen, sofern nicht anders angegeben, gleiche Bezugszeichen
gleiche Schaltungskomponenten und Signale mit gleicher Bedeutung.
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1 veranschaulicht
ein erstes Beispiel eines Mehrstufenumrichters mit vier Halbleiterschaltelementen
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2 veranschaulicht
ein Beispiel eines 3-Stufen-Umrichters.
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3 veranschaulicht
die Funktionsweise des Umrichters gemäß 2 anhand
einer Ausgangsspannung des Umrichters während verschiedener
Betriebsphasen.
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4 veranschaulicht
ein Beispiel einer Ansteuerschaltung für die Halbleiterschaltelemente
des Umrichters gemäß der 1 und 2.
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5 veranschaulicht
den Umrichter gemäß 2 auf Modulebene.
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6 veranschaulicht
die Funktionsweise des Umrichters gemäß 2 anhand
zeitlicher Verläufe ausgewählter in dem Umrichter
vorkommender Signale.
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1 veranschaulicht
anhand eines elektrischen Ersatzschaltbildes ein erstes Beispiel
eines Mehrstufenumrichters. Dieser Umrichter umfasst einen ersten
und einen zweiten Versorgungspotenzialanschluss 11, 12 zum
Anlegen einer Eingangsspannung bzw. Versorgungsspannung Vin. Diese
Versorgungsspannung Vin kann durch eine beliebige Gleichspannungsquelle
bereitgestellt werden, wie z. B. eine Batterie, insbesondere eine
Lithium-Ionen-Batterie, oder ein Spannungswandler, der dazu ausgebildet
ist, die Eingangsspannung Vin aus einer anderen Spannung zu erzeugen.
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Der
Umrichter umfasst außerdem einen Ausgang 13 zum
Anschließen einer Last (nicht dargestellt), eine erste
Reihenschaltung mit wenigstens zwei Halbleiterschaltelementen 21, 31,
die zwischen den ersten Versorgungspotenzialanschluss 11 und
den Ausgangsanschluss 13 geschaltet ist, und eine zweite
Reihenschaltung mit wenigstens zwei Halbleiterschaltelementen 22, 32,
die zwischen den zweiten Versorgungspotenzialanschluss 12 und
den Ausgangsanschluss 13 geschaltet ist. Bei dem dargestellten
Beispiel umfassen die Reihenschaltungen jeweils zwei Halbleiterschaltelemente,
nämlich ein erstes und ein zweites Halbleiterschaltelement 21, 31 in
der ersten Reihenschaltung und ein drittes und ein viertes Halbleiterschaltelement 22, 32 in der
zweiten Reihenschaltung. Erfindungsgemäß ist mindestens
eines der Halbleiterschaltelemente jeder Reihenschaltung ein selbstleitender
Transistor, und mindestens eines der Halbleiterschaltelemente jeder
Reihenschaltung ist ein selbstsperrender Transistor. Bei dem dargestellten
Beispiel, bei dem jede Reihenschaltung nur zwei Transistoren umfasst,
sind der erste und der dritte Transistor 21, 22 selbstleitende
Transistoren und der zweite und der vierte Transistor 31, 32 sind
selbstsperrende Transistoren. Die selbstleitenden Transistoren sind – wie
in 1 darge stellt – beispielsweise Sperrschicht-FET
(Junction FET, JFET) und sind insbesondere JFET aus Siliziumkarbid
(SiC).
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Die
selbstsperrenden Transistoren 31, 32 sind – wie
in 1 dargestellt – beispielsweise IGBT,
können jedoch auch MOSFET (nicht dargestellt) sein. Die
Halbleiterschaltelemente bzw. Transistoren weisen jeweils einen
Steueranschluss und eine Laststrecke mit zwei Laststreckenanschlüssen
bzw. Drain- und Sourceanschlüssen auf. Die Laststrecken
der Transistoren jeder der Reihenschaltungen sind in Reihe zueinander
geschaltet. Der Umrichter weist außerdem eine Ansteuerschaltung 50 auf,
die an die Steueranschlüsse der einzelnen Transistoren
angeschlossen ist und die dazu ausgebildet ist, für jeden
der Transistoren 21, 31, 22, 32 ein
Ansteuersignal S21, S31, S22, S32 zu erzeugen.
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Jede
der Reihenschaltungen weist einen Zwischenpunkt auf, der den Laststrecken
von jeweils zwei Transistoren gemeinsam ist. In dem dargestellten
Beispiel ist ein erster Zwischenpunkt 61 ein Verbindungspunkt
der Laststrecken des ersten und zweiten Transistors 21, 31 und
ein zweiter Zwischenpunkt 62 ist ein Verbindungspunkt der
Lastrecken des dritten und vierten Transistors 22, 32.
An diese Zwischenpunkte 61, 62 ist eine Zwischenpotenzialerzeugungsschaltung 40 angeschlossen,
die dazu ausgebildet ist, wenigstens ein Zwischenpotenzial zu erzeugen,
das zwischen den an den Versorgungspotenzialanschlüssen
anliegenden ersten und zweiten Versorgungspotenzialen liegt.
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Während
eines Normalbetriebs dient der Umrichter dazu, nach Maßgabe
der Ansteuersignale S21–S32 eines der ersten oder zweiten
Versorgungspotenziale bzw. eines der an den Zwischenpunkten 61, 62 anliegenden
Zwischenpotenziale an den Ausgangsanschluss 13 des Umrichters
anzulegen. Am Ausgangsanschluss 13 liegt jeweils eines
der folgenden Potenziale an: das erste Versorgungspotenzial, wenn
der erste und zweite Transistor 21, 31 leiten
und die übrigen Transistoren sperren; das Potenzial des
ersten Zwischenpunktes 61, wenn der zweite Transistor 31 leitet
und die übrigen Transistoren sperren; das zweite Versorgungspotenzial,
wenn der dritte und vierte Transistor 22, 32 leiten
und die übrigen Transistoren sperren; und das Potenzial
des zweiten Zwischenpunktes 62, wenn der vierte Transistor 32 leitet
und die übrigen Transistoren sperren.
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Außer
dem zuvor erläuterten Normalbetrieb kann der Umrichter
auch in einer weiteren Betriebsart betrieben werden, die nachfolgend
als Rückstrombetrieb bezeichnet wird. Im Rückstrombetrieb
wird ein elektrischer Strom vom Ausgangsanschluss 13 an
einen der Versorgungspotenzialanschlüsse 11, 12 zurückgespeist.
Um einen solchen Rückstrombetrieb zu ermöglichen,
sind parallel zu den einzelnen Transistoren Freilaufelemente bzw.
Freilaufdioden 23, 24, 33, 34 geschaltet.
Diese Freilaufelemente sind in dem dargestellten Beispiel so gepolt,
dass ein Stromfluss von dem Ausgangsanschluss 13 an den
ersten Versorgungspotenzialanschluss 11 möglich
ist, wenn das elektrische Potenzial an dem Ausgangsanschluss 13 über
den Wert des elektrischen Potenzials an dem ersten Versorgungspotenzialanschluss 11 ansteigt,
und dass ein Stromfluss zwischen dem Ausgangsanschluss 13 und
dem zweiten Versorgungspotenzialanschluss 12 möglich
ist, wenn das elektrische Potenzial an dem Ausgangsanschluss 13 unter
den Wert des elektrischen Potenzials an dem zweiten Versorgungsanschluss 12 absinkt.
Diese Freilaufdioden können separate Bauelemente sein,
d. h. in jeweils eigenen Halbleiterchips integriert sein, können
jedoch auch integrierte Bauelemente sein, d. h. in denselben Halbleiterchips
wie die Transistoren integriert sein, zu denen sie jeweils parallel
geschaltet sind.
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Bei
Verwendung von SiC-JFETs für den ersten und dritten Transistor 21, 22 sind
die Freilaufdioden 23, 24 beispielsweise ebenfalls
aus SiC. Diese Freilaufdioden können Bipolardioden oder
Schottky-Dioden sein.
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Der
dargestellte Umrichter kann beispielsweise zur Ansteuerung einer
induktiven Last, wie z. B. einer Phase eines Elektromotors, verwendet
werden. Ein Rückstrom von dem Ausgangsanschluss 13 an
die Versorgungspotenzialanschlüsse tritt bei einem solchen
Motor beispielsweise dann auf, wenn der Motor als Generator betrieben
wird. Dies ist beispielsweise dann der Fall, wenn der Motor ein
Antriebsmotor eines Fahrzeugs ist und zur Rückgewinnung
von Bremsenergie genutzt werden soll.
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2 veranschaulicht
anhand eines elektrischen Ersatzschaltbilds eine Ausgestaltung des
in 1 dargestellten Mehrstufenumrichters als 3-Stufen-Umrichter
mit Neutralpunktklemmung (NPC). Bei diesem Umrichter weist die Zwischenpotenzialerzeugungsschaltung 40 einen
kapazitiven Spannungsteiler 43, 44 auf, der zwischen
den ersten und zweiten Versorgungspotenzialanschluss 11, 12 geschaltet
ist und der einen Potenzialabgriffspunkt 45 aufweist, der
nachfolgend auch als Neutralpunkt N bezeichnet wird. Dieser Neutralpunkt
N ist über ein erstes Gleichrichterelement 41 an
den ersten Zwischenpunkt 61 und über ein zweites Gleichrichterelement 42 an
den zweiten Zwischenpunkt 62 angeschlossen. Diese 41, 42 Gleichrichterelemente
sind beispielsweise Dioden und können insbesondere SiC-Diode,
wie SiC-Schottky-Dioden oder SiC-Bipolardioden sein.
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Das
an dem Potenzialabgriff 45 zur Verfügung stehende
Zwischenpotenzial ist über das Teilerverhältnis
des kapazitiven Spannungsteilers abhängig von der Eingangsspannung
Vin. Die beiden Kapazitäten 43, 44 des
Spannungsteilers sind beispielsweise gleich groß. In diesem
Fall entspricht das Zwischenpotenzial bezogen auf das zweite Versorgungspotenzial
der Hälfte der Versorgungsspannung Vin.
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Die
Funktionsweise des in 2 dargestellten Umrichters wird
nachfolgend anhand von 3 erläutert, in der
eine Ausgangsspannung V14 des Umrichters jeweils abhängig
vom Schaltzustand der einzelnen Transistoren 21, 31, 22, 32 dargestellt
ist. Die Ausgangsspannung V14 ist in dem dargestellten Beispiel
eine Spannung gegen das Potenzial des Neutralpunkts N. Die Schaltzustände
der einzelnen Transistoren sind in 3 mit ”H” und ”L” bezeichnet,
wobei ”H” für den leitenden Zustand und ”L” für
den sperrenden Zustand des jeweiligen Transistors steht.
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Der
Umrichter kann im Normalbetrieb vier unterschiedliche Betriebszustände
annehmen, die in
3 mit I–IV bezeichnet
sind. In einem ersten Betriebszustand I sind der erste und zweite
Transistor
21,
31 leitend angesteuert, während
der dritte und vierte Transistor
22,
32 sperren.
Vernachlässigt man die Einschaltwiderstände dieser
Transistoren, so liegt am Ausgangsanschluss
14 während
dieses ersten Betriebszustandes das erste Versorgungspotenzial an.
Die Ausgangsspannung V14 gegen den Neutralpunkt N beträgt
in diesem Fall a·Vin, wobei a gemäß
von dem Spannungsteilerverhältnis
des kapazitiven Spannungsteilers abhängig ist, wobei C43
und C44 die Kapazitätswerte der beiden Kapazitäten
43,
44 des
kapazitiven Spannungsteilers sind.
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In
einem zweiten Betriebszustand II ist lediglich der zweite Transistor 31 leitend
angesteuert. In diesem Fall entspricht das elektrische Potenzial
am Ausgangsanschluss 13 dem elektrischen Potenzial des
Neutralpunktes N abzüglich der Durchlassspannung des Gleichrichterelements 41 und
dem Spannungsabfall über dem leitend angesteuerten zweiten
Transistor 31. Für die nachfolgende Erläuterung
sei angenommen, dass der Durchlasswiderstand 41 und der
Spannungsabfall über dem zweiten Transistor 31 vernachlässigbar
sind, so dass im zweiten Betriebszustand II das elektrische Potenzial
am Ausgang 13 dem elektrischen Potenzial des Neutralpunktes
N entspricht.
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In
einem dritten Betriebszustand III sind der zweite und dritte Transistor
22,
32 leitend
angesteuert, während die übrigen Transistoren
sperren. Am Ausgangsanschluss
14 liegt in diesem Fall das
zweite Versorgungspotenzial an. Die Ausgangsspannung V14 gegen den
Neutralpunkt N entspricht in diesem Fall –b·Vin, wobei
b gemäß
vom Teilerverhältnis
des kapazitiven Spannungsteilers abhängig ist.
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Im
vierten Betriebszustand IV ist lediglich der vierte Transistor 32 leitend
angesteuert. Das elektrische Potenzial an dem Ausgangsanschluss 14 entspricht
in diesem Fall dem elektrischen Potenzial des Neutralpunktes N.
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Wie
bereits erläutert kann der Umrichter beispielsweise zur
Ansteuerung einer induktiven Last, wie z. B. einer Phase eines Elektromotors,
eingesetzt werden. Zum besseren Verständnis ist eine solche
zwischen den Ausgangsanschluss 14 und den Neutralpunkt
N geschaltete induktive Last Z in 2 ebenfalls
dargestellt. Durch eine geeignete Abfolge der anhand von 3 erläuterten
vier Betriebszustände des Umrichters, d. h. durch eine
geeignete Abfolge der drei unterschiedlichen Spannungspegel am Ausgang,
nämlich oberes Versorgungspotenzial, Zwischenpotenzial
und unteres Versorgungspotenzial lässt sich der Strom durch
die induktive Last derart regeln, dass ein gewünschter
Stromverlauf, wie z. B. ein sinusförmiger Stromverlauf,
erreicht wird. Dies ist grundsätzlich bekannt, so dass
auf weitere Ausführungen hierzu verzichtet werden kann.
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Für
eine positive Halbwelle des Ausgangsstromes werden beispielsweise
abwechselnd das obere Versorgungspotenzial und das Zwischenpotenzial
an den Ausgang 14 angelegt, d. h. die Betriebszustände
I und II wechseln sich ab. Für eine negative Halbwelle
des Ausgangsstromes werden beispielsweise abwechselnd das obere
Versorgungspotenzial und das Zwischenpotenzial an den Ausgang 14 angelegt,
d. h. die Betriebszustände III und IV wechseln sich ab.
Der verlauf des Stromes lässt sich dabei über
das Tastverhältnis (Duty-Cycle) von oberem Versorgungspotenzial
und Zwischenpotenzial steuern. Da das zweite Halbleiterschaltelement 31 während
des ersten und zweiten Betriebszustandes I, II leitet, bleibt es
in dem erläuterten Fall während der positiven
Halbwelle eingeschaltet, und wird erst ausgeschaltet, wenn durch
Ansteuern des dritten und vierten Schalters die negative Halbwelle
des Ausgangsstromes eingestellt werden soll. Die Schaltfrequenz
des zweiten Schalters 31 entspricht dann der Frequenz des
(annähernd) sinusförmigen Ausgangsstromes. Die Ausführen
bezüglich des zweiten Halbleiterschaltelements 31 gelten
in entsprechender Weis für das vierte Halbleiterschaltelement 32 während
der negativen Halbwelle.
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Aus
Gründen der Vollständigkeit sei darauf hingewiesen,
dass die Freilaufelemente 23, 33, 24, 34 auch
während der Übergangsphasen zwischen der positiven
und der negativen Halbwelle des Ausgangsstromes leiten können.
Werden beispielsweise das erste und das zweite Halbleiterschaltelement 21, 31 am
Ende der Betriebsphase zur Einstellung der positiven Halbwelle abgeschaltet,
weil ein Übergang in den dritten Betriebszustand erfolgt
ohne dass der Ausgangsstrom bereits seine Polarität (bezogen
auf das Zwischenpotenzial N) geändert hat, so sind die
Freilaufdioden 24, 34 in Flussrichtung gepolt.
Gleiches gilt in entsprechender Weise für die Freilaufdioden 23, 33 nach
Abschalten des dritten und vierten Halbleiterschalters 22, 32 am
Ende der Betriebsphase durch die die negative Halbwelle des Ausgangsstromes
eingestellt wird.
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Dem
Ausgangsstrom des Umrichters ist ein hochfrequenter Signalanteil überlagert,
der aus dem getakteten Anlagen der unterschiedlichen Spannungspegel
an die Last Z resultiert. Die ser hochfrequente Signalanteil kann
durch ein zusätzliches Filter (nicht dargestellt) ausgefiltert
werden. Wünschenswert ist es dabei, wenn die auszufilternden
Signalanteile möglichst hohe Frequenzen besitzen, wie z.
B. im Bereich von über 10 kHz, da dann ein Filter mit geringen
Kapazitäten und/oder Induktivitäten eingesetzt
werden kann. Solche hohen Frequenzen werden durch eine hochfrequente
getaktete Ansteuerung der Halbleiterschalter des Umrichters erreicht,
wobei – wie erläutert – lediglich der
erste und dritte Schalter 21, 22 mit einer hohen
Frequenz angesteuert werden müssen. Die Verwendung von
JFET, und insbesondere von SiC-JFET, ermöglicht eine solche
hochfrequente Ansteuerung. Für den zweiten und vierten
Schalter 31, 32 können herkömmliche
selbstsperrende MOSFET oder IGBT, insbesondere aus Si, verwendet
werden, da diese Schalter – anders als der erste und dritte
Schalter – nicht im Hinblick auf hohe Schaltfrequenzen
optimiert sein müssen. Die Ansteuerschaltung 50 zur
Erzeugung der Ansteuersignale für die einzelnen Transistoren
kann entsprechend einer herkömmlichen Ansteuerschaltung
für Halbleiterschaltelemente eines 3-Stufen-Umrichters
realisiert sein und ist dazu ausgebildet, die einzelnen Ansteuersignale
so zu erzeugen, dass der für einen bestimmten Zeitpunkt
gewünschte Schaltzustand der einzelnen Transistoren erreicht
wird. In diesem Zusammenhang sei angemerkt, dass sich die Ansteuersignale
für IGBTs und JFETs lediglich insofern unterscheiden, als
bei IGBTs ein gegenüber Sourcepotenzial positives Ansteuerpotenzial
am Gateanschluss erforderlich ist, um den Transistor leitend anzusteuern,
während JFETs solange leiten, solange deren Ansteuerspannung
oberhalb eines negativen Schwellenwertes liegt. Zur sperrenden Ansteuerung
eines JFET ist also eine negative Ansteuerspannung erforderlich,
während ein IGBT bereits einer Ansteuerspannung von Null
sperrt.
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4 veranschaulicht
anhand eines Blockschaltbildes ein Beispiel einer Ansteuerschaltung 50 für
die einzelnen Transistoren der in den 1 und 2 dargestellten
Umrichter. Diese Ansteuerschaltung 50 weist Treiberschaltungen 53, 55, 57, 59 auf,
die jeweils an die Steueranschlüsse der einzelnen Transistoren 21, 31, 22, 32 angeschlossen
sind, bzw. die zwischen die Gateanschlüsse und die Sourceanschlüsse
dieser Transistoren geschaltet sind. Diese Treiberschaltungen 53, 55, 57, 59 erzeugen
die Ansteuersignale S21, 31, S22, S32 für die
einzelnen Transistoren abhängig von Steuersignalen S53,
S55, S57, S59, die den einzelnen Treiberschaltungen von einer zentralen
Steuerschaltung 60 zugeführt sind. Die zentrale
Steuerschaltung 60 gibt über die Steuersignale
S21, 31, S22, S32 den zeitlichen Ablauf vor, in dem die
einzelnen Spannungspegel am Ausgang 14 bereitgestellt werden,
um beispielsweise einen gewünschten Verlauf eines Stromes
durch die Last zu erreichen. Der Steuerschaltung kann hierzu ein
Messsignal (nicht dargestellt) zugeführt sein, das den
momentanen Strom durch die Last repräsentiert. Verfahren
zur Regelung eines Stromes durch eine Last mittels eines 3-Stufen-Umrichters
sind grundsätzlich bekannt, so dass auf weitere Ausführungen
hierzu verzichtet werden kann.
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Die
Treiberschaltungen sind dazu ausgebildet, diese Steuersignale S53,
S55, S57, S59 auf die Ansteuersignale S21, S31, S22, S32 für
die einzelnen Transistoren umzusetzen. Zur Spannungsversorgung der Treiberschaltungen 53, 55, 57, 59,
sind Spannungswandler 52, 54, 56, 58 vorhanden,
die eine zentrale Versorgungsspannung V51 in geeignete Versorgungsspannungen
für die einzelnen Treiberschaltungen 53, 55, 57, 59 umsetzen.
Die zentrale Versorgungsspannung V51 wird durch einen zentralen
Spannungswandler 51 erzeugt, der zwischen den ersten und
den zweiten Versorgungspotenzialanschluss 11, 12 geschaltet
ist.
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5 veranschaulicht
den in 2 dargestellten Mehrstufenumrichter auf Halbleitermodulebene. Dieses
Halbleitermodul umfasst ein Substrat, wie z. B. ein DCB-Substrat
mit mehreren beabstandet zueinander angeordneten Substratinseln 101–107.
Diese Substratinseln sind beispielsweise Inseln aus einem elektrisch
leitenden Material, wie z. B. Kupfer, die auf einem isolierenden
Substrat, wie z. B. einem Keramiksubstrat, aufgebracht sind. In
dem dargestellten Halbleitermodul sind die Transistoren 21, 22, 31, 32,
sowie die Gleichrichterelemente der Zwischenpotenzialerzeugungsschaltung
integriert; die anhand von 2 erläuterte Ansteuerschaltung 50 sowie
der kapazitive Spannungsteiler sind in nicht näher dargestellter
Weise außerhalb des in 5 dargestellten
Moduls integriert. Bei dem dargestellten Halbleitermodul sind die
IGBTs 31, 32, die JFETs, die Freilaufdioden 33, 34 der
IGBTs sowie die Gleichrichterelemente 41, 42 der
Zwischenkreiserzeugungsschaltung als diskrete vertikale Halbleiterbauelemente
realisiert und umfassen jeweils einen Halbleiterchip mit einer Vorderseite
und einer Rückseite. In dem dargestellten Beispiel bilden
die Rückseiten der IGBT-Chips die Drainanschlüsse
der IGBTs, die Rückseiten der JFET-Chips die Drainanschlüsse
der JFETs und die Rückseiten der Diodenchips die Anodenanschlüsse
der Dioden. Die Sourceanschlüsse der IGBTs sind an den
Vorderseiten der IGBT-Chips, die Sourceanschlüsse der JFETs
sind an den Vorderseiten der JFET-Chips und die Kathodenanschlüsse
der Dioden sind an den Vorderseiten der Diodenchips kontaktierbar.
In dem dargestellten Beispiel sind die Halbleiterchips der einzelnen
Bauelemente mit ihren Rückseiten wie folgt elektrisch leitend
an einzelnen Substratinseln befestigt: der Chip des ersten Transistors 21 auf
einer ersten Substratinsel 101; der Chip des ersten Gleichrichterelements 41 auf
einer zweiten Substratinsel 102; der Chip des zweiten Gleichrichterelements 42 auf
einer zweiten Substratinsel 103; der Chip des dritten Transistors 22 auf
einer vierten Substratinsel 104; der Chip des zweiten Transistors 31 und
der Chip des zugehörigen Freilaufelements 33 auf
einer fünften Substratinsel 105; und der Chip
des vierten Transistors 32 und des zugehörigen
Freilaufelements 34 auf einer sechsten Substratinsel 106.
Der Anschluss für den Neutralpunkt N bzw. den Mittenabgriff des
kapazitiven Spannungsteilers 45 ist durch die dritte Substratinsel 103 gebildet.
Der erste Versorgungspotenzialanschluss 11 ist durch die
erste Substratinsel 101 gebildet, der zweite Versorgungspotenzial anschluss 12 befindet
sich auf einer siebten Substratinsel 107, und der Ausgangsanschluss 13 befindet
sich auf einer achten Substratinsel 108.
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Die
einzelnen Bauelemente bzw. Substratinseln sind durch Bonddrähte
oder andere elektrisch leitende Verbindungen, wie z. B. Bügel,
miteinander verschaltet. Diese elektrisch leitenden Verbindungen
sind in 5 durch dicke Striche symbolisiert.
In diesem Zusammenhang sei darauf hingewiesen, dass zur Herstellung
der dargestellten elektrisch leitenden Verbindung mehrere Bonddrähte
oder Bügel parallel geschaltet sein können, um
eine ausreichende Stromtragfähigkeit zu erreichen. Darüber
hinaus sei angemerkt, dass in dem Halbleitermodul auch mehrere der
in 5 dargestellten Halbleiterbauelemente parallel
geschaltet werden können, um eine ausreichende Stromtragfähigkeit
zu erreichen.
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Bei
dem in 5 dargestellten Halbleitermodul sind Anschlüsse
an der Vorderseite der Halbleiterchips unmittelbar durch die Bonddrähte
kontaktiert, während die Rückseiten der einzelnen
Halbleiterchips dadurch kontaktiert sind, dass die Substratinsel
kontaktiert ist, auf der der jeweilige Halbleiterchip angeordnet
ist. So ist beispielsweise zum Anschließen des Sourceanschlusses
des ersten Transistors 21 an den Anodenanschluss des ersten
Gleichrichterelements 41 ein Bonddraht vorhanden, der zwischen
die Vorderseite des JFET-Chips, des Transistors 21 und
die zweite Substratinsel 102 geschaltet ist. Nicht näher
dargestellt sind in 5 die Steueranschlüsse
bzw. Gateanschlüsse der Transistoren, die sich neben den
Sourceanschlüssen auf der Vorderseite der Halbleiterchips
befinden.
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Die
Verwendung von selbstleitenden Transistoren und selbstsperrenden
Transistoren in den bisher erläuterten Umrichtern kombiniert
in vorteilhafter Weise die Fähigkeit, hochfrequent angesteuert
zu werden, der selbstleitenden Transistoren 21, 22 mit
den selbstsperrenden Eigenschaften der IGBTs oder MOS FETs 31, 32. Diese
selbstsperrenden Eigenschaften der IGBTs verhindern einen Kurzschluss
des Umrichters zu Beginn des Betriebs des Umrichters, also dann,
wenn die Eingangsspannung Vin, die auch als Zwischenkreisspannung bezeichnet
wird, beginnt anzusteigen, wenn jedoch noch keine ausreichende Versorgungsspannung
vorhanden ist, um die Transistoren anzusteuern. Wenn in dem Umrichter
ausschließlich selbstleitende Transistoren verwendet würden,
würde die Zwischenkreisspannung so lange kurzgeschlossen,
bis eine Spannungsversorgung für die Ansteuerschaltung 50 gewährleistet
ist.
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6 veranschaulicht
die Funktionsweise des anhand von 2 erläuterten
Umrichters während einer Anlaufphase, also zu Beginn des
Betriebs des Umrichters, anhand zeitlicher Verläufe ausgewählter
in dem Umrichter vorkommender Signale. Dargestellt sind in 6 zeitliche
Verläufe der Eingangsspannung Vin, einer Spannung V30,
die die Summe der Spannungen über den Laststrecken des
zweiten und dritten Transistor 33, 34 ist, Spannungen
V21, V22 über den Laststrecken des ersten und dritten Transistors 21, 22,
eines Versorgungsspannungssignals Vs, sowie von Ansteuersignalen
S21, S22 für den ersten und dritten Transistor 21, 22.
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t1
bezeichnet in 6 einen Zeitpunkt, ab dem die
Zwischenkreisspannung Vin anzusteigen beginnt. Der erste und dritte
Transistor 21, 22 leiten zu diesem Zeitpunkt,
während der zweite und vierte Transistor 31, 32 sperren.
Die Spannung V30 über der Reihenschaltung mit dem zweiten
und vierten Transistor 31, 32 entspricht in diesem
Fall der Zwischenkreisspannung Vin. t2 bezeichnet in 6 einen
Zeitpunkt, zu dem die Zwischenkreisspannung Vin auf ihren Maximalwert
angestiegen ist, zu dem eine ausreichende Spannungsversorgung zur
Ansteuerung der einzelnen Transistoren zur Verfügung steht – was
in 6 durch einen High-Pegel des Versorgungsspannungssignals
Vs dargestellt ist – und ab dem der erste und dritte Transistor 21, 22 sperrend
angesteuert werden, wobei der zweite und vierte Transistor 33, 34 zunächst ebenfalls
noch sperren. Die Spannung V30 über dem zweiten und vierten
Transistor 31, 32 sinkt hierbei auf eine Spannung
ab, die der Spannungsdifferenz zwischen dem Neutralpunkt N und dem
zweiten Versorgungspotenzial entspricht. Bei einem kapazitiven Spannungsteiler
mit einem Spannungsteilerverhältnis von 0,5 entspricht
diese Spannung der halben Zwischenkreisspannung. Die Spannungen
V21, V22 in dem ersten und dritten Transistor V21, V22 steigen dabei
an, und zwar bei einem kapazitiven Spannungsteiler mit einem Spannungsteilerverhältnis
von 0,5 auf jeweils etwa 0,25 der Zwischenkreisspannung Vin. Zu
einem Zeitpunkt t3 sind der erste und dritte Transistor 21, 22 vollständig
sperrend angesteuert und die Spannungen über den einzelnen
Transistoren haben den zuvor erläuterten Endwert erreicht.
Ab diesem Zeitpunkt ist der Mehrstufenumrichter betriebsbereit und
die einzelnen Transistoren können leitend und sperrend
angesteuert werden, um die zuvor anhand von 3 erläuterten
Betriebszustände zu erreichen.
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Die
Verwendung von Reihenschaltungen mit wenigstens einem selbstleitenden
Transistor und einem selbstsperrenden Transistor, wie sie zuvor
anhand eines 3-Phasenumrichters mit Neutralpunktklemmung erläutert
wurde, ist selbstverständlich nicht auf einen 3-Stufen-Umrichter
mit NPC beschränkt, sondern ist vielmehr auch auf andere
Umrichtertopologien anwendbar.
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ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Nicht-Patentliteratur
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- - Bernet et
al.: ”Design and Comparison of 4.16 kV Neutral Point Clamped,
Flying Capacitor and Series Connected H-Bridge Multi-Level Converters”,
IEEE-IAS Annual Meeting, 2005, Vol. 1, pp. 121–128 [0002]
- - Delmas et al.: ”Comparative study of multilevel topologies:
N. P. C, multicell Inverter and S. M. C. with igbt”, Demas,
L.; Meynard, T. A.; Foch, H.; Gateau, G. IECON 02, IEEE 2002 28th
Annual Conference of the Industrial Electronics Society, Volume
1, 5–8 Nov. 2002, Pages: 828–833 [0002]
- - Bernet et al. [0005]