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Stand der Technik
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Die Erfindung betrifft ein Steuergerät nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1. Ein Steuergerät mit diesen Merkmalen, das zur Steuerung einer Last eingerichtet ist, ist aus der
WO 99/13577 bekannt. Eine Gate-Ansteuerung über ein RCR-Glied ist auch aus der
DE 38 39 373 bekannt. Induktivitäten, deren Stromprofil durch Leistungs-Feldeffekttransistoren, insbesondere durch MOSFETs (Metal oxide semiconductor field effect transistor), gesteuert werden, finden sich in Kraftfahrzeugen zum Beispiel in Injektoren von Kraftstoffeinspritzsystemen von Verbrennungsmotoren sowie in Elektromotoren. Diese Induktivitäten können in einer Entfernung vom Steuergerät in der Größenordnung von bis zu mehreren Metern angeordnet sein, so dass sich eine entsprechende Länge der Verbindungsleitungen ergibt. Bei der Steuerung von Stromprofilen, die zum Beispiel durch eine Pulsweitenmodulation erfolgt, treten steile Flanken im zeitlichen Verlauf elektrischer Größen in den Verbindungsleitungen auf, die zu einer unerwünschten Abstrahlung von elektromagnetischer Energie und damit zu Störungen anderer Schaltkreise führen (Elektromagnetische Interferenz EMI). Beispiele anderer Schaltkreise finden sich zum Beispiel in Radio- und Fernseh-Empfängern in einer Umgebung des Kraftfahrzeugs oder in anderen Steuergeräten innerhalb des Kraftfahrzeugs. Zusätzlich zu dieser EMI-Problematik, die auf der Ausgangsseite der Leistungs-Feldeffekttransistoren auftritt, können sich Schwingungen auch auf der Eingangsseite der Leistungs-Feldeffekttransistoren störend auswirken. So ist bei Versuchen, bei denen die Leistungs-Feldeffekttransistoren zur pulsweitenmodulierten Stromregelung mit einer bestimmten Frequenz verwendet wurden, ein Schalten der Leistungs-Feldeffekttransistoren mit einem Mehrfachen der bestimmten Frequenz beobachtet worden. Tritt das unerwünschte Mehrfachschalten zu häufig auf, werden die Leistungs-Feldeffekttransistoren thermisch überlastet und damit zerstört. Das Mehrfachschalten tritt auf, weil die Verbindungsleitungen zwischen der Ansteuerlogik der Leistungs-Feldeffekttransistoren und ihren Gate-Anschlüssen parasitäre Induktivitäten darstellen, die zusammen mit parasitären Kapazitäten der Leistungs-Feldeffekttransistoren Schwingkreise bilden.
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Schnelle Schaltflanken in den Steuerströmen können in solchen Schwingkreisen Spannungsspitzen erzeugen, die mit einem Mehrfachen der zur Pulsweitenmodulation benötigten Frequenz auftreten und bei denen die Schwellenspannung eines Leistungs-Feldeffekttransistors überschritten wird. Selbst wenn noch keine Zerstörung eintritt, kommt es zu der bereits genannten EMI.
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Zur Abhilfe weisen bekannte Steuergeräte einen Tiefpass zwischen der Ansteuerlogik und dem Gate eines Leistungs-Feldeffekttransistors auf, der die Steilheit der Flanken auf der Eingangsseite und, als Folge davon, auch auf der Ausgangsseite des Leistungs-Feldeffekttransistors beschränken soll. Der bekannte Tiefpass besteht aus einem seriellen Gate-Vorwiderstand und einem separaten Gate-Source-Kondensator. Die ohnehin vorhandene parasitäre Gate-Source-Kapazität trägt zur Tiefpasskapazität bei.
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Aus Gründen einer vereinfachten Fertigung ist man an einem möglichst weitgehend standardisierten Schaltungslayout und einer möglichst großen Unabhängigkeit von Schwankungen der elektrischen Eigenschaften von Bauteilen interessiert, die bei der Herstellung der Steuergeräte verwendet werden. In diesem Zusammenhang ist es insbesondere von Interesse, Bauelemente, zum Beispiel MOSFETs, verschiedener Hersteller verwenden zu können, was auch als Second-Source-Verträglichkeit bezeichnet wird. Da die Entwicklungszyklen in der Halbleiterindustrie in der Regel kürzer sind als in der Automobilindustrie, ist es darüber hinaus wünschenswert, auch künftige Bauelemente-Generationen ohne große Änderungen des Steuergeräts verwenden zu können.
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In der Praxis hat sich jedoch gezeigt, dass es bei einer Verwendung von Standardschaltungen mit nicht anwendungs-individuellen Optimierungen des Layouts der Ansteuerschaltung, der Leitungen und der Dimensionierung von Bauelementen nicht vorhersehbar ist, ob die oben angegebenen Schwingungen auftreten oder nicht. Auch bei abgeglichener Schaltung und erprobtem Layout kann der spätere Einsatz von Second-Source-Bauteilen oder neuen Transistoren in neuen Technologien oder Strukturen, also aus künftigen Bauelemente-Generationen, plötzlich zu unbeherrschbaren Problemen durch Schwingen der Ansteuerung oder eine EMI-Problematik führen. Gerade Transistoren mit neuen, kleineren Strukturen führen zu einer starken Erhöhung der Schaltgeschwindigkeiten (Slew Rates) und damit zu einer erhöhten Schwingungsneigung.
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In zusammengefasster Form der bereits genannten und weiterer Nachteile ergeben sich damit insbesondere die folgenden Mängel des Standes der Technik:
ein Entstehen eines MOSFET-eingangsseitigen parasitären Schwingkreises durch eine parasitäre Induktivität der unter Umständen mehrere cm langen Verbindungsleitung zwischen Ansteuerlogik und MOSFET in Verbindung mit einer parasitären, kapazitiven Kopplung zwischen Gate und Drain bei schnellen Transistoren. Dabei sind Zerstörungen mancher Transistortypen bereits bei Kapazitäten von 20 pF beobachtet worden;
eine wegen der EMI-Problematik unerwünschte große Flankensteilheit (Slew Rate) der Drain-Source-Spannung beim Schalten des Leistungs-Feldeffekttransistors, die bei dem bekannten Steuergerät nur über sehr große Ohmwerte des Gate-Vorwiderstands reduziert werden konnte, was wieder zu einer unerwünschten Vergrößerung der Schwingungsneigung führte;
ein Auftreten von Spannungsspitzen (Glitches) an Drain oder Source bei ausgeschaltetem Transistor, was zu kurzzeitigem Analogbetrieb durch kapazitive Spannungsteilung zwischen Drain, Gate und Source und einer unerwünschten Erhöhung der Verlustleistung des Leistungs-Feldeffekttransistors führt; und
eine unerwünschte Aufsteuerung der Leistungs-Feldeffekttransistoren durch leitungsgebundene Hochfrequenz-Einstrahlung.
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Offenbarung der Erfindung
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Vor diesem Hintergrund besteht die Aufgabe der Erfindung in der Angabe eines Steuergeräts, mit dem die genannten Nachteile vermieden oder zumindest verringert werden.
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Diese Aufgabe wird bei einem Steuergerät der eingangs genannten Art durch die kennzeichnenden Merkmale des Anspruchs 1 gelöst.
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Dadurch, dass der Tiefpass über einen Entkoppel-Widerstand an den Gate-Anschluss angeschlossen ist, wird das gefilterte Steuersignal über diesen Entkoppel-Widerstand an den Gate-Anschluss geliefert.
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Es hat sich gezeigt, dass durch diese vergleichsweise einfache Maßnahme die Flankensteilheiten (Slew Rates) an den Anschlüssen der Leistungs-Feldeffekttransistoren signifikant reduziert werden, was die Anregung von Schwingungen in den Ansteuer- und den Leistungskreisen verringert. Vorteilhaft ist ferner, dass sich diese gewünschten Eigenschaften bereits unter ausschließlicher Verwendung eines passiven Bauelements, eben des Entkoppel-Widerstandes, erzielen lassen. Ferner ist vorteilhaft, dass die Funktion der Schaltung, insbesondere die Funktion einer Schaltung zur Steuerung des Stromprofils von Injektoren, durch den zusätzlichen Entkoppel-Widerstand nicht beeinträchtigt wird. Als Vorteil ist auch zu werten, dass die Verlustleistung der beteiligten Endstufe, also insbesondere des beteiligten Leistungs-Feldeffekttransistors, praktisch nicht oder zumindest nur vernachlässigbar erhöht wird. Der zusätzliche Entkoppel-Widerstand ermöglicht es ferner, beim Entwurf des Schaltungslayouts und bei der Dimensionierung der Bauelemente einen Kompromiss zu realisieren, der einen Einsatz von Second- und Third-Source-Transistoren ohne Anpassung der passiven Bauelemente erlaubt. Dabei werden Zerstörungen von Leistungs-Feldeffekttransistoren vermieden und das Auftreten elektromagnetischer Interferenz wird stark reduziert.
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Weitere Vorteile ergeben sich aus den abhängigen Ansprüchen, der Beschreibung und den beigefügten Figuren.
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Es versteht sich, dass die vorstehend genannten und die nachstehend noch zu erläuternden Merkmale nicht nur in der jeweils angegebenen Kombination, sondern auch in anderen Kombinationen oder in Alleinstellung verwendbar sind, ohne den Rahmen der vorliegenden Erfindung zu verlassen.
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Kurze Beschreibung der Zeichnungen
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Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den Zeichnungen dargestellt und werden in der nachfolgenden Beschreibung näher erläutert. Es zeigen, jeweils in schematischer Form:
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1 ein Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen Steuergerätes;
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2 eine detailliertere Ausgestaltung eines erfindungsgemäßen Steuergerätes;
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3 eine bekannte Struktur zur Erzeugung eines Stromprofils des Stroms durch eine Induktivität;
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4 idealisierte Verläufe der Gate-Source-Spannung UGS, des Drain-Stroms IDS und der Drain-Source-Spannung UDS über der Zeit t beim Einschalten eines Leistungs-Feldeffekttransistors 16, bei denen der Miller-Effekt deutlich wird;
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5 reale Verläufe von UGS und UDS bei einem Steuergerät mit einem Gate-Vorwiderstand, das keinen separaten Tiefpass und keinen Entkoppel-Widerstand aufweist;
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6 reale UGS- und UDS-Verläufe bei einem Steuergerät, das zusätzlich einen Tiefpass, jedoch noch keinen Entkoppel-Widerstand aufweist; und
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7 reale UGS- und UDS-Verläufe, wie sie bei einem erfindungsgemäßen Steuergerät gemessen wurden, das ein RCR-T-Glied aus dem Tiefpass und einen zusätzlichen Entkoppel-Widerstand aufweist.
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Ausführungsform(en)
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Im Einzelnen zeigt 1 ein Steuergerät 10 zum Steuern eines Stromprofils 12 einer Induktivität 14 in einem Kraftfahrzeug mit einem Leistungs-Feldeffekttransistor 16 mit einem Drain-Anschluss 18, einem Source-Anschluss 20 und einem Gate-Anschluss 22. Der Gate-Anschluss 22 wird von einer Gate-Treiberstufe 24 mit einem Steuerstrom IG über einen Tiefpass 26 gespeist.
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Der Tiefpass 26 dient zur Dämpfung störender Schwingungen, die sich durch parasitäre Induktivitäten 28 der Verbindung des Gate-Anschlusses 22 mit der Treiberstufe 24 in Verbindung mit parasitären Kapazitäten des Leistungs-Feldeffekttransistors 16 bilden können. Das Steuergerät 10 zeichnet sich dadurch aus, dass der Tiefpass 26 über einen Entkoppel-Widerstand 30 an den Gate-Anschluss 22 angeschlossen ist. Die Induktivität 14 ist in einer Ausgestaltung die Induktivität eines Injektors eines Kraftstoff-Einspritzsystems eines Verbrennungsmotors des Kraftfahrzeugs. Bei einer solchen Ausgestaltung besitzt der Entkoppel-Widerstand 30 bevorzugt einen Wert in der Größenordnung von 50 Ohm.
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Das Stromprofil 12 stellt ein typisches Ansteuersignal für einen solchen Injektor dar, der zunächst mit einem vergleichsweise hohen Anzugsstromimpuls Ia geöffnet wird und der dann mit einem mittleren Haltestrom Ih offen gehalten wird. Dabei wird der Anzugsstrom Ia und der Haltestrom Ih durch getaktetes Ein- und Ausschalten des Stroms durch den Leistungs-Feldeffekttransistor 16 eingestellt. Das Takten erfolgt dabei mit einer Frequenz in der Größenordnung einiger kHz. Nach dem Ausschalten klingt der induzierte Strom im Kreis aus Induktivität 14 und Freilaufdiode 15 ab.
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In der Ausgestaltung der 1 wird der Strom durch die Induktivität 14 durch Aufsteuern des Leistungs-Feldeffekttransistors 16 erhöht und durch schließendes Ansteuern des Leistungs-Feldeffekttransistors 16 verringert.
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Ergänzend zu der in der 1 dargestellten low-side-Anordnung des Leistungs-Feldeffekttransistors 16 (der Leistungs-Feldeffekttransistor 16 liegt zwischen einem Massepotential 32 und der Induktivität 14 und besitzt damit ein kleineres DC-Potential als die Induktivität 14) wird das Stromprofil 12 für einen Injektor häufig durch ergänzende Ansteuerung eines oder mehrerer high-side- und/oder Booster-Feldeffekttransistoren gestaltet, wie weiter unten mit Bezug auf die 3 noch näher erläutert wird.
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2 zeigt eine detailliertere Ausgestaltung eines Steuergerätes 10, bei dem die ergänzende high-side-Steuerung des Stromflusses durch die Induktivität 14 durch einen Block 34 repräsentiert wird. Außerdem zeigt die 1 weitere Details. So besteht der Tiefpass 26 in der 2 aus einem Gate-Vorwiderstand 36 und einem Kondensator 38. Der Leistungs-Feldeffekttransistor 16 ist mit seiner parasitären Gate-Source-Kapazität 40 und seiner ebenfalls parasitären Gate-Drain-Kapazität 42, die auch als Miller-Kapazität bezeichnet wird, dargestellt. Ferner sind in der 1 parasitäre Leitungsinduktivitäten 28a und 28b explizit dargestellt, die zusammen mit den parasitären Kapazitäten 40, 42 des Leistungs-Feldeffekttransistors 16 Schwingkreise bilden. Die Gate-Treiberstufe 24 ist als Integrierte Schaltung realisiert, die eine Ansteuerlogik 44 mit einem Treiber 46 zu einer baulichen Einheit zusammenfasst.
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Da die Gate-Treiberstufe 24 aus Platzgründen nicht bei dem üblicherweise mit einem Kühlkörper versehenen Leistungs-Feldeffekttransistor 16 angeordnet sein kann, ergeben sich Abstände d1 im innerhalb des Steuergeräts 10 liegenden Ansteuerkreis zwischen Leistungs-Feldeffekttransistor 16 und Treiberstufe 24 in der Größenordnung von 8 bis 12 cm und damit entsprechend große Werte der parasitären Induktivitäten 28a und 28b. Der Abstand d2 ist ein Maß für die außerhalb des Steuergeräts 10 im Leistungskreis liegende Länge der Verbindung zu der Lastinduktivität 14, die in der Größenordnung von Meter liegt.
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3 zeigt eine bekannte Struktur zur Erzeugung des Stromprofils 12 des Stroms durch die Induktivität 14 mit der Freilaufdiode 15, dem low-side-Leistungs-Feldeffekttransistor 16, einer Schnell-Lösch-Diode 48, einem Booster-Kondensator 50, einem Booster-Schalter 52, einem high-side-Schalter 54 und einer Batterie 56. Der Booster-Schalter 52 und der high-side-Schalter 54 kann jeweils ebenfalls als Leistungs-Feldeffekttransistor realisiert sein. Ein Schalter oder Leistungs-Feldeffekttransistor 16, 52, 54, der in der 3 mit einer Unterbrechung dargestellt ist, repräsentiert einen geöffneten Schalter, im Falle eines Leistungs-Feldeffekttransistors also einen nicht leitfähig gesteuerten Kanal. Entsprechend repräsentiert eine nicht unterbrochene Darstellung einen geschlossenen Schalter, im Falle eines Leistungs-Feldeffekttransistors also einen leitfähig aufgesteuerten Kanal. Die Schaltstellungen in den 3a–3e sind einzelnen Phasen 12a–12e des Stromprofils 12 aus der 1 zugeordnet.
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3a: Bei offenem high-side Schalter 54 und geschlossenen Schaltern 16 und 52 wird für die Öffnungsphase 12a ein schneller Stromanstieg mit dem Booster-Kondensator 50 als Ladungsquelle bereitgestellt. Dabei wird die Ladung des Kondensators 50 auf die erforderliche Spannung, die höher als die Batteriespannung ist, durch einen hier nicht gezeigten DC/DC-Wandler bewirkt.
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3b: Bei geöffnetem Schalter 52 und geschlossenen Schaltern 16 und 54 wird der Strom I in einer Anzugsstromphase 12b aus der Batterie 56 entnommen.
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3c: Bei einem in der Phase 12c erfolgenden Übergang zur Haltestromphase 12d wird der low-side-Schalter 16 geöffnet, so dass der Strom aus der Batterie 56 über den Schalter 54 und die Diode 48 zum Booster-Kondensator 50 fließt und diesen auflädt, beziehungsweise einen Teil der Energie des Magnetkreises der Lastinduktivität 14 in den Kondensator 50 zurücklädt.
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3d: Anschließend wird der niedrigere mittlere Haltestrom Ih im Abschnitt 12d der 2 bei weiter offenem Booster-Schalter 52 und geschlossenem low-side-Schalter 16 durch Pulsweitenmodulation der Ansteuerung des Schalters 54 eingestellt, was in der 3d durch einen Pfeil durch den high-side-Schalter 54 symbolisiert wird (Kürzere Einschaltdauer als bei Anzugsstrom).
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3e: Dann wird der Strom I in einer Abschaltphase 12e durch Öffnen des low-side-Schalters 16 bei offenem Booster-Schalter 52 abgeschaltet, wobei erneut der Booster-Kondensator 50 geladen wird (wie 3c).
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Bei dieser Abfolge treten mehrfach Situationen auf, in denen einer der Schalter (Leistungs-Feldeffekttransistoren) 16, 52, 54 einen vorher über einen anderen Weg fließenden Strom I übernimmt, was auch als Strom-Kommutierung bezeichnet wird. Eine solche Situation tritt beim high-side-Feldeffekttransistor 54 in der Anzugsstromphase 12b und in der Haltestromphase 12d dann auf, wenn dieser dort mit einer 2-Punkt-Stromregelung betrieben wird und nach einem Freilauf erneut eingeschaltet wird. Ferner tritt eine solche Situation bei dem low-side-Feldeffekttransistor 16 in der Phase 12c beim Übergang auf die Haltestromphase 12d auf.
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4 zeigt qualitativ idealisierte Verläufe der Gate-Source-Spannung UGS, des Drain-Stroms-IDS und der Drain-Source-Spannung UDS über der Zeit t, wie sie sich beim Einschalten eines Leistungs-Feldeffekttransistors 16 in einer Situation mit Stromkommutierung durch den Miller-Effekt ergeben. Zu Beginn fließt kein Strom IDS über den Leistungs-Feldeffekttransistor 16. Seine Gate-Source-Spannung UGS ist kleiner als seine Schwellenspannung Uthr und der Anzugsstrom fließt über die Induktivität 14 und die Diode 48 in den Booster-Kondensator 50. Als Folge eines Treiberstroms IG, der in den Gate-Anschluss 22 des Leistungs-Feldeffekttransistors 16 fließt, wird die parasitäre Gate-Source-Kapazität 40 des Leistungs-Feldeffekttransistors 16 geladen und seine Gate-Source-Spannung UGS übersteigt die Schwellenspannung Uthr.
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Als Folge wird ein mit zunehmender Gate-Source-Spannung UGS zunehmender Teil des Anzugsstroms als Drain-Strom IDS über den Leistungs-Feldeffekttransistor 16 fließen. Als Folge steigt der Drainstrom IDS an. Der komplementäre Teil des Anzugstroms fließt weiter über die Diode 48, so dass die Drain-Source-Spannung UDS zunächst weiter an die Spannung des Booster-Kondensators 50 gebunden bleibt. Die Drain-Source-Spannung UDS sinkt in diesem Bereich etwas ab, weil mit der Reduzierung des Stromes durch die Diode 48 und des Kondensators 50 die Spannungsabfälle an diesen Bauteilen geringer werden. Dies ergibt sich aus der Diodenkennlinie, dem equivalent serial resistance des häufig als Elektrolytkondensator realisierten Kondensators 50 und Spannungsabfällen an Messwiderständen und Leiterbahnen. Wenn bei weiter steigender Gate-Source-Spannung UGS der Leistungs-Feldeffekttransistor 16 den gesamten Anzugsstrom übernommen hat, fällt die Bindung seiner Drain-Source-Spannung UDS an die Spannung des Booster-Kondensators 50 weg, weil die Diode 48 dann sperrt. Die Drain-Source-Spannung UDS fällt ab diesem Zeitpunkt schneller ab. Unter der Voraussetzung eines konstanten Anzugsstroms ist ab diesem Zeitpunkt ferner der Drain-Strom IDS, der den gesamten, konstanten Anzugsstrom trägt, ebenfalls konstant.
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Bei fallender Drain-Source-Spannung UDS und konstanter Gate-Source-Spannung UGS fällt die Spannung UGD zwischen Drain und Gate des Leistungs-Feldeffekttransistors 16, die sich über der parasitären Drain-Gate-Kapazität (Miller-Kapazität) 42 einstellt. Entsprechend muss sich die Ladung der Miller-Kapazität 42 ändern. Der Treiberstrom IG, der bei fallender Drain-Source-Spannung UDS in den Gate-Anschluss 22 fließt, ändert daher zunächst nicht die Gate-Source-Spannung UGS, sondern wird zum Umladen der Miller-Kapazität 42 verbraucht. Dadurch entsteht das Miller-Plateau 58 im UGS-Verlauf über der Zeit. Erst wenn die Drain-Source-Spannung UDS auf ihren Endwert gefallen ist, kann der weiterfließende Treiberstrom IG die jetzt um die umgepolte Miller-Kapazität 42 vergrößerte parasitäre Gate-Source-Kapazität 40 weiterladen und damit die Gate-Source-Spannung UGS auf ihren Endwert erhöhen.
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Die Zeitableitung d (UDS)/dt der fallenden Drain-Spannung wird auch als Slew-Rate bezeichnet.
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5 zeigt reale Verläufe von UGS und UDS, die mit einem Steuergerät erzeugt wurden, das an Stelle des Tiefpasses 26 aus Gate-Vorwiderstand 36 und Kondensator 38 nur einen Gate-Vorwiderstand 36 und keinen Entkoppel-Widerstand 30 aufweist. Dabei ist jeweils die Gate-Source-Spannung UGS und die Drain-Source-Spannung UDS über der Zeit t aufgetragen. Der reale UGS-Verlauf zeigt ein Überschwingen und ein Unterschwingen zu Beginn des Miller-Plateaus 58. Es sind diese Schwingungen, die im Resonanzfall zum unerwünschten Mehrfachschalten des Leistungs-Feldeffekttransistors 16 führen können. Ferner zeigt der UDS-Verlauf im Bereich der schwingenden Gate-Source-Spannung UGS einen Knick 59, an den sich ein sehr steiler Sprung 61 mit einer Sprunghöhe h anschließt, bei der sich eine Slew Rate vonzum Beispiel 300 V pro Mikrosekunde ergibt.
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Um die Slew-Rates der Leistungs-Feldeffekttransistoren zu verringern und um mögliche Schwingungen auf Grund der Leitungsinduktivitäten zu vermeiden, scheint es sinnvoll zu sein einen Gate-Source Kondensator 38 an den Transistoranschlüssen 22, 20 anzuschließen und somit eine Erhöhung kapazitiver Tiefpass-Anteile zu erreichen. Ein Tiefpass-Anteil wird zum Beispiel bereits durch den Gate-Vorwiderstand 36 zusammen mit der parasitären Gate-Source Kapazität 40 gebildet.
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6 zeigt einen realen Verlauf, der mit einem Steuergerät erzeugt wurde, das zur Dämpfung der Schwingungen einen Tiefpass 26, jedoch noch keinen Entkoppel-Widerstand 30 aufweist. Die erwünschte dämpfende Wirkung zeigt sich in dem vergleichsweise flach verlaufenden Anstieg der Gate-Source-Spannung UGS vor und nach dem Miller-Plateau 58. Die Amplitude des Überschwingens und des Unterschwingens von UGS beim Übergang auf das Miller-Plateau 58 fällt, wie erwartet, wunschgemäß ebenfalls geringer aus. Als unerwarteter Nachteil ergibt sich in der Mitte des Drain-Source Spannungsverlaufs ein sehr steiles Stück 61 mit sehr hoher Slew-Rate: Dieses steile Stück 61 ist zwar auch bei Ansteuerung mit nur einem Gate-Vorwiderstand, ohne zusätzlichem Gate-Source Kondensator vorhanden, jedoch in weit geringerem Maße (d. h. geringerer Sprunghöhe h und geringerer Steilheit).
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Es ergibt sich also eine unerwünschte Erhöhung der Slew Rate der Drain Source Spannung UDS durch den parallel zur parasitären Gate Source Kapazität geschalteten Kondensator. Je nach verwendetem Kondensator bestehen bis zu 60% des Abfalls der Drain-Source Spannung UDS aus diesem steilen Stück, wobei Slew-Rates von weit über 1000 V/μs erreicht werden. Slew Rates mit Werten in dieser Größenordnung sind jedoch nicht tolerierbar, da ihre hochfrequenten Spektralanteile über die als Antennen wirkenden langen Leitungen im Leistungskreis zu der unerwünschten EMI führen.
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Als mögliche Ursache für die Erhöhung der Slew Rate und den hohen Anteil des Spannungsabfalls in dem steilen Abschnitt des UDS-Verlaufs kommen folgende Zusammenhänge in Frage. Der zu Gate und Source parallele Kondensator 38 verhindert bei der Stromregelung in der Anzugsstromphase 12b oder in der Haltestromphase 12d, die durch Pulsweitenmodulation der Ansteuerung des high-side-Schalters 54 erfolgt, die verlangsamende Wirkung (Gegenkopplung) der Millerkapazität des beteiligten Transistors 54. Als Folge zeigt sich die unerwünschte Erhöhung der Slew-Rate (dV/dt). Gleiches gilt beim Einschalten des low-side Transistors 16 beim Übergang (Phase 12c) vom Anzugsstrom (Phase 12b) auf Haltestrom (Phase 12d).
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Beide Fälle stellen Beispiele eines Einschaltens mit Stromkommutierung dar. Dabei wirken gleichzeitig zwei Stromquellen gegeneinander, nämlich ein im Analog-Betrieb zu Beginn des Threshold-Bereiches mit sehr kleinem Strom und hohem differenziellen Innenwiderstand arbeitender Transistor 54, 16, und die Induktivität 14 des Injektors, die vergleichsweise große Ströme zieht (Größenordnung 20A). Der parallel zur parasitären Gate-Source Kapazität 40 des Transistors 16 liegende zusätzliche Kondensator 38 hält die Gatespannung im Schaltmoment, der sich über eine Zeitspanne in der Größenordnung von ns erstreckt, weitgehend konstant. Die Umladung der Millerkapazität 42 erfolgt dann näherungsweise nur durch den Treiberstrom IG und ohne einen Abfluss von Ladung aus der Gate Source Kapazität 38 und 40.
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Die Gate Source Kapazität 38 und 40 wird daher durch die Umladung der Millerkapazität 42 nicht oder nur in geringem Umfang beeinflusst. Mit anderen Worten. Die Spannung über der Gate Source Kapazität 38 und 40 wird durch die Umladung der Miller-Kapazität 42 nicht wesentlich verringert. Der gegenkoppelnde Effekt der Miller-Kapazität 42 fällt entsprechend geringer aus als es ohne zusätzlichen Kondensator 38 der Fall wäre. Als Folge ergibt sich der Anstieg der Slew Rate dV/dt der Drain-Source Spannung in diesem Übergangsbereich gegenüber einem Schalten ohne Stromkommutierung. Eine Vergrößerung des zusätzlichen Gate-Kondensators 38 führt zu einer größeren Slew Rate. Der Zusammenhang ist jedoch nicht. linear. Entscheidend ist das Verhältnis der Summe der parasitären 40 und zusätzlichen Gate-Source Kapazitäten 38 zur Miller-Kapazität 42, also zur parasitären Drain-Gate Kapazität im Augenblick des Schaltens.
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7 zeigt einen realen Verlauf, wie er mit einem erfindungsgemäßen Steuergerät 10, also mit einem RCR-T-Glied aus dem Tiefpass 26 und einem zusätzlichen Entkoppel-Widerstand 30 gemessen wurde. Durch den Entkoppel-Widerstand 30 zwischen Kondensator 38 und Gate-Anschluss 22 kann die Millerkapazität 42 im Schaltvorgang wirken. Als erwünschte Folge verringert sich die Höhe und Steilheit des steilen Stückes der Einschaltkurve im UDS-Verlauf der 7.
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Die passive Schaltung zwischen Treiberausgang und Gate-Anschluss 22 stellt ein RCR-T-Glied dar, das die Güte des Schwingkreises aus parasitären Leitungsinduktivitäten 28, 28a, 28b und parasitären Kapazitäten 40, 42 des Leistungs-Feldeffekttransistors 16, benachbarten Leitungen und Versorgungsflächen so stark reduziert, dass unerwünschte Schwingungen erfolgreich unterdrückt werden. Entsprechendes gilt für die Schaltvorgänge des Leistungstransistors 54 und dessen Ansteuerschaltung bei der Stromkommutierung während der Anzugsstrom-Haltestromregelung.
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Die Verwendung einer der RCR-Kombination im Gate-Ansteuerkreis löst die oben genannte Aufgabe und erlaubt eine Einstellung der UDS-Slew Rates der Transistoren auf niedrige Werte, ohne dass es wegen der langen induktiven Ansteuerleitungen und der erhöhten Widerstandswerte der Treiberschaltung zu unerwünschten Schwingungen kommt. Es ist zum Beispiel nicht notwendig und nicht sinnvoll, die Transistoren in Common-Rail-Endstufen schnell, d. h. mit mehr als 300 V/μs zu schalten. Zielführend sind Geschwindigkeiten zwischen 50 V/μs und 200 V/μs. Die Slew Rate der Drain-Source Spannung lässt sich sich bei dem erfindungsgemäßen Steuergerät 10 bequem durch Veränderung des Widerstandswertes der Widerstände und/oder der Kapazität des RCR-Gliedes einstellen. Bei gleicher RCR-Beschaltung verschiebt sich zwar die Lage des Knickpunktes 59 beim Einsatz verschiedener Second Source Transistortypen; die slew rate bleibt jedoch im gewünschten erlaubten Bereich.
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Der Gate-Vorwiderstand 36 wird bevorzugt nahe am Leistungs-MOSFET 16 vor dem Kondensator 38 angeordnet. Der Kondensator 38 und der Entkoppel-Widerstand 30 werden bevorzugt unmittelbar vor dem Gate-Anschluss 22 angeordnet. Daraus ergibt sich eine erwünscht geringe Leitungsinduktivität zwischen dem Kondensator 38 und dem Gate-Anschluss 22. Es hat sich gezeigt, dass die neue Art der Gate-Ansteuerung über die hier vorgestellte RCR-Kombination 36, 38, 30 in Verbindung mit einer reduzierten Treiberleistung und einer verkürzten Abschaltzeit zu einer vorteilhaften Verringerung von Kurzschlussströmen und im Abschaltfall auftretenden Überspannungen beiträgt. Dadurch ist es möglich, Transistoren mit neuer Topologie und kleinerer Chipfläche einzusetzen.