DE10000224B4

DE10000224B4 - Leistungsverstärker mit einer Schutzschaltung

Info

Publication number: DE10000224B4
Application number: DE10000224A
Authority: DE
Inventors: Kazuya Yamamoto; Akira Inoue; Satoshi Suzuki; Tomoyuki Asada
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1999-05-31
Filing date: 2000-01-05
Publication date: 2011-02-03
Anticipated expiration: 2020-01-06
Also published as: FR2794307B1; JP2000341052A; FR2794307A1; DE10000224A1; US6278328B1; JP4446511B2

Abstract

Leistungsverstärker mit einer Mehrzahl von Transistoren (503, 504, 505),
die in einer Vielfachstufe zur Bildung des Leistungsverstärkers (500) zusammengeschlossen sind,
und mit einer Schutzschaltung (100), die mit dem Kollektor des Transistors der letzten Stufe (505) und über eine Kapazität (547) mit der Basis des Transistors (505) der letzten Stufe der Mehrzahl der Transistoren verbunden ist,
wobei die Schutzschaltung (100) einen Rückkoppelungsstrom (I_f1) erzeugt, welcher der der Basis vorgeschalteten Kapazität zugeführt wird,
wenn eine Spannung (V₄) am Kollektor des Transistors (505) der letzten Stufe einen von der Schutzschaltung (100) festgelegten Schwellenwert überschreitet.

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Leistungsverstärker mit Schutzschaltung zur Verhinderung eines Transistordurchbruchs während einer Überspannungsausgabeoperation in einem Leistungsverstärker mit einem GaAs-Heteroübergangsbipolartransistor (HBT) oder einem Si-Bipolartransistor.
Integrierte monolithische Mikrowellenschaltungen (MMIC) und Module (Hybrid-IC's und Multichipmodule), welche GaAs-Metall-Halbleiterfeldeffekttransistoren (MESFET), GaAs-Transistoren mit hoher Elektronenmobilität (HEMT) oder auf GaAs basierende HBT's verwenden, werden in großem Maße in Leistungsverstärkern für mobile Kommunikationsanordnungen verwendet. Von diesen bieten ein auf GaAs basierender HBT gegenüber den herkömmlichen FET's die folgenden drei Vorteile und gilt daher als Leistungsmodulelement für zukünftige mobile Kommunikationsanordnungen. D. h. ein auf GaAs basierender HBT:

1) benötigt keine negative Gatevorspannung und kann daher für einfache Energie bzw. Leistungszufuhroperationen verwendet werden;
2) kann für Einschalt-/Ausschaltoperationen ohne einen analogen Schalter an der Drainseite ähnlich wie ein Si-MOSFET verwendet werden;
3) besitzt eine hohe Ausgangsenergie- bzw -leistungsdichte, welche eine spezielle Ausgangsnennleistung ermöglicht, die von einer Anordnung erzielt werden soll, welche kleiner als ein FET-Leistungsverstärker mit vergleichbarer Ausgangsleistung ist.

HBT-Leistungsverstärker mit diesen bestimmten Eigenschaften von HBT's werden zunehmend in Mobiltelefonen mit hoher Ausgangsleistung von 2 W bis 4 W entsprechend dem europäischen GSM-Standard (Global System for Mobile Communications) verwendet, einem 900-MHz-System, welches das größte Mobiltelefonaufkommen in Europa besitzt.
10 zeigt ein typisches Schaltungsdiagramm für einen HBT-Leistungsverstärker 500, der in einem GSM-Mobiltelefon verwendet wird. Entsprechend 10 ist ein Eingangsanschluss 501 der Eingangsanschluss für zu verstärkende Hochfrequenzsignale. Ein Ausgangsanschluss 502 ist der Ausgangsanschluss für verstärkte Signale. Transistoren 503 bis 505 sind Heteroübergangsbipolartransistoren für eine Signalverstärkung. Transistoren 506 bis 511 sind Vorspannungs-HBT's. Anschlüsse 512 bis 514 sind Anschlüsse zum Anlegen von Kollektorvorspannungen Vc1 bis Vc3. Ein Anschluss 515 ist der Zuführungsanschluss für die Versorgungsspannung Vcc. Ein Anschluss 516 ist der Zuführungsanschluss für die Leistungssteuerspannung Vpc zur Steuerung der Verstärkungstransistoren 503 bis 505 unter Verwendung der Vorspannungstransistoren 506 bis 511. Wie in dieser Figur dargestellt, enthält dieser HBT-Leistungsverstärker 500 ebenfalls Widerstände 517 bis 542, Kondensatoren 543 bis 552 und Mikrowellenleiter bzw. -leitungen 553 bis 557.
Ein typischer HBT-Leistungsverstärker besitzt eine hohe Niederfrequenzverstärkung und reagiert empfindlicher auf eine Niederfrequenzoszillation als ein FET-Leistungsverstärker. Um diese Niederfrequenzoszillation zu verhindern, besitzt der HBT-Leistungsverstärker 500 eine RC-Rückkopplungsschaltung mit einem Widerstand 521 und einem Kondensator 544, welche zwischen dem Kollektor und einer Basis des Transistor 503 angeordnet sind; eine RC-Rückkopplungsschaltung, welche einen Widerstand 525 und einen Kondensator 545 aufweist, die zwischen dem Kollektor und der Basis des Transistors 504 angeordnet sind; und eine RC-Rückkopplungsschaltung, welche den Widerstand 529 und den Kondensator 548 aufweist, welche zwischen dem Kollektor und der Basis des Transistors 505 angeordnet sind.
Ein Strom von etwa 2A fließt in Schaltungen eines Mobiltelefons auf der Grundlage des GSM-Standards. Eine Einrichtung wie ein Regler oder ein Abschaltkreis, welcher arbeitet, wenn eine Überspannung angelegt wird, könnte zwischen dem Spannungsanschluss und einer Batterie als Einrichtung zum Schutz von Transistoren in dem HBT-Leistungsverstärker 500 vorgesehen sein. Jedoch sind derartige Abschaltkreise und Regler typischerweise Massenproduktionsgerate und Anordnungen mit hohem Leistungsverbrauch. Es ist daher nicht möglich, einen Abschaltkreis oder einen Regler zwischen der Batterie und dem Versorgungsanschluss des HBT-Leistungsverstärkers 500 anzuordnen, und der Versorgungsanschluss ist direkt mit einer inneren Batterie verbunden.
Es wird ebenfalls erwünscht einen Isolator zwischen dem Ausgangsanschluss des HBT-Leistungsverstärkers 500 und einer stromab befindlichen Schaltung (wie einer Antenne) vorzusehen. Dieser Isolator wird zur Unterdrückung von Variationen in der Lastkurve des HBT-Leistungsverstärkers 500 verwendet, wenn sich die Lastimpedanz der stromab befindlichen Schaltung ändert. Dieser Isolator ist jedoch typischerweise vergleichbar mit der Chipgröße des HBT-Leistungsverstärkers 500 und wird daher in GSM-Standard-Mobiltelefonen wegen des Bedarfs an kleineren Mobiltelefonen weggelassen.
Wenn die Versorgungsspannung beispielsweise während des Ladens der Batterie auf einen speziellen Pegel über den Betriebspegeln (3 V bis 3,6 V) ansteigt, beispielsweise auf 4,5 V bis 5,5 V, und die Lastimpedanz der stromab befindlichen Schaltungen stark von dem normalen Pegel von 50 Ω abweicht, kann die Lastkennlinie des letzten Transistors 505 in dem HBT-Leistungsverstärker 500 für oben beschriebene GSM-Anordnungen übermäßig schwanken, was dazu führt, dass die Spitzenkollektorspannung Vce die Durchbruchspannung überschreitet und der Transistor 505 ausfällt.
Der letzte Transistor 505 kann als Ergebnis der Lastschwankungen während des Belastens bzw. Ladens der Batterie wie unten beschrieben versagen, es kann jedoch ein Fehler ebenfalls von einer Überspannung herrühren, welche an den Kollektor des letzten Transistors 505 angelegt wird.
Es ist anzumerken dass eine Rückkopplungsschaltung 600 mit einer Diode 604, wie in 11 dargestellt, ebenfalls verwendet wird, um die oben beschriebenen Schwierigkeiten bezüglich einer überspannungsversorgung bzw. -zufuhr bei Anwendungen außer bei Mobiltelefonen und anderen mobilen Anordnungen, insbesondere im Bereich von optischen Übertragungen, zu lösen. Die in 11 dargestellte Rückkopplungsschaltung 600 wird primär bei dem Signalverstärker 601 verwendet, welcher in dem vorderen Bereich eines Empfängers für optische Übertragungen angeordnet ist. Wenn eine überspannungsversorgung bzw. -zufuhr eingegeben wird, wird die Diode 604 leitend, wodurch die an den Signaleingangsanschluss 602 des Signalverstärkers 601 angelegte Energie bzw. Spannung reduziert wird, um einen Fehler des Signalverstärkers 601, eine Wellenverzerrung und einen Überlastausgang zu verhindern.
Leistungsverstärker mit einem hohen Ausgang, welche 1 W oder mehr erzeugen, werden in GSM-Standardmobiltelefonen verwendet. Die Bereitstellung einer Rückkopplungsschaltung 600, oben beschrieben, für Eingangs-/Ausgangsanschlüsse von einem derartigen Verstärker mit hoher Ausgangsleistung kann jedoch nicht wirksam die inneren Transistoren des Leistungsverstärkers schützen und kann insbesondere nicht den letzten Transistor 505 schützen. Dies liegt an einem Ausfall und einer thermischen Zerstörung der Transistoren innerhalb des Verstärkers primär nicht herrührend von einer dem Verstärker eingegebenen Überspannungszufuhr sondern herrührend von der Kollektorspitzenspannung Vce, welche die Durchbruchspannung infolge von Lastschwankungen während des Überlastbetriebs von Transistoren in dem Verstärker überschreitet.
Die Lastschwankungscharakteristik während eines Überlastbetriebs der Transistoren, wenn ein Tuner 560 eine variable Lastimpedanz an dem Ausgangsanschluss 502 des HBT-Leistungsverstärkers 500 erzeugt, wird als Nächstes unten betrachtet 12 stellt Schaltungen der zweiten und der dritten Stufe eines HBT-Leistungsverstärkers 500 dar, an welchen dieser Tuner 560 angeschlossen ist.
13 stellt die Lastkurve und die Ic-Vce-Kurve des Lasttransistors 505 dar, wenn der Tuner 560 angeschlossen ist. Der Punkt A1 auf dem Graphen zeigt die normale Kollektorvorspannung V_c3-1 (typischerweise 3,2 V) an, welche an den Anschluss 514 angelegt wird, wenn der Basisstrom I_b2 vorliegt. Die Kurve c1 ist die Lastkurve, wenn die Lastimpedanz des Tuners 560 normal ist (50 Ω) und das Spannungsstehwellenverhältnis (VSWR, voltage standing wafer ratio) 1:1 beträgt. Die Kurve c2 ist die Lastkurve, wenn eine Fehlanpassung vorliegt, d. h. die Lastimpedanz weicht von der normalen Impedanz (in diesem Fall 50 Ω) ab und das VSWR beträgt 8:1 bis 10:1. Eine derartige Fehlanpassung tritt auf, wenn beispielsweise ein Mobiltelefon, welches diesen HBT-Leistungsverstärker 500 aufweist, an einem hochleitenden Objekt wie einem Stromversorgungsnast aus Stahl vorbeibewogt wird.
Aus einem Vergleich zwischen den Kurven c1 und c2 ergibt sich, dass dann, wenn das Stehwellenverhältnis des Ausgangsanschlusses sich erhöht und die Ausgangsfehlanpassung sich erhöht, die Lastkurvenschwankung sich erhöhen wird und die Kollektorspitzenspannung Vce sich dem Bereich 1 der Transistordurchbruchspannung annähert, welcher durch eine Kreislinie in der Figur angezeigt ist.
14 stellt die Lastkurve und die Ic-Vce-Kurve des letzten Transistors 505 dar, wenn die an den Anschluss 514 angelegte Kollektorvorspannung eine Spannung V_c3-2 (5,0 V in diesem Beispiel) ist, die größer als V_c3-1 (3,2 V) ist. Der Punkt A2 auf dem Graphen zeigt die an den Anschluss 514 angelegte Kollektorvorspannung V_c3-2 an, wenn der Basisstrom I_b2 vorliegt. Wie bezüglich der Kurve c1 von 13 ist die Kurve c3 die Lastkurve, wenn die Lastimpedanz des Tuners 560 normal ist (50 Ω) und das Spannungsstehwellenverhältnis (VSWR) 1:1 beträgt. Wie bei der Kurve c2 von 13 ist die Kurve c4 die Lastkurve, wenn dort eine Fehlanpassung vorliegt, d. h. die Lastimpedanz weicht von der normalen Impedanz (in diesem Fall 50 Ω) ab und das VSWR beträgt 8:1 bis 10:1. Wie aus der Kurve c2 von 13 und aus der Kurve c4 von 14 bekannt, überschreitet die Kollektorspitzenspannung Vce die Durchbruchspannung (es erfolgt ein Eintritt in den Durchbruchbereich 1 in den Figuren), und es erhöht sich das Potential für einen Transistordurchbruch, wenn die Kollektorvorspannung einen bestimmten Pegel überschreitet.
Wenn die Stromverstärkung verbessert wird und der parasitäre Widerstand und die Kapazität reduziert sind, um die Transistorcharakteristik während eines Betriebs mit niedriger Spannung zu verbessern, d. h. während eines Betriebs mit einer Standardbetriebsspannung von 3 V bis 3,6 V in Mobiltelefonen, welche für einen Betrieb mit niedriger Spannung entworfen sind, neigt die Durchbruchspannung dazu, abzufallen. Infolge des Potentials für Versorgungsspannungsänderungen und für Lastvariationen wird es erwünscht, einen Isolator zur Unterdrückung von Variationen in der Lastkurve infolge von Schwankungen bei der Lastimpedanz von stromab befindlichen Schaltungen bereitzustellen. Bei Systemen wie GSM-Standard-Mobiltelefonen, bei welchen ein derartiger Isolator wegen des Wunsches einer kompakten Größe nicht vorgesehen ist, ist es daher wichtig einen Transistordurchbruch hervorgerufen durch einen Überlastausgang der Kollektorspannung Vce resultierend aus Lastschwankungen während eines Überlastbetriebs der Verstärkertransistoren zu verhindern.
An der DE 36 27 006 A1 ist ein Leistungsverstärker bekannt.
Der Leistungsverstärker weist eine Mehrzahl von Bipolartransistoren die jeweils Basen, Kollektoren und Emitter aufweisen und in Vielfachstufen angeschlossen sind auf, wobei ein Transistor der ersten Stufe und ein Ausgangstransistor der letzten Stufe zur Verstärkung eines Signals enthalten sind.
Weiterhin weist der Leistungsverstärker eine Schutzschaltung, die zwischen dem Kollektor und der Basis des Transistors der letzten Stufe angeschlossen ist, auf, wobei die Schutzschal- tung einen Bipolarschutztransistor enthält, der einen Emitter, eine Basis und einen Kollektor aufweist, wobei der Kollektor und die Basis über Widerstände miteinander verbunden sind.
Weiterhin wird der Basis des Transistors der letzten Stufe ein Rückkopplungsstrom zugeführt, wenn eine Spannung, die mindestens gleich einer Schwellenwertspannung ist, die zwischen dem Kollektor und dem Emitter des Bipolarschutztransistors der Schutzschaltung angelegt ist.
Aus Nührmann, Dieter: Das große Werkbuch Elektrotechnik, 6. Auflage, Poing: Franzis, 1994, Seiten 1593 bis 1595 sind Schutzschaltungen für einen Transistor bekannt. Für diese Schutzschaltungen werden Dioden verwendet.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, die oben beschriebenen Schwierigkeiten zu überwinden und insbesondere eine Schutzschaltung für einen Leistungsverstärker zu schaffen, bei welchem ein Durchbruch der Leistungsverstärkungstransistoren hervorgerufen durch Variationen der Ausgangslast, während eines Überspannungsbetriebs wirksam verhindern werden kann, ohne dass eine Verschlechterung der Betriebscharakteristik bei einem normalen Spannungszustand auftritt und gleichzeitig ein Anstieg der Chipgröße auftritt.
Die Lösung der Aufgabe erfolgt durch die Merkmale des Anspruchs 1.
Dementsprechend enthält eine Schutzschaltung für einen Leistungsverstärker eine Mehrzahl von Transistoren, die in einer Vielfachstufe zur Bildung des Leistungsverstärkers angeschlossen sind; und eine Schutzschaltung an einem Kollektor und über eine Kapazität an einer Basis wenigstens eines Transistors der letzten Stufe der Mehrzahl von Transistoren angeschlossen ist. Die Schutzschaltung führt einen Rückkopplungsstrom der Basis des Transistors der letzten Stufe zu, wenn eine Spannung eines bestimmten Pegels oder größer an den Kollektor des Transistors der letzten Stufe angelegt wird.
Eine derartige Schutzschaltung arbeitet als Rückkopplungsschaltung zur Unterdrückung der an die Kollektorelektrode angelegten Spannung, wenn eine Spannung, welche einen bestimmten Pegel überschreitet, an den Transistor der letzten Stufe angelegt wird, d. h. der Transistor wird von der Schutzschaltung in dem Leistungsverstärker geschützt. Es ist daher durch den Schaltungsentwurf und ohne Verbesserung der Bauteilcharakteristik des Transistors selbst möglich die Kollektorspitzenspannung Vce des Transistors der letzten Stufe in dem Leistungsverstärker von einem Überschreiten der Durchbruchspannung abzuhalten und somit den Ausfall des Verstärkers als Ergebnis des Betriebs mit einer Überspannungsversorgung oder einer fehlangepassten Ausgangslast zu verhindern.
Vorzugsweise enthält die Schutzschaltung einen Transistor, dessen Kollektor und Basis wechselseitig verbunden bzw. angeschlossen sind. In diesem Fall bildet der Transistor der Schutzschaltung vorzugsweise einen Vbe-Multiplizierer zusammen mit ersten und zweiten Widerständen. Der erste Widerstand ist zwischen dem Kollektor und der Basis des Transistors angeschlossen, und der zweite Widerstand ist zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors angeschlossen.
Die Schutzschaltung kann alternativ eine Mehrzahl von Transistoren aufweisen, wobei die Basis und der Kollektor jedes Transistors verbunden sind. Dieser Entwurf verringert weiter die parasitäre Kapazität und kann somit die Wirkungen der parasitären Kapazität auf das Verstärkungsverhältnis und die Ausgangssignale unter normalen Betriebsspannungsbedingungen reduzieren. Des Weiteren bildet vorzugsweise in diesem Fall wenigstens einer aus der Mehrzahl von Transistoren in der Schutzschaltung einen Vbe-Multiplizierer zusammen mit einem ersten und zweiten Widerstand. Der erste Widerstand ist zwischen dem Kollektor und der zweite Widerstand zwischen der Basis und dem Emitter von wenigstens einem der in der Mehrzahl vorkommenden Transistoren angeschlossen.
Darüber hinaus bildet ein bestimmter Widerstand, welcher an den Kollektor oder Emitter des Transistors angeschlossen ist, den Vbe-Multiplizierer. Alternativ bilden ein oder mehrere Transistoren, die als Diode in Reihe zu dem Kollektor oder dem Emitter des Transistors geschaltet sind, den Vbe-Multiplizierer.
Des Weiteren ist alternativ eine Kollektorelektrode an einem Ende der Schutzschaltung an eine Kollektorelektrode des geschützten Transistors angeschlossen, und eine Basiselektrode an einem anderen Ende der Schutzschaltung ist an eine Basiselektrode des geschützten Transistors angeschlossen. Es ist daher mittels des Schaltungsentwurfs und nicht durch eine Verbesserung der Bauteilcharakteristik der Transistoren möglich, zu verhindern, dass die Kollektorspitzenspannung Vce des Transistors der letzten Stufe in dem Leistungsverstärker die Durchbruchspannung infolge eines Betriebs mit der Eingabe einer Überspannung oder einer fehlangepassten Ausgangslast überschreitet.
Alternativ kann die Basiselektrode an einem anderen Ende der Schutzschaltung an eine Basiselekrode des geschützten Transistors durch eine sich dazwischen befindende Kopplungskapazität an einem Transistor in einer vorausgehenden Stufe angeschlossen sein. In diesem Fall kann ein Rückkopplungsstrom von der Kollektorelektrode der Basiselektrode des geschützten Transistors zugeführt werden, wenn die Spannung zwischen dem Kollektor und der Basis des geschützten Transistors größer als ein bestimmter Pegel, bei welchem die Schutzschaltung den Rückkopplungsstrom durchlässt, und kleiner als die Durchbruchspannung des geschützten Transistors ist.
Wenn eine Schutzschaltung der vorliegenden Erfindung in einem Leistungsverstärker für GSM-Geräte verwendet wird, kann ein Rückkopplungsstrom von der Schutzschaltung unterbrochen und der Kollektorstrom Ic verlässlich auf 0 V gesteuert werden, wenn die an die Basiselektrode jedes Transistors in dem Leistungsverstärker angelegte Vorspannung 0 V beträgt, sogar falls die an die Kollektorelektrode angelegte Spannung einen bestimmten Pegel überschreitet.
Es ist ebenfalls mittels des Schaltungsentwurfs und nicht durch eine Verbesserung der Bauteilcharakteristik der Transistoren möglich, zu verhindern, dass die Kollektorspitzenspannung Vce des Transistors der letzten Stufe in dem Leistungsverstärker die Durchbruchspannung infolge des Betriebs mit der Eingabe einer Überspannung oder einer fehlangepassten Ausgangslast überschreitet. Es kann daher ein Ausfall des Verstärkers verhindert werden.
Die vorliegende Erfindung wird in der nachfolgenden Beschreibung unter Bezugnahme auf die Zeichnung erläutert, wobei gleiche Teile durch gleiche Bezugszeichen bezeichnet werden.
1 zeigt ein typisches Schaltungsdiagramm einer Schutzschaltung einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung und einen Verstärker, mit welchem die Schutzschaltung kombiniert ist;
2A zeigt einen Graphen, welcher die Änderung der Einschaltversorgung bzw. -zufuhr in Verbindung mit einer Änderung des Widerstands der Schutzschaltung darstellt;
2B zeigt einen Graphen, welcher die Änderung des Einschaltwiderstands in Verbindung mit einer Änderung des Widerstands der Schutztschaltung darstellt;
3 zeigt einen Graphen, welcher die Lastkurve und die Ic-Vce-Transistorcharakteristik darstellt, wenn die Lastimpedanz einer Schaltung geändert wird, welche an den Ausgangsanschluss eines Verstärkers mit dieser Schutzschaltung angeschlossen ist;
4 bis 9 zeigen Schaltungsdiagramme von Schutzschaltungen gemäß der zweiten bis neunten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung und Verstärker mit den Schutzschaltungen;
10 zeigt ein Schaltungsdiagramm eines herkömmlichen GSM-Leistungsverstärkers;
11 zeigt ein Schaltungsdiagramm einer Rückkopplungsschaltung, welche zwischen den Eingangs- und Ausgangsanschlüssen eines herkömmlichen Leistungsverstärkers, wie in 10 dargestellt, angeschlossen ist;
12 zeigt ein Schaltungsdiagramm einer variablen Lastimpedanzschaltung, welche an den Ausgangsanschluss des in 10 dargestellten GSM-Leistungsverstärkers angeschlossen ist;
13 zeigt einen Graphen von Ic-Vce-Transistorcharakteristiken und Lastkurven; und
14 zeigt einen Graphen von Ic-Vce-Transistorcharakteristiken und Lastkurven.
Eine Leistungsverstärkerschutzschaltung der vorliegenden Erfindung ist dazu ausgelegt, wenigstens den Transistor der letzten Stufe eines Leistungsverstärkers zu schützen, welcher eine Mehrzahl von Transistoren aufweist, die in vielen Verstärkerstufen angeshlossen sind. Diese Leistungsverstärkerschutzschaltung enthält eine Schutzschaltung die zwischen den Kollektor- und Basiselektroden des geschützten Transistors angeschlossen ist, für die Zufuhr eines Rückkopplungsstroms zu der Basiselektrode, wenn eine Spannung, welche einen bestimmten Pegel überschreitet, an die Kollektorelektrode angelegt wird.
Ein Vbe-Multiplizierer ist eine beispielhafte Schutzschaltung für diese Leistungsverstärkerschutzschaltung. Mit einer derartigen Zusammensetzung ist es möglich, mittels des Schaltungsentwurfs und ohne Verbesserung der Bauteilcharakteristik des Transistors selbst zu verhindern, dass die Kollektorspitzenspannung Vce des Transistors der letzten Stufe in dem Leistungsverstärker die Durchbruchspannung überschreitet, und somit den Ausfall des Verstärkers als Ergebnis des Betriebs mit einer Überspannungszufuhr oder einer fehlangepassten Ausgangslast zu verhindern.
Erste Ausführungsform
1 zeigt ein typisches Schaltungsdiagramm einer Schutzschaltung 100 der ersten bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung und eines GSM-Standard-HBT-Leistungsverstärkers 500, in welchem diese Schutzschaltung 100 angeschlossen ist.
Diese Schutzschaltung 100 ist ein sogenannter Vbe-Multiplizierer und enthält Widerstände 101 und 102 und einen Transistor 103. Der Transistor 103 ist ein Heteroübergangsbipolartransistor (HBT). Ein Ende des Widerstands 101 ist an den Kollektor und das andere Ende an die Basis des Transistors 103 angeschlossen. Ein Ende des Widerstands 102 ist an die Basis und das andere Ende an den Emitter des Transistors 103 angeschlossen. Zusätzlich zu dem Widerstand 101 ist der Kollektor des Transistors 103 ebenfalls an den Anschluss 109 angeschlossen. Zusätzlich zu dem Widerstand 102 ist der Emitter des Transistors 103 ebenfalls an den Anschluss 108 angeschlossen.
Der HBT-Leistungsverstärker 500 ist ein normaler Leistungsverstärker, der in GSM-Geräten verwendet wird, und ist identisch zu dem HBT-Leistungsverstärker 100, welcher bei der Erörterung der verwandten Technik oben beschrieben wurde. Wie oben beschrieben, ist der Eingangsanschluss 501 der Eingangsanschluss für Hochfrequenzsignale, die verstärkt werden sollen. Der Ausgangsanschluss 502 ist der Ausgangsanschluss für verstärkte Signale. Die Transistoren 503 bis 505 sind Heteroübergangsbipolartransistoren für die Signalverstärkung. Die Transistoren 506 bis 511 sind Vorspannungs-HBT's. Die Anschlüsse 512 bis 514 sind Anschlüsse zum Aufbringen von Kollektorvorspannungen Vc1 bis Vc3. Der Anschluss 515 ist ein Zuführungsanschluss für die Versorgungsspannung Vcc. Der Anschluss 516 ist der Zuführungsanschluss für die Energie- bzw Leistungssteuerspannung Vpc zur Steuerung der Basisspannung der Verstärkungstransistoren 503 bis 505 unter Verwendung der Vorspannungstransistoren 506 bis 511. Wie in der Figur dargestellt, enthält dieser HBT-Leistungsverstärker 500 ebenfalls die Widerstände 517 bis 542, die Kondensatoren 543 bis 552 und die Mikrowellenleitungen bzw. -leiter 553 bis 557.
Das Potential V2 an dem Knoten 105 von 1 stellt die Kollektorspannung des Transistors 504 dar. Das Potential V3 an dem Knoten 106 stellt die Basisspannung des Transistors 505 dar. Das Potential V4 an dem Knoten 107 stellt die Kollektorspannung an dem letzten Transistor 505 dar. Der Strom If1 ist der Strom, der zu der Schutzschaltung 100 fließt, und die Spannung Vf1 ist die Potentialdifferenz (= V4 – V2) zwischen den Knoten 105 und 107 von 1.
Der Anschluss 108 der Schutzschaltung 100 ist an den Knoten 105 angeschlossen, und der andere Anschluss 109 ist an den Knoten 107 angeschlossen. In Verbindung mit der Wechselstromkopplungskapazität 547 des letzten Transistors 505 bildet somit die Schutzschaltung 100 eine Rückkopplungsschaltung für den letzten Transistor 505.
Es ist anzumerken, dass der Anschluss 108 der Schutzschaltung 100 durch ein sich dazwischen den Befinden der Wechselstromkopplungskapazität 547 aus dem folgenden Grund nicht direkt an die Basis des letzten Transistors 505 angeschlossen ist.
D. h. der Kollektorstrom Ic1 bis Ic3 der Transistoren 503, 504 und 505 und der Versorgungsstrom Icc müssen 0 A betragen, wenn die an den Anschluss 516 angelegte Energiesteuerspannung Vpc in einem Leistungsverstärker 500 für GSM-Geräte 0 V beträgt. Wenn jedoch der Anschluss 108 der Schutzschaltung 100 direkt an die Basiselektrode durch einen Anschluss an den Knoten 106 anstelle als an die Basiselektrode durch die Wechselstromkopplungskapazität 547 angeschlossen ist, wird der Kollektorstrom Ic3 auch dann nicht den Wert 0 A annehmen, wenn die Energiesteuerspannung Vpc auf 0 V festgelegt wird, wenn sich die Kollektorvorspannung Vc3 auf einem hohen Pegel befindet und die Schutzschaltung 100 als Rückkopplungsschaltung arbeitet. Daher ist zur Steuerung des Kollektorstroms Ic3 auf 0 A unabhängig von der Kollektorvorspannung Vc3, wenn die Energiesteuerspannung Vpc 0 V beträgt, der Anschluss 108 der Schutzschaltung 100 an den Knoten 105 angeschlossen und ist somit an die Basiselektrode des letzten Transistors 505 mit einer dazwischen angeordneten Wechselstromkopplungskapazität 547 angeschlossen.
Der Anschluss 108 der Schutzschaltung 100 kann direkt an die Basiselektrode des Transistors der letzten Stufe angeschlossen werden und der Anschluss 109 kann an die Kollektorelektrode angeschlossen werden, wenn die Schutzschaltung 100 in einem Verstärker für Nicht-GSM-Anwendungen verwendet wird und es nicht nötig ist den Kollektorstrom Ic jedes Transistors auf 0 A im Ansprechen auf ein bestimmtes Steuersignal zu steuern. Dies trifft ebenfalls auf die Schutzschaltungen 130, 140, 150, 160, 170 und 180 zu, welche unten als zweite bis siebte bevorzugte Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung beschrieben werden.
Bei einer derart gebildeten Schutzschaltung 100 liegt die Einschaltspannung des Transistors 103 typischerweise bei etwa 1,3 V. Mit dem Widerstandswert des Widerstands 101 von R_fb1 und dem Widerstandswert des Widerstands 102 von R_fb2 begibt sich der Transistor 103 in den eingeschalteten Zustand, und die Schutzschaltung 100 lässt den Rückkopplungsstrom I_f1 von dem Knoten 107 zu dem Knoten 105 fließen, wenn die Spannung V_f1 zwischen den Anschlüssen 108 und 109 bei (R_fb1 + R_fb2)/R_fb2 × 1,3 (V) liegt oder größer ist.
Es wird festgestellt, dass die Spannung, bei welcher die Schutzschaltung 100 als Rückkopplungsschaltung arbeitet, als die Einschaltspannung bezeichnet wird.
Diese Einschaltspannung ist höher als die normale Kollektorvorspannung Vc3, welche dem Anschluss 514 zugeführt wird, sie ist jedoch kleiner als die Durchbruchspannung des letzten Transistors 505. Dies gilt ebenfalls für die Schutzschaltungen 130, 140, 150, 160, 170 und 180, welche unten als zweite bis siebente bevorzugte Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung beschrieben werden.
2A und 2B stellen die Betriebscharakteristik der Schutzschaltung 100 dar. 2A stellt die Kurve V_f1 – I_f1 dar, wenn (R_fb1 + R_fb2)/R_fb2 variiert wird. 2B stellt die Kurve V_f1 – I_f1 dar, wenn der Widerstandswert R_fb1 des Widerstands 101 variiert wird.
Wie in 2A dargestellt kann die Einschaltspannung des Vbe-Multiplizierers wie durch Vcf1 bis Vcf3 geändert werden, wenn (R_fb1 + R_fb2)/R_fb2 variiert wird. Wie in 2B dargestellt, kann der Widerstandswert (welcher unten als Einschaltwiderstandswert bezeichnet wird) der Schutzschaltung 100 im Betrieb als Rückkopplungsschaltung durch konstant Halten von (R_fb1 + R_fb2)/R_fb2 und durch Variieren des Widerstandswerts R_fb1 des Widerstands 101 geändert werden.
3 stellt die Lastkurve und die Ic-Vce-Charakteristik des Lasttransistors 505 dar, wenn die Impedanz einer Schaltung variiert wird, welche an den Ausgangsanschluss 502 des HBT-Leistungsverstärkers 500 mit einer Schutzschaltung 100 dieser bevorzugten Ausführungsform angeschlossen ist. Punkt A3 auf dem Graphen zeigt die normale Kollektorvorspannung V_c3-1 an (typischerweise 3,2 V), welche an den Anschluss 514 angelegt wird, wenn der Basisstrom I_b2 beträgt. Punkt A4 auf dem Graphen zeigt als Beispiel eine Kollektorvorspannung V_c3-2 von 5 V an, welche an den Anschluss 514 angelegt wird, wenn der Basisstrom von I_b2 beträgt.
Die Kurve c3 ist die Lastkurve, wenn die Vorspannung V_c3-2 angelegt wird, wobei die Lastimpedanz der an den Ausgangsanschluss 2 angeschlossenen Schaltung normal ist (50 Ω), und das Spannungsstehwellenverhältnis (VSWR) beträgt 1:1. Die Kurve c4 ist die Lastkurve, wenn die Vorspannung V_c3-2 angelegt wird, und die Lastimpedanz der an den Anschluss 502 angeschlossenen Schaltung weicht von der normalen Impedanz (in diesem Fall 50 Ω) ab, was zu einer Fehlanpassung des VSWR von 8:1 bis 10:1 führt.
Aus der Kurve c4 ergibt sich, dass die Kollektorspitzenspannung Vce nicht auf den Durchbruchpegel, wie durch Bereich 1 in 3 angezeigt ansteigt, wenn die Kollektorvorspannung von der normalen Spannung V_c3-1 (= 3,2 V) auf V_c3-2 (= 5,0 V) ansteigt.
Auch dann, wenn die Lastimpedanz einer stromab angeschlossenen Schaltung (welche in den Figuren nicht dargestellt ist) variiert, wenn die an den Anschluss 514 des letzten Transistors 505 angelegte Kollektorvorspannung von der normalen Spannung V_c3-1 (= 3,2 V) auf V_c3-2 (= 5,0 V) während des Ladens der Batterie beispielsweise ansteigt, wird als Ergebnis die Schutzschaltung 100 derart arbeiten, dass ein Ansteigen der Kollektorspannung unterdrückt wird eine Variation in der Lastkurve unterdrückt wird und kann verhindert werden, dass die Kollektorspitzenspannung Vce den Durchbruchpegel erreicht.
Darüber hinaus gibt es keinen wesentlichen Abfall des Verstärkungsverhältnisses oder der Ausgangscharakteristik im Vergleich zu einem Fall, bei welchem sich die Schutzschaltung nicht im Lastzustand befindet, da die hinzugefügte Schutzschaltung 100 nicht als Rückkopplungsschaltung während des Betriebs bei der normalen Betriebsspannung V_c3-1 (= 3,2 V) arbeitet.
Wie oben beschrieben, kann eine Schutzschaltung 100 dieser bevorzugten Ausführungsform wirksam einen Durchschlag des letzten Transistors 505 während des Betriebs unter einer Überspannung oder fehlangepassten Ausgangslastzuständen ohne Einbuße während des Zustands einer normalen niedrigen Spannung von 3 V verhindern, d. h. während des Betriebs mit einer normalen Betriebsspannung.
Darüber hinaus wirkt die hinzugefügte Schutzschaltung 100 primär als aktives Element und besitzt einen kleinen Bereich. Ein Ansteigen der Chipgröße als Ergebnis des Hinzufügens dieser Schutzschaltung 100 kann soweit wie möglich unterdrückt werden.
Es ist, wie oben beschrieben, ebenfalls möglich einen Isolator zur Unterdrückung einer Schwankung in der Lastkurve des letzten Transistors 505 in dem Leistungsverstärker 500 als Ergebnis einer Variation der Lastimpedanz einer an den Ausgangsanschluss 502 des Leistungsverstärkers 500 angeschlossenen Schaltung bereitzustellen. Ein derartiger Isolator besitzt jedoch ebenfalls, wie oben beschrieben, eine stark erhöhte Gesamtchipgröße. Unter Verwendung einer Schutzschaltung 100 dieser bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist es jedoch möglich, einen Durchschlag des letzten Transistors 505 zu verhindern, während ebenfalls der Gesamtschaltungsumfang im Vergleich zu der Verwendung des oben bezeichneten Isolators deutlich reduziert wird.
Zweite Ausführungsform
4 zeigt ein Schaltungsdiagramm einer Schutzschaltung 130 einer zweiten bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, welche bei dem oben beschriebenen Leistungsverstärker 500 verwendet wird. 4 stellt dabei lediglich die bedeutsamen Schaltungselemente in dem Bereich der Transistoren der zweiten und dritten Stufe 504 und 505 in dem Leistungsverstärker 500 dar.
Diese Schutzschaltung 130 enthält fünf Transistoren 131 bis 135, die als Diode in Reihe geschaltet sind, wobei der Kollektor jedes Transistors mit der Basis kurzgeschlossen ist. Der Kollektor des Transistors 131 ist an den Anschluss 137 angeschlossen. Der Anschluss 137 ist an den Knoten 107 des Leistungsverstärkers 500 angeschlossen. Der Emitter des Transistors 131 ist an den Kollektor des Transistors 132 angeschlossen. Der Emitter des Transistors 132 ist an den Kollektor des Transistors 133 angeschlossen. Der Emitter des Transistors 133 ist an den Kollektor des Transistors 134 angeschlossen. Der Emitter des Transistors 134 ist an den Kollektor des Transistors 135 angeschlossen. Der Emitter des Transistors 135 ist an den Anschluss 536 angeschlossen, und der Anschluss 136 ist an den Knoten 105 des Leistungsverstärkers 500 angeschlossen.
Die Einschaltspannung und der Einschaltwiderstandswert dieser Schutzschaltung 130 werden durch die Anzahl von an geschlossenen Transistoren bestimmt. Wenn beispielsweise die Einschaltspannung der Transistoren 131 bis 135 1,3 V beträgt, beträgt die Einschaltspannung der Schutzschaltung 130 1,3 × 5 = 6,5 V. Wenn der innere Widerstandswert des Transistors 131 R131 ist, beträgt der Einschaltwiderstandswert R131 × 5 Ω.
Es ist anzumerken dass ein äquivalenter Effekt unter Verwendung von einem oder zwei bis vier Transistoren mit einer hohen Einschaltspannung anstelle der Transistoren 131 bis 135 erzielt werden kann, wobei jede eine Einschaltppannung von 1,3 V besitzt. Darüber hinaus kann einer oder können mehrere dieser Transistoren 131 bis 135 durch eine Schutzschaltung 100 der oben beschriebenen ersten bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung der irgendeine der alternativen Schutzschaltungen 140, 150, 160 oder 170 der unten beschriebenen dritten bis sechsten Ausführungsformen ersetzt werden.
Wie mit einer Schutzschaltung 100 der ersten bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung erzielt, ist es durch Hinzufügen dieser Schutzschaltung 130 dem letzten Transistor 505 möglich, einen Durchschlag des letzten Transistors 505 während des Betriebs unter Zufuhr einer Überspannung oder unter fehlangepassten Ausgangslastzuständen ohne Leistungseinbusse während Bedingungen einer niedrigen Spannungszufuhr von 3 V wirksam zu verhindern, d. h. bei einem Betrieb mit einer normalen Betriebsspannung.
Durch Schalten einer Mehrzahl von Transistoren 131 bis 135 als Dioden in Reihe zu dieser Schutzschaltung 130 kann eine parasitäre Kapazität im Vergleich zu einer Schutzschaltung 100 der ersten Ausführungsform reduziert werden, und es kann der Effekt einer parasitären Kapazität auf das Verstärkungsverhältnis und auf Ausgangssignale während des Betriebs mit normaler Spannung reduziert werden.
Der von dieser Schutzschaltung 130 belegte Chipbereich ist wegen der seriellen Diodenschaltung einer Mehrzahl von Transistoren größer als der von der Schutzschaltung 100 belegte Bereich. Es ist jedoch im Vergleich zu der Verwendung eines Isolators zur Verhinderung eines Durchbruchs des letzten Transistors 505, wie oben beschrieben, mittels dieser Schutzschaltung 130 noch möglich, einen Durchbruch dieses letzten Transistors 505 zu verhindern, während ebenfalls der Gesamtschaltungsumfang im Vergleich zu der Verwendung des oben bezeichneten Isolators deutlich reduziert wird.
Dritte Ausführungsform
5 zeigt ein Schaltungsdiagramm einer Schutzschaltung 140 einer dritten bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, welche in dem oben beschriebenen Leistungsverstärker 500 verwendet wird. 5 stellt dabei lediglich die bedeutsamen Schaltungselemente in dem Bereich der Transistoren der zweiten und dritten Stufe 504 und 505 in dem Leistungsverstärker 500 dar.
Wie in 5 dargestellt, ist diese Schutzschaltung 140 im Wesentlichen die Schutzschaltung 100 der ersten Ausführungsform und enthält des Weiteren einen Widerstand 141, welcher an den Kollektor des Transistors 103 angeschlossen ist. Ähnliche Teile in der Schutzschaltung 100 und dieser Schutzschaltung 140 werden durch ähnliche Bezugszeichen bezeichnet.
Für die Einschaltspannung der Schutzschaltung 140 gilt somit (R_fb1 + R_fb2)/R_fb2 × 1,3 (V). Der Einschaltwiderstandswert kann durch Steuern des Widerstandswerts R_fb1 des Widerstands 101 und von R_fc1 des Widerstands 141 eingestellt werden. Es ist daher möglich, den Rückkopplungsstrom genauer zu steuern. Andere Wirkungen und Leistungen dieser Ausführungsform sind dieselben wie jene der ersten Ausführungsform.
Vierte Ausführungsform
6 zeigt ein Schaltungsdiagramm einer Schutzschaltung 150 einer vierten bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, welche in dem oben beschriebenen Leistungsverstärker 500 verwendet wird. Dabei stellt 6 lediglich die bedeutsamen Schaltungselemente in dem Bereich der Transistoren 504 und 505 der zweiten und dritten Stufe in dem Leistungsverstärker 500 dar.
Aus 6 ergibt sich, dass diese Schutzschaltung 150 ähnlich der Schutzschaltung 100 der ersten Ausführungsform ist und zusätzlich einen Widerstand 151 aufweist, der an den Emitter des Transistors 103 angeschlossen ist. Ähnliche Teile in der Schutzschaltung 100 und dieser Schutzschaltung 150 werden mit den gleichen Bezugszeichen bezeichnet.
Für die Einschaltspannung einer Schutzschaltung 150 gilt somit (R_fb1 + R_fb2)/R_fb2 × 1,3 (V). Wie bei der Schutzschaltung 140 der oben beschriebenen dritten Ausführungsform der Erfindung kann der Einschaltwiderstandswert dieser Schutzschaltung 150 durch Steuern des Widerstandswerts R_fb1 des Widerstands 101 und von R_fe1 des Widerstands 150 eingestellt werden. Es, ist daher möglich, den Rückkopplungsstrom genauer einzustellen. Andere Wirkungen und Leistungen dieser Ausführungsform sind dieselben wie jene der ersten Ausführungsform.
Fünfte Ausführungsform
7 zeigt ein Schaltungsdiagramm einer Schutzschaltung 160 einer fünften bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, welche in dem oben beschriebenen Leistungsverstärker 500 verwendet wird. 7 stellt lediglich die bedeutsamen Schaltungselemente in dem Bereich der Transistoren 504 und 505 der zweiten und dritten Stufe in dem Leistungsverstärker 500 dar.
Aus 7 ergibt sich, dass diese Schutzschaltung 160 ähnlich der Schutzschaltung 100 der ersten Ausführungsform ist und des Weiteren einen Transistor 161 besitzt, der als Diode an den Emitter des Transistors 103 angeschlossen ist. Ähnliche Teile in der Schutzschaltung 100 und dieser Schutzschaltung 160 werden mit ähnlichen Bezugszeichen bezeichnet.
Für die Einschaltspannung der Schutzschaltung 160 gilt somit (R_fb1 + R_fb2)/R_fb2 × 2,6 (V). Der Einschaltwiderstand dieser Schutzschaltung 160 kann durch Steuern des Widerstandswerts R_fb1 des Widerstands 101 und von R₁₆₁ eingestellt werden, der durch die Größe des Transistors 161 bestimmt wird. Es ist anzumerken, dass der Transistor 161 alternativ an den Kollektor des Transistors 103 angeschlossen werden kann.
Aus 7 ergibt sich, dass die Schutzschaltung 160 dieser bevorzugten Ausführungsform einen in Reihe geschalteten Transistor mehr als die in 1 dargestellte Schutzschaltung 100 besitzt. Diese Schutzschaltung 160 kann daher des Weiteren die parasitäre Kapazitätskomponente im Vergleich zu der Schutzschaltung 100 weiter reduzieren und kann des Weiteren die Wirkungen der parasitären Kapazität auf das Verstärkungsverhältnis und die Ausgangssignalwelle unter einer normalen Betriebsspannung weiter reduzieren.
Andere Effekte und Leistungen dieser Ausführungsform sind dieselben wie jene der ersten Ausführungsform.
Sechste Ausführungsform
8 zeigt ein Schaltungsdiagramm einer Schutzschaltung 170 einer sechsten bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, welche in dem oben beschriebenen Leistungsverstärker 500 verwendet wird. Dabei stellt 8 lediglich die bedeutsamen Schaltungselemente in dem Bereich der Transistoren 504 und 505 der zweiten und dritten Stufe in dem Leistungsverstärker 500 dar.
Aus 8 ergibt sich, dass diese Schutzschaltung 170 im Wesentlichen ähnlich der Schutzschaltung 100 der ersten Ausführungform ist und des Weiteren einen Transistor 171 aufweist, der als Diode in Reihe zu der letzten Stufe der Schutzschaltung 100 geschaltet ist. Ähnliche Teile in der Schutzschaltung 100 und in dieser Schutzschaltung 170 werden durch ähnliche Bezugszeichen bezeichnet.
Für die Einschaltspannung einer Schutzschaltung 170 gilt somit (R_fb1 + R_fb2)/R_fb2 × 1,3 (V). Der Einschaltwiderstand dieser Schutzschaltung 170 kann durch Steuern des Widerstandswerts R_fb1 des Widerstands 101 und von R₁₇₁ eingestellt werden, welche durch die Größe des zugefügten Transistors 171 bestimmt wird. Es ist anzumerken, dass der Transistor 171 in Reihe vor der ersten Stufe einer Schutzschaltung 100 der ersten Ausführungsform geschaltet werden kann.
Wie bei der Schutzschaltung 160 der oben beschriebenen sechsten Ausführungsform ist bei dieser Schutzschaltung 170 die Anzahl von Transistoren um zwei erhöht. Diese Schutzschaltung 170 kann daher weiter die parasitäre Kapazität Vergleich zu der Schutzschaltung 100 reduzieren und kann somit die Wirkungen der parasitären Kapazität auf das Verstärkungsverhältnis und die Ausgangssignalwelle in dem Zustand einer normalen Betriebsspannung weiter reduzieren.
Andere Wirkungen und Leistungen dieser Ausführungsform sind dieselben wie jene der ersten Ausführungsform.
Siebte Ausführungsform
9 zeigt ein erstes Schaltungsdiagramm einer Schutzschaltung 180 einer siebten bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, welche in dem oben beschriebenen Leistungsverstärker 500 verwendet wird. 9 stellt dabei lediglich die bedeutsamen Schaltungselemente in dem Bereich der Transistoren 504 und 505 der zweiten und dritten Stufe in dem Leistungsverstärker 500 dar.
Wie in 9 dargestellt, enthält diese Schutzschaltung 180 eine erste Schutzschaltung, die identisch zu der in 1 dargestellten Schutzschaltung 100 ist und zwischen dem Knoten 105 und dem Knoten 107 angeschlossen ist, und eine zweite Schutzschaltung, die zwischen dem Knoten 106 und dem Knoten 107 angeschlossen ist. Diese zweite Schutzschaltung enthält einen Vbe-Multiplizierer, der Widerstände 181 und 182 und einen Transistor 183 aufweist, und eine Mehrzahl von n Transistoren 184 bis 185, die als Diode in Reihe zu dem an Vbe-Multiplizierer geschaltet sind.
Bei diesem Beispiel wird angenommen, dass die Durchbruchspannung des letzten Transistors 505 12 V beträgt. Darüber hinaus sind vier Transistoren vorhanden, die als Diode in Reichern dem Emitter des Transistors 183 geschaltet sind In diesem Fall ist die Einschaltspannung der zweiten Schutzschaltung V_f2, welche etwa 1,3·4 + (R_fb3 + R_fb4)/R_fb4 × 1,3(V) beträgt. Die Einschaltspannung der ersten Schutzschaltung ist V_fb1 oder beträgt etwa (R_fb1 + R_fb2)/R_fb2 × 1,3 (V).
Die Einschaltspannung der zweiten Schutzschaltung ist einer höheren Wert festgelegt als die Einschaltspannung der ersten Schutzschaltung. Wenn beispielsweise die Einschaltspannung der ersten Schutzschaltung 8 V beträgt, ist die Einschaltspannung der zweiten Schaltung auf 10 V festgelegt. Somit wird die zweite Schutzschaltung nicht eingeschaltet, wenn nicht die erste Schutzschaltung eingeschaltet wird. Wenn die Energiesteuerspannung Vpc 0 V beträgt, kann daher der Kollektorstrom Ic3 des letzten Transistors 505 verlässlich auf 0 V festgelegt werden.
Wenn eine Überspannung angelegt wird oder eine Lastimpedanzfehlanpassung die Kollektorspitzenspannung Vce der Lastkurve zum Ansteigen veranlasst, beginnt die erste Schutzschaltung als Rückkopplungsschaltung zu arbeiten, wenn die Kollektorspannung Vce 8 V überschreitet. Wenn die Kollektorspannung V_ce danach weiter 10 V überschreitet, wird die zweite Schutzschaltung ebenfalls aktiv und beginnt als Rückkopplungsschaltung zu arbeiten, wodurch eine deutliche Kollektorspannungsbegrenzung erzielt wird. Dadurch wird es ermöglicht, wirksam den Durchbruch des letzten Transistors 505 als Ergebnis der Kollektorspitzenspannung Vce zu verhindern, welche die Durchbruchspannung überschreitet.
Durch ein derartiges Vorsehen einer Mehrzahl von Transistoren 184 bis 185, die als Dioden in Reihe geschaltet sind kann bei der Schutzschaltung 180 dieser bevorzusten Ausführungsform die parasitäre Kapazität im Vergleich zu der Schutzschaltung 100 der ersten Ausführungsform weiter reduziert werden, und es können somit die Wirkungen der parasitären Kapazität auf das Verstärkungsverhältnis und die Ausgangssignalwelle unter Bedingungen einer normalen Betriebsspannung weiter reduziert werden.
Es wird festgestellt, dass diese Schutzschaltung einen größeren Chipbereich beansprucht als die in 1 dargestellte Schutzschaltung 100, wegen der Vielzahl von Transistoren, die verwendet werden, um die Einschaltspannung der zweiten Schutzschaltung auf einen größeren Wert als den der Einschaltspannung der ersten Schutzschaltung festzulegen. Im Vergleich zu der Verwendung eines Isolators zur Verhinderung eines Durchbruchs beim letzten Transistor 500, wie vorausgehend oben beschrieben, ist es jedoch mittels dieser Schutzschaltung 180 noch möglich, den Durchbruch des letzten Transistors 505 zu verhindern, während ebenfalls deutlich der Gesamtschaltungsumfang im Vergleich zu der Verwendung des oben beschriebenen Isolators reduziert wird.
Vorstehend wurde eine Schutzschaltung für einen Leistungsverstärker offenbart. Während ein Ansteigen der Chipgröße minimiert wird, ohne dass ein Verlust des Leistungsvermögens oder der Betriebscharakteristik unter Bedingungen einer normalen Betriebsspannung auftritt, verhindert eine Leistungsverstärkerschutzschaltung wirksam einen Durchbruch der Leistungsverstärkertransistoren resultierend aus Ausgangslastschwankungen während des Betriebs mit einer Überspannungszufuhr. Die Schutzschaltung ist zwischen dem Kollektor und der Basis wenigstens des Transistors der letzten Stufe in einem Leistungsverstärker elektrisch angeschlossen, der eine Mehrzahl von in Stufen angeschlossenen Transistoren aufweist. Die Schutzschaltung um lässt einen Rückkopplungsstrom zu der Basiselektrode des geschützten Transistors hindurchtreten, wenn eine Spannung, die einen bestimmten Pegel überschreitet, an den Kollektor des geschützten Transistors angelegt wird.

Claims

Leistungsverstärker mit einer Mehrzahl von Transistoren (503, 504, 505), die in einer Vielfachstufe zur Bildung des Leistungsverstärkers (500) zusammengeschlossen sind, und mit einer Schutzschaltung (100), die mit dem Kollektor des Transistors der letzten Stufe (505) und über eine Kapazität (547) mit der Basis des Transistors (505) der letzten Stufe der Mehrzahl der Transistoren verbunden ist, wobei die Schutzschaltung (100) einen Rückkoppelungsstrom (I_f1) erzeugt, welcher der der Basis vorgeschalteten Kapazität zugeführt wird, wenn eine Spannung (V₄) am Kollektor des Transistors (505) der letzten Stufe einen von der Schutzschaltung (100) festgelegten Schwellenwert überschreitet.
Leistungsverstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Schutzschaltung (100) einen Transistor (103) enthält, dessen Kollektor und Basis über einen ersten Widerstand (101) verbunden sind.
Leistungsverstärker nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Transistor (103) der Schutzschaltung (100) einen Vbe-Multiplizierer zusammen mit dem ersten Widerstand (101), der zwischen dem Kollektor und der Basis des Transistors (103) der Schutzschaltung (100) angeschlossen ist, und einem zweiten Widerstand (102) bildet, der zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors (103) der Schutzschaltung (100) angeschlossen ist.
Leistungsverstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Schutzschaltung (100) eine Mehrzahl von Transistoren (131, 135) aufweist, die in Reihe geschaltet sind, wobei bei jedem Transistor die Basis und der Kollektor verbunden sind.
Leistungsverstärker nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass wenigstens einer der in der Mehrzahl vorhandenen Transistoren (131, 135) einen Vbe-Multiplizierer zusammen mit dritten und vierten Widerständen bildet, wobei der dritte Widerstand zwischen dem Kollektor und der Basis des wenigstens einen Transistors aus der Mehrzahl von Transistoren angeschlossen ist und der vierte Widerstand zwischen der Basis und dem Emitter des wenigstens einen Transistors aus der Mehrzahl von Transistoren angeschlossen ist.
Leistungsverstärker nach Anspruch 3, gekennzeichnet durch einen bestimmten Widerstand (141), der an den Kollektor oder den Emitter des Transistors (103) der Schutzschaltung (100) angeschlossen ist, der den Vbe-Multiplizierer bildet.
Leistungsverstärker nach Anspruch 3, gekennzeichnet durch mindestens einen als Diode geschalteten Transistor (161, 171), der entweder mit dem Kollektor oder dem Emitter des Transistors (103) in Reihe geschaltet ist.
Leistungsverstärker nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine weitere Schutzschaltung, welche zwischen dem Kollektor und über einen Widerstand (530) an der Basis des Transistors (505) der letzten Stufe angeschlossen ist, wobei die weitere Schutzschaltung einen Vbe-Multiplizierer und eine Mehrzahl von Transistoren aufweist, die als Diode in Serie geschaltet sind, wobei die weitere Schutzschaltung einen Rückkopplungsstrom von dem Kollektor über den Widerstand (530) der Basis des Transistors (505) der letzten Stufe zuführt, wenn eine Spannung zwischen dem Kollektor und der Basis des Transistors (505) der letzten Stufe größer als ein bestimmter Pegel, bei welchem die weitere Schutzschaltung einen Rückkopplungsstrom hindurchtreten lässt, und kleiner als eine Durchbruchspannung des Transistors (505) der letzten Stufe ist.