CZ301898B6 - Radar sensor with great wideband and high suppression of parasitic signals - Google Patents
Radar sensor with great wideband and high suppression of parasitic signals Download PDFInfo
- Publication number
- CZ301898B6 CZ301898B6 CZ20090079A CZ200979A CZ301898B6 CZ 301898 B6 CZ301898 B6 CZ 301898B6 CZ 20090079 A CZ20090079 A CZ 20090079A CZ 200979 A CZ200979 A CZ 200979A CZ 301898 B6 CZ301898 B6 CZ 301898B6
- Authority
- CZ
- Czechia
- Prior art keywords
- input
- output
- mixer
- frequency
- circuit
- Prior art date
Links
Landscapes
- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
Abstract
Description
Radarový senzor s velkou Šířkou pásma a vysokým potlačením rušivých signálůHigh bandwidth radar sensor with high interference suppression
Dosavadní stav technikyBACKGROUND OF THE INVENTION
Předkládané řešení se týká Širokopásmového radarového senzoru pro detekci a měření pancéřových střel, který je špatně zaměřitelný a tedy senzor není možné jednoduše najít a popřípadě zneškodnit.The present invention relates to a broadband radar sensor for detecting and measuring armored missiles, which is difficult to locate and thus cannot be easily found and possibly disposed of.
Vojenská vozidla nej různějších typů patří mezi nejvíce ohrožené vojenské cíle, a to i vozidla velmi dobře opancéřovaná. Důvodem je existence velkého počtu specializovaných střel, které jsou schopné prorazit i velmi silné pancíře. Příkladem mohou být tzv. kinetické podkalibemí střely nebo kumulativní střely. Kinetické střely jsou tvořeny relativně tenkým Šípem s vysokou hmotností a jsou vystřelovány velmi vysokou rychlostí až 1700 m/s z tankových nebo dělových hlavní. Takové střely jsou schopné prorazit pancíř takové tloušťky, která se přibližně shoduje s délkou střely. Kinetický šíp dlouhý 50 cm je schopný prorazit pancíř silný až 50 cm, kinetický šíp dlouhý 1 m je schopný prorazit pancíř silný až 1 m. Ze strategického hlediska jsou možná ještě nebezpečnější tzv. kumulativní střely. Ty mají hlavici s náloží a měděným kalíškem, hlavice je přitom poháněna malým raketovým motorem. Při dopadu na cíl je aktivována nálož, která stlačí kalíšek a vytvoří z něj cca 10 mm silný paprsek stlačené mědi pohybující se rychlostí až lOOOOm/s. Takový paprsek je schopný prorazit pancíř až 30 cm silný. Hlavní nebezpečí kumulativních střel je v tom, že jsou výrobně velmi levné, byly jich vyrobeny desítky miliónů kusů, mohou být odpáleny z jednoduchého ručního odpalovače ajsou jimi vybaveny oficiální i neoficiální armády a teroristické skupiny i v těch nejchudších zemích třetího světa. Představují obrovské nebezpečí pro jakékoliv vozidlo (nebo třeba i vrtulník) téměř kdekoliv na světě.Military vehicles of various types are among the most endangered military targets, even very well armored vehicles. The reason is the existence of a large number of specialized missiles, which are able to break through even very strong armor. Examples are the so-called kinetic podkalibemí projectiles or cumulative projectiles. Kinetic missiles are made up of relatively thin high-weight arrows and are fired at very high speeds of up to 1700 m / s from tank or gun barrels. Such bullets are capable of piercing armor of a thickness that approximately matches the length of the bullet. A 50 cm kinetic arrow is capable of penetrating up to 50 cm thick armor, and a 1 m kinetic arrow is capable of penetrating up to 1 m thick armor. They have a warhead with a bomb and a copper cup, while the warhead is powered by a small rocket engine. When it hits the target, a charge is activated, which compresses the cup and makes it a 10 mm thick jet of compressed copper moving at up to 10000m / s. Such a beam is capable of piercing armor up to 30 cm thick. The main danger of cumulative missiles is that they are very cheap to manufacture, tens of millions have been produced, can be fired from a simple handheld launcher, and are equipped with official and unofficial armies and terrorist groups even in the poorest third world countries. They pose a huge danger to any vehicle (or even a helicopter) almost anywhere in the world.
Při takových schopnostech a rozšíření proti pancéřových střel není možné ani efektivní zvyšovat bezpečnost vojenských vozidel zvyšováním tloušťky pancířů. Vozidla s extrémně silnými pancíři by byla velmi drahá, velmi těžká, měly by špatnou průchodnost a byla by špatně ovladatelná. I tak by byla stále relativně snadno zranitelná. Pozornost je proto spíše zaměřována na tzv. aktivní ochranu. Principem aktivní ochrany je detekce letící protipancéřové střely a aktivace určité formy protistřely, která je schopná střelu ohrožující bojové vozidlo zneškodnit nebo alespoň snížit její účinky. Obranné prostředky tohoto typu jsou zatím spíše ve stádiu vývoje, nicméně některé z nich dosahují pozoruhodné výsledky ajsou určitě velmi perspektivní.With such capabilities and expansion against armored missiles, it is neither possible nor effective to increase the safety of military vehicles by increasing the thickness of the armor. Vehicles with extremely thick armor would be very expensive, very heavy, have poor throughput and poor handling. Even so, it would still be relatively vulnerable. Therefore, the focus is on active protection. The principle of active protection is the detection of a flying armored missile and activation of a form of counter-missile, which is able to destroy a missile threatening combat vehicle or at least reduce its effects. Defense means of this type are still rather in the development stage, but some of them achieve remarkable results and are certainly very promising.
Základem většiny prostředků aktivní ochrany je senzor nebo skupina senzorů, které jsou schopné detekovat letící ohrožující střelu a vyslat informace nebo i spouštěcí impulsy pro aktivaci protistřely. Pro detekci mohou tyto senzory využívat optické paprsky nebo elektromagnetické vlny v mikrovlnné frekvenční oblasti. Výhodou optických systémů bude určitě možnost přesnější lokalizaci střely, výhodou mikrovlnných senzorů by mohla být větší odolnost detekce například proti prachu nebo vodním kapkám. Pro zabezpečení vysoké spolehlivosti detekce lze doporučit spolupráci obou typů senzorů. Senzory využívající elektromagnetické vlny jsou obvykle založené na radarovém principu.The basis of most active protection devices is a sensor or group of sensors that are capable of detecting a flying threatening missile and sending information or triggering pulses to activate the counter-missile. For detection, these sensors can utilize optical beams or electromagnetic waves in the microwave frequency domain. The advantage of optical systems will certainly be the possibility of more accurate location of missiles, the advantage of microwave sensors could be greater detection resistance, for example, against dust or water droplets. To ensure high reliability of detection it is recommended to cooperate with both types of sensors. Sensors using electromagnetic waves are usually based on the radar principle.
Nejjednodušší známé radarové senzory používají pro měření střel monofrekvenČní CW signál, přičemž další zpracování je úzkopásmové a využívá se zejména Dopplerův frekvenční posuv vznikající odrazem elektromagnetické vlny od rychle se pohybující střely. Zásadní nevýhodou takového řešení je skutečnost, že dosah takového senzoru velmi závisí na pracovní frekvenci a typu střely. Pro určité pracovní frekvence a typy střel se potom může stát, že dosah senzoru je tak krátký, že nepostačuje čas pro aktivaci vhodné protistřely. Důvodem jsou frekvenční závislost parametru RCS (Radar Cross Section), které jsou individuální pro každý typ střely a který se vyskytuje ve vztahu pro dosah radarového senzoru.The simplest known radar sensors use a mono-frequency CW signal to measure missiles, with further processing being narrowband and utilizing in particular the Doppler frequency shift resulting from the reflection of an electromagnetic wave from a rapidly moving missile. A major disadvantage of such a solution is that the range of such a sensor depends greatly on the operating frequency and the type of missile. For certain operating frequencies and missile types, it can then happen that the sensor range is so short that it is not enough time to activate a suitable counter missile. The reason is the frequency dependence of the RCS (Radar Cross Section) parameter, which is individual for each type of missile and which occurs in relation to the radar sensor range.
Takové chování je v případě senzorů monitorujících ohrožující střely nepřijatelné. Proto jsou používány širokopásmové radarové senzory, které předmětné střely měří na radě různých frek- 1 CZ 301898 B6 věnci. Jedním z možných řešení je použití techniky zvané „frequency hopping“ (FH), kdy vysílač ve skocích velmi rychle mění výstupní vysílanou frekvenci, a to obvykle v širokém frekvenčním pásmu. Podmínkou funkčnosti je dostatečně rychlé přepínání měřicích frekvencí a dostatečně široké pásmo přepínaných měřicích frekvencí. Rychlost přepínání musí být tak rychlá, aby na 1 m dráhy i té nej rychlejší střely byl použit dostatečný počet různých měřicích frekvencí. V dané aplikaci může být vhodnou periodou přepínání hodnota 10 ps, kdy je i v případě letu té nejrychlejší kinetické střely na 1 m letu použito pro měření 58 různých frekvencí. Frekvenční pásmo, ve kterém jsou přepínány měřicí frekvence, by mělo být relativně velmi široké tak, aby měřicí frekvence pokrývaly vždy kromě minim alespoň jedno nebo více maxim RCS. Pak se nemůže stát, že by střela byla pro radarový prostředek zcela neviditelná. Čím větší je frekvenční pásmo měřicích frekvencí, tím větší je pravděpodobnost úspěšného měření libovolného typu střely.Such behavior is unacceptable for sensors monitoring threatening missiles. Therefore broadband radar sensors are used, which measure the missiles on a series of different frequencies. One possible solution is to use a technique called frequency hopping (FH), in which the transmitter changes the output frequency very quickly, usually in a wide frequency band. Functionality requires sufficiently fast switching of measuring frequencies and sufficiently wide band of switched measuring frequencies. The switching speed must be so fast that a sufficient number of different measuring frequencies are used per 1 m of the track of even the fastest projectile. In a given application, a suitable switching period may be 10 ps, when 58 different frequencies are used to measure even the fastest kinetic missile per 1 m flight. The frequency band in which the measurement frequencies are switched should be relatively very wide so that the measurement frequencies always cover at least one or more RCS maxima in addition to the minima. Then it cannot happen that the missile is completely invisible to the radar vehicle. The larger the frequency band of the measuring frequencies, the greater the probability of successful measurement of any type of missile.
Použití techniky „frequency hopping přináší pro danou aplikaci i další důležitou výhodu. Při vysílání 1 měřicí frekvence je možné zdroj vysílání celkem jednoduše zaměřit. Ve vojenských aplikacích to je docela zásadní problém, neboť lze takový senzorem vysílaný signál využít pro zaměření bojového vozidla a případně i pro navedení zneškodňující střely. Při použití metody „frequency hopping“ se vysílané frekvence velmi rychle skokově mění a zaměření zdroje vysílání je podstatně složitější. Metoda „frequency hopping“ patří mezi vojenské techniky utajeného vysílání a radiové komunikace. Čím širší je pásmo měřicích frekvencí, tím menší je pravděpodobnost zaměření předmětného radarového senzoru nepřítelem.The use of frequency hopping brings another important advantage for the application. When transmitting 1 measuring frequency, it is quite easy to locate the transmission source. In military applications, this is quite a major problem, because such a sensor-transmitted signal can be used for targeting a combat vehicle and possibly for guiding a destructive missile. When using frequency hopping, the transmitted frequencies change very rapidly and the orientation of the broadcast source is much more complex. Frequency hopping is a military technique of clandestine broadcasting and radio communication. The wider the band of measuring frequencies, the less likely the target radar sensor will be targeted by the enemy.
Širokopásmový radarový senzor pro detekci a měření protipancéřových střel je řešen také v užitném vzoru CZ 18758. Signál se střední frekvencí vysílaného frekvenčního pásmafi je generován oscilátorem. Oddělovací zesilovač odděluje oscilátor od navazujících obvodů a spolu s děličem výkonu zajišťuje výkonové úrovně potřebné pro vybuzení vstupu LO upkonvertoru a vysokofrekvenčních směšovačů v obvodu IRM (Image Reject Mixer - směšovač oddělující dolní a horní postranní frekvenční pásmo). Generátor frekvenčních skoků generuje sadu frekvencí f2, které se skokově mění v rozsahu f2d až/>λ· V daném zapojení je typický rozsah těchto frekvencí f2d = 100 MHz &f2h~ 300 MHz. Upkonvertor směšuje střední frekvenci f s frekvencemi f2, výsledný signál na výstupu upkonvertoru obsahuje dolní postranní pásmo f -f2, určitou zbytkovou úroveň střední frekvence f a horní postranní pásmo ft + f2. Výstupní spektrum obsahuje dvě frekvenční pásma široká Bv =f2h -f2<i vzdálená od sebe 2f2d^ pro výše uvedené typické hodnoty je hodnota efektivní šířky pásma Bev = 2 x 200 = 400 MHz.A broadband radar sensor for the detection and measurement of armored missiles is also solved in the utility model CZ 18758. The signal with the middle frequency of the transmitted frequency band is generated by an oscillator. The isolation amplifier separates the oscillator from the downstream circuits and, together with the power divider, provides the power levels needed to energize the LO upconverter input and high-frequency mixers in the Image Reject Mixer (IRM). The Frequency Jump Generator generates a set of frequencies f 2 , which varies in a range of f 2 d to /> λ. In a given circuit, the typical frequency range is f2d = 100 MHz & f2h ~ 300 MHz. The converter mixes the middle frequency f with the frequencies f 2 , the resulting signal at the output of the converter contains the lower sideband f -f 2 , a certain residual level of the middle frequency f and the upper sideband f t + f 2 . The output spectrum comprises two frequency bands wide B v = f 2 h -f 2 <i spaced 2f 2 d ^ for the above typical values, the effective bandwidth value B ev = 2 x 200 = 400 MHz.
Širokopásmový signál je filtrován pásmovou propustí, je zesílen výkonovým zesilovačem a vyslán vysílací anténou. Signál odražený od cíle je frekvenčně posunut vlivem Dopplerova jevu a obsahuje frekvence ft —f2 + fw>pp ^/1+/2+ /dhpp·, s dopplerovským frekvenčním posuvem odpovídajícím vysílanému dolnímu a hornímu postrannímu pásmu.The broadband signal is filtered by a band-pass filter, amplified by a power amplifier, and transmitted by a transmitting antenna. The signal reflected from the target is frequency shifted due to the Doppler effect and includes frequencies f t -f 2 + fw> pp ^ / 1 + / 2 + / dhpp ·, with a doppler frequency shift corresponding to the transmitted lower and upper sideband.
Signál odražený od cíle je přijat přijímací anténou, zesílen nízkošumovým předzesilovačem aje přiveden na vstup obvodu IRM. Úkolem tohoto obvodu je směšovat přijatý signál na frekvence f2 takovým způsobem, aby došlo k oddělení dolního postranního pásma f2~fDDPp a horního postranního pásma f2 + fwpp. To zabezpečuje vstupní kvadratura í dělič, který rozdělí vstupní signál do dvou větví s fázovým posuvem -90° a 0°. Tento dělič je v pásmu mikrovlnných frekvencí obvykle realizován příčkovým článkem se 4 úseky mikropáskových vedení s délkou λ/4 s tím, že jedna z bran příčkového článku je zakončena bezodrazovou koncovkou. Fázově posunuté signály jsou ve vysokofrekvenčních směšovacích směšovány se střední frekvencí f. Produkty směšování jsou v mezifrekvenčních obvodech filtrovány filtry typu pásmová propust s pracovním propustným pásmem o něco širším než f2a až f2h a jsou zesíleny. Poté jsou přivedeny na dělicí-sčítací obvod realizující součet s fázovým posuvem -90° resp. 0°.The signal reflected from the target is received by the receiving antenna, amplified by a low-noise preamplifier, and applied to the IRM circuit input. The purpose of this circuit is to mix the received signal to frequencies f 2 in such a way as to separate the lower sideband f 2 ~ fDDPp and the upper sideband f 2 + fwpp. This is provided by the input quadrature dě divider, which divides the input signal into two branches with a phase shift of -90 ° and 0 °. This divider in the microwave frequency band is usually realized by a cross-sectional cell with 4 sections of microstrip lines with length λ / 4, with one of the cross-sectional gates terminated by a non-reflective terminal. Phase-shifted signals are mixed with medium frequency f in high-frequency mixers. The mixer products in the IF circuits are filtered by band-pass filters with a working bandwidth slightly wider than f 2 and up to f 2 ha and amplified. They are then fed to a dividing-summing circuit realizing the sum with a phase shift of -90 ° resp. 0 °.
Realizace takového dělicího-sčítacího obvodu na relativně nízkých frekvencích je obvodově náročná, v daném zapojení je použita kombinace širokopásmových dělicích obvodů s fázovým posuvem 0° a sČítacích obvodů s fázovým posuvem 90°. Takto realizovaný dělicí—sčítací obvodThe realization of such a splitting-addition circuit at relatively low frequencies is circumferentially demanding, in this connection a combination of broadband 0 ° phase shift splitter circuits and 90 ° phase shift additive circuits is used. The dividing-addition circuit implemented in this way
- 2 CZ 301898 B6 realizuje potřebné rozdělení a součet signálů, nicméně jeho šířka pásma je vždy omezená, a to obvykle nejvíce použitými sčítacími obvody.However, its bandwidth is always limited, usually by the most commonly used addition circuits.
Nevýhodou výše popsaného stávajícího řešení je skutečnost, že šířka pásma pracovních frekvencí je omezená, a to obvykle frekvenčním pásmem děličů výkonu, které se používají v obvodech IRM. Nejvíce kritické jsou, jak již bylo uvedeno, obvykle sčítací obvody s výstupním fázovým posuvem 90° mezi jednotlivými výstupy v obvodech mezifrekvenčního zpracování. Šířka pásma těchto obvodů je obvykle typicky jen 200 MHz, což zásadním způsobem omezuje použitelnou šířku pásma měřicích frekvencí.The disadvantage of the present solution described above is that the bandwidth of the operating frequencies is limited, usually by the frequency band of the power dividers used in IRM circuits. As mentioned above, the most critical are usually additive circuits with an output phase shift of 90 ° between the individual outputs in the IC circuits. The bandwidth of these circuits is typically only 200 MHz, which substantially limits the usable bandwidth of the measurement frequencies.
Dalším problémem stávajících senzorů je velká šířka pásma obvodů MF zpracování ve vztahu k rušivým signálům. Šířka pásma těchto obvodů odpovídá šířce pásma rozmítání, tedy také typicky 200 MHz. To je obecně velmi široké pásmo, do kterého může padnout silné rušení. To je zejména aktuální ve vojenských aplikacích, kdy lze kromě obvyklých zdrojů rušení očekávat i přítomnost aktivních radarových rušiček (jammerů). Proto je nutné učinit taková opatření, aby byl vliv rušivých zdrojů minimalizován.Another problem with existing sensors is the high bandwidth of the MF processing circuits in relation to the interfering signals. The bandwidth of these circuits corresponds to the sweep bandwidth, typically also 200 MHz. This is generally a very wide band in which strong interference may fall. This is particularly relevant in military applications, where, in addition to the usual sources of interference, the presence of active jammer jammers can be expected. Measures should therefore be taken to minimize the impact of disturbing sources.
Podstata vynálezuSUMMARY OF THE INVENTION
Výše uvedené nedostatky odstraňuje širokopásmový radarový senzor pro detekci a měření protípancéřových střel. Tento radarový senzor sestává z mikrovlnného oscilátoru spojeného přes zesilovač se vstupem prvního děliče, jehož jeden výstup je spojen se vstupem LO místního oscilátoru upkonvertoru , který má jeden výstup spojen přes filtr typu pásmová propust na výkonový zesilovač s vysílací anténou. Druhý výstup prvního děliče je spojen se vstupem druhého děliče. První výstup druhého děliče je spojen se vstupem LO místního oscilátoru prvního vf směšovače a jeho druhý výstup je spojen se vstupem LO místního oscilátoru druhého vf směšovače. Signálový vstup RF prvního vf směšovače a signálový vstup RF druhého směšovače jsou spojeny s výstupy vstupního děliče. Tento vstupní dělič je svým vstupem připojen na výstup nízkošumového predzesilovače, na jehož vstup je zapojena přijímací anténa. Mezifrekvenční výstup IF prvního vf směšovače je připojen na vstup prvního obvodu první mezifrekvence tvořeného filtrem typu pásmová propust. Mezifrekvenční výstup IF druhého vf směšovače je připojen na vstup druhého obvodu první mezifrekvence tvořeného filtrem typu pásmová propust. Podstatou vynálezu je, že vstupní dělič je dělič s fázovým posuvem mezi výstupy 0° a druhý dělič je dělič s fázovým posuvem mezi výstupy 90°. IF vstup upkonvertoru je spojen s výstupem prvního generátoru DDS. Výstup prvního obvodu první mezifrekvence je spojen s RF vstupem prvního mezifrekvenčního směšovače a výstup druhého obvodu první mezifrekvence je spojen s RF vstupem druhého směšovače. LO vstupy prvního a druhého mezifrekvenčního směšovače jsou spojeny přes třetí dělič s fázovým posuvem mezi výstupy 0° s výstupem druhého generátoru DDS. IF výstup prvního mezifrekvenčního směšovače je přes první obvod druhé mezifrekvence, tvořený filtrem typu PP, spojen s RF vstupem prvního směšovače s konverzí do základního pásma. LO vstup tohoto prvního směšovače je spojen s výstupem čtvrtého generátoru DDS a jeho IF výstup je propojen přes první nízkofrekvenční obvod obsahující filtr typu DP s obvodem digitálního zpracování. IF výstup druhého mezifrekvenčního směšovače je přes druhý obvod druhé mezifrekvence, tvořený filtrem typu PP, spojen s RF vstupem druhého směšovače s konverzí do základního pásma. LO vstup tohoto druhého směšovače je spojen s výstupem třetího generátoru DDS a jeho IF výstup je propojen přes druhý nízkofrekvenční obvod obsahující filtr typu DP s obvodem digitálního zpracování. Obvod digitálního zpracování je spojen s řídicí jednotkou, která je současně spojena s řídicími vstupy všech generátorů DDS. Taktovací vstupy těchto generátorů DDS jsou napojeny na společný zdroj taktovací ho signálu, výstup obvodu digitálního zpracování je výstupem širokopásmového radarového senzoru.The above-mentioned deficiencies are eliminated by a broadband radar sensor for the detection and measurement of anti-armor missiles. This radar sensor consists of a microwave oscillator coupled through an amplifier to the input of a first divider, one output of which is coupled to the LO input of a local upconverter converter, which has one output coupled through a bandpass filter to a power amplifier with a transmitting antenna. The second output of the first divider is connected to the input of the second divider. The first output of the second divider is coupled to the LO input of the local oscillator of the first RF mixer and its second output is coupled to the LO input of the local oscillator of the second RF mixer. The RF signal input of the first RF mixer and the RF signal input of the second mixer are coupled to the outputs of the input divider. This input splitter is connected to the output of a low-noise preamplifier, to which the receiving antenna is connected. The IF output of the first RF mixer is connected to the input of the first circuit of the first IF formed by a bandpass filter. The IF output of the second RF mixer is connected to the input of the second circuit of the first IF formed by a bandpass filter. It is an object of the invention that the input divider is a phase shift divider between the 0 ° outputs and the second divider is a phase shift divider between the 90 ° outputs. The IF input of the converter is connected to the output of the first DDS generator. The output of the first circuit of the first intermediate frequency is connected to the RF input of the first intermediate mixer and the output of the second circuit of the first intermediate frequency is connected to the RF input of the second mixer. The LO inputs of the first and second IF mixers are connected via a third divider with phase shift between the 0 ° outputs to the output of the second DDS generator. The IF output of the first IF mixer is coupled to the RF input of the first mixer with baseband conversion via the first IC circuit, formed by a PP-type filter. The LO input of this first mixer is coupled to the output of the fourth DDS generator and its IF output is coupled via a first low frequency circuit comprising a DP filter to a digital processing circuit. The IF output of the second IF mixer is connected to the RF input of the second mixer with baseband conversion via the second IC circuit, formed by the PP filter. The LO input of this second mixer is coupled to the output of the third DDS generator and its IF output is coupled through a second low frequency circuit comprising a DP filter to a digital processing circuit. The digital processing circuit is connected to a control unit, which is simultaneously connected to the control inputs of all DDS generators. The clock inputs of these DDS generators are connected to a common clock signal source, the digital processing circuit output being the output of a broadband radar sensor.
V jednom možném provedení mají první a druhý obvod první mezifrekvence, a první a druhý obvod druhé mezifrekvence na výstupu zařazen zesilovač.In one possible embodiment, the first and second circuits of the first intermediate frequency, and the first and second circuits of the second intermediate frequency, have an amplifier output.
-3 CZ 301898 B6-3 CZ 301898 B6
Uvedené řešení má následující výhody. Navržený senzor umožňuje použití velmi širokého pásma měřicích frekvencí, přičemž tato šířka pásma je dominantně omezená jen parametry generátorů DDS. V současné době je možné efektivní šířku pásma rozšířit z 400 MHz na 760 MHz, v blízké budoucnosti velmi pravděpodobně až na 1 960 MHz. Velká šířka pásma zabezpečuje vysokou imunitu proti vlivům parametru RCS na dosah detekce předmětných střel. To zvyšuje spolehlivost detekce všech aktuálních typů proti pancéřových střel. Velká dosažitelná šířka pásma měřicích frekvencí vede současně k menší možnosti zaměření radarového senzoru nepřítelem. Navržený typ radarový senzoru zabezpečuje podstatně vyšší odolnost proti nezáměmému nebo i záměrnému rušení. To také zvyšuje spolehlivost detekce. Součástí navrženého radarového senzoio ru jsou převodníky A/D a obvody digitálního zpracování. Tyto obvody je současně možné využít pro velmi efektivní digitální filtraci výstupních signálů senzoru. Je tak možné odstranit rušivé signály a zásadním způsobem zvýšit dosah senzoru. Při digitálním zpracování signálů lze u daného typu senzoru stanovit i aktuální vzdálenost cíle. Pro danou aplikaci však není jisté, zda pro tento typ zpracování bude dostatečné množství času.This solution has the following advantages. The designed sensor allows the use of a very wide band of measuring frequencies, this bandwidth being dominantly limited only by the parameters of the DDS generators. Currently, the effective bandwidth can be expanded from 400 MHz to 760 MHz, in the near future very likely up to 1,960 MHz. The high bandwidth ensures high immunity to the effects of RCS on the range of missile detection. This increases the reliability of detection of all current types against armored missiles. At the same time, the large available bandwidth of the measuring frequencies leads to less radar sensor targeting by the enemy. The proposed type of radar sensor provides significantly higher immunity against unintended or even intentional interference. This also increases detection reliability. A / D converters and digital processing circuits are part of the designed radar sensor. These circuits can also be used for very efficient digital filtering of the sensor output signals. It is possible to eliminate interfering signals and significantly increase the sensor range. In digital signal processing, the actual target distance can also be determined for a given sensor type. However, it is uncertain for a given application whether there will be sufficient time for this type of processing.
Přehled obrázků na výkresechBRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS
Blokové schéma nově navržené verze radarového senzoru je uvedeno na přiloženém výkrese.A block diagram of the newly designed version of the radar sensor is shown in the attached drawing.
Příklady provedení vynálezuDETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Příklad radarového senzoru s velkou šířkou pásma a vysokým potlačením rušivých signálů podle předkládaného řešení bude dále popsán pomocí přiloženého blokového schématu.An example of a high bandwidth radar sensor with high interference suppression according to the present invention will be further described using the enclosed block diagram.
Základem navrženého řešení je sestava čtyř generátorů DDS 11. 18, 19 a 20, což jsou generátory s přímou syntézou, kde DDS značí Direct Digital Synthesis. V daném zapojení je mikrovlnný oscilátor 1 spojen přes zesilovač 2 se vstupem prvního děliče 3. Jeden výstup prvního děliče 3 je spojen se vstupem LO místního oscilátoru upkonvertoru 4, který má jeden výstup spojen přes filtr 5 typu pásmová propust a přes výkonový zesilovač 6 s vysílací anténou 71. Druhý výstup prvního děliče 3 je spojen se vstupem druhého děliče JO. Druhý dělič JO má dva výstupy. První výstup je spojen se vstupem LO místního oscilátoru prvního vf směšovače 1 ΐ 1 a druhý výstup je spojen se vstupem LO místního oscilátoru druhého vf směšovače 112. Signálový vstup RF prvního vf směšovače 111 a signálový vstup RF druhého směšovače 112 jsou spojeny s výstupy vstupního děliče 9. Vstup vstupního děliče 9 je připojen na výstup nízkošumového předzesilovače 8, na jehož vstup je zapojena přijímací anténa 72. Mezifrekvenění výstup IF prvního vf směšovače 111 je připojen na vstup prvního obvodu první mezifrekvence 121, kterou tvoří filtr typu pásmová propust. Analogicky je mezifrekvenění výstup IF druhého vf směšovače 112 připojen na vstup druhého obvodu první mezifrekvence 122 tvořeného opět filtrem typu pásmová propust. Vstupní dělič 9 je dělič s fázovým posuvem mezi výstupy 0° a druhý dělič JO je zde dělič s fázovým posuvem mezi výstupy 90°, IF vstup upkonvertoru 4 je spojen s výstupem prvního generátoru DDS J7, Výstup prvního obvodu první mezifrekvence 121 je spojen s RF vstupem prvního mezifrekvenčního směšovače 131 a analogicky je výstup druhého obvodu první mezifrekvenceThe basis of the proposed solution is a set of four DDS generators 11. 18, 19 and 20, which are direct synthesis generators, where DDS stands for Direct Digital Synthesis. In a given embodiment, the microwave oscillator 1 is connected via an amplifier 2 to the input of the first divider 3. One output of the first divider 3 is connected to the LO input of the local oscillator of the converter 4 which has one output connected via bandpass filter 5 and power amplifier 6 with The second output of the first divider 3 is connected to the input of the second divider 10. The second divider JO has two outputs. The first output is coupled to the local oscillator input LO of the first RF mixer 1 ΐ 1 and the second output is coupled to the LO input of the local oscillator of the second RF mixer 112. The RF signal input of the first RF mixer 111 and the RF signal input of the second mixer 112 are coupled to the The input of the input splitter 9 is connected to the output of the low noise preamplifier 8 to which the receiving antenna 72 is connected. The IF output of the first RF mixer 111 is connected to the input of the first circuit of the first intermediate frequency 121 which is a bandpass filter. Analogously, the intermediate frequency output IF of the second RF mixer 112 is connected to the input of the second circuit of the first intermediate frequency 122 again formed by a bandpass filter. Input divider 9 is a phase shift divider between 0 ° outputs and second divider 10 is a phase shift divider between outputs 90 °, IF input of converter 4 is connected to output of first generator DDS J7, Output of first circuit of first intermediate frequency 121 is connected to RF the input of the first IF mixer 131 and, analogously, the output of the second IC of the first IF
122 spojen s RF vstupem druhého směšovače 132. LO vstup prvního mezifrekvenčního směšovače 131 a LO vstup druhého mezifrekvenčního směšovače 132 jsou spojeny přes třetí dělič J6, jeho fázový posuv mezi výstupy je 0°, s výstupem druhého generátoru DDS J8. IF výstup prvního mezifrekvenčního směšovače 131 je přes první obvod druhé mezifrekvence 141 tvořený filtrem typu pásmová propust spojen s RF vstupem prvního směšovače 151 s konverzí do základní50 ho pásma. LO vstup prvního směšovače 151 je spojen s výstupem čtvrtého generátoru DDS 20 a jeho IF výstup je propojen přes první nízkofrekvenční obvod 211 obsahující filtr typu dolní propust s obvodem 23 digitálního zpracování. IF výstup druhého mezifrekvenčního směšovače 132 je přes druhý obvod druhé mezifrekvence 142 tvořený filtrem typu pásmová propust spojen s RF vstupem druhého směšovače 152 s konverzí do základního pásma. LO vstup druhého směšovač122 is connected to the RF input of the second mixer 132. The LO input of the first IF mixer 131 and the LO input of the second IF mixer 132 are coupled via a third divider 16, its phase shift between outputs is 0 °, with the output of the second DDS generator 18. The IF output of the first IF mixer 131 is coupled to the RF input of the first mixer 151 with baseband conversion through the first circuit of the second IF filter 141 formed by the bandpass filter. The LO input of the first mixer 151 is coupled to the output of the fourth generator DDS 20 and its IF output is coupled through a first low-frequency circuit 211 comprising a low-pass filter with a digital processing circuit 23. The IF output of the second IF mixer 132 is coupled to the RF input of the second mixer 152 with baseband conversion via the second circuit of the second intermediate frequency 142 formed by the bandpass filter. LO input of second mixer
J52 je spojen s výstupem třetího generátoru DDS 19, a jeho IF výstup je propojen přes druhýJ52 is coupled to the output of the third generator DDS 19, and its IF output is coupled through the second
-4CZ 301898 B6 nízkofrekvenční obvod 212 obsahující filtr typu dolní propust s obvodem 23 digitálního zpracování. Obvod 23 digitálního zpracování je spojen s řídicí jednotkou 25, která je současně spojena s řídicími vstupy generátorů DDS 17, 18, 19, a 20, jejichž taktovací vstupy jsou napojeny na společný zdroj 26 taktovací ho signálu, výstup 24 obvodu 23 digitálního zpracování je výstupem širokopásmového radarového senzoru.A low-frequency circuit 212 comprising a low-pass filter having a digital processing circuit 23 is provided. The digital processing circuit 23 is coupled to a control unit 25, which is simultaneously coupled to the control inputs of the DDS generators 17, 18, 19, and 20, whose clock inputs are connected to a common clock signal source 26, the output 24 of the digital processing circuit 23 is output. broadband radar sensor.
Ve výhodném provedení mají první a druhý obvod první mezifrekvence 121 a 122 a první a druhý obvod druhé mezifrekvence 141 a 142 na výstupu zapojen zesilovač.In a preferred embodiment, the first and second circuits of the first intermediate frequencies 121 and 122 and the first and second circuits of the second intermediate frequencies 141 and 142 are outputted.
io Jak již bylo uvedeno, základem navrženého řešení je sestava generátorů DDS, tvořená prvním až čtvrtým generátorem DDS 17, 18, 19, a 20, jejichž výstupní frekvence se nastavuje vstupními digitálními daty zřídícího jednotky 25. Protože jsou tyto generátory DDS 17 18, 19, a 20 ještě navíc synchronizovány společnou taktovací frekvencí ze zdroje 26 taktovacího signálu, tak mohou mít přesně stejné výstupní frekvence s přesně definovanými fázovými rozdíly, nebo roz15 dílné výstupní frekvence s přesně definovanými frekvenčními rozdíly.As already mentioned, the basis of the proposed solution is a set of DDS generators consisting of the first to fourth DDS generators 17, 18, 19, and 20, whose output frequency is set by the input digital data of the control unit 25. Because these DDS generators 17, 18, 19 and 20, in addition, are synchronized by a common clock frequency from the clock signal source 26, so that they may have exactly the same output frequencies with precisely defined phase differences, or 15 sub-output frequencies with precisely defined frequency differences.
Navržený radarový senzor používá pro generování širokopásmového signálu metodu „frequency hopping“, kdy vysílaný signál v čase skokově mění velmi rychle svoji frekvenci. Pro vygenerování takového signálu se používá mikrovlnný oscilátor I s konstantní velmi vysokou frekvencí, první generátor DOS 17, který ve skocích mění svoji výstupní frekvenci, a upkonvertor 4.The proposed radar sensor uses the frequency hopping method to generate a broadband signal, where the transmitted signal changes its frequency very quickly in time. To generate such a signal, a very high frequency microwave oscillator I is used, the first DOS generator 17 to change its output frequency in jumps, and an upconverter 4.
Signál s konstantní střední frekvencí vysílaného frekvenčního pásma /, je generován mikrovlnným oscilátorem 1. Zesilovač z odděluje mikrovlnný oscilátor 1 od navazujících obvodů a spolu s prvním děličem 3 zajišťuje výkonové úrovně potřebné pro vybuzení vstupu LO upkon25 vertoru 4 a prvního a druhého vysokofrekvenčního směšovače 111 a 112 v obvodu IRM. První generátor DDS 17 generuje sadu frekvencí/, které se skokově mění v rozsahu //až/,. Při použití navrženého řešení je frekvenční rozsah/ omezen dominantně jen možnostmi vlastních generátorů DOS. V současné době jsou k dispozici generátory DSS s horní frekvencí / do 400 MHz, je však avizován generátor DOS použitelný až do 1000 MHz. Dolní frekvence/je omezena použitou mezifrekvenční frekvencí popřípadě spodní frekvencí třetího děliče 16. Při použití « 10 MHz by vhodná hodnota/ mohla být 20 MHz afh 400 MHz. To je oproti stávajícímu dosažitelnému stavu £& = 100 MHz a/^ = 300 MHz zásadní rozšíření možné šířky pásma měřicích frekvencí. Přitom snově vyvíjenými obvody DDS může fh být až 1000 MHz. Stávající řešení je omezeno typicky do 300 MHz bez možnosti rozšíření v budoucnosti.The constant center frequency signal of the transmitted frequency band is generated by the microwave oscillator 1. The amplifier z separates the microwave oscillator 1 from the downstream circuits and together with the first divider 3 provides the power levels needed to excite the LO input upcon25 of the vertor 4 and the first and second high frequency mixers 111 and 112 in the IRM circuit. The first DDS generator 17 generates a set of frequencies /, which changes in a step range from // to /,. When using the proposed solution, the frequency range is limited only by the possibilities of own DOS generators. Currently, DSS generators with upper frequency / up to 400 MHz are available, but a DOS generator up to 1000 MHz is announced. The lower frequency / is limited by the used intermediate frequency or the lower frequency of the third splitter 16. When using < 10 MHz, a suitable value / could be 20 MHz and 400 MHz. This is a fundamental extension of the possible bandwidth of the measuring frequencies compared to the current attainable state of σ & = 100 MHz and / = = 300 MHz. At the same time, the dreamlike DDS circuits can be up to 1000 MHz. The current solution is typically limited to 300 MHz without future expansion.
Upkonvertor 4 směšuje střední frekvenci// s frekvencemi / a výsledný signál na výstupu upkonvertoru 4 obsahuje dolní postranní pásmo/ -/ určitou zbytkovou úroveň střední frekvence/ a horní postranní pásmo/j/. Výstupní spektrum obsahuje dvě frekvenční pásma vzdálená od sebe 2/, přičemž efektivní hodnota pásma měřicích frekvencí je Bev = 2 (f2^--/2^)· Čím vyšší hodnotyThe converter 4 mixes the center frequency // with the frequencies / and the resulting signal at the output of the converter 4 comprises a lower sideband (-) a certain residual center frequency level / and an upper sideband (j). The output spectrum contains two frequency bands spaced 2 /, where the effective value of the measuring frequency band is B ev = 2 (f2 ^ - / 2 ^) · The higher the values
Bev je možné dosáhnout, tím je vyšší pravděpodobnost toho, že měřicí signál pokryje vedle minimB ev can be achieved, the higher the probability that the measurement signal will cover next to the minima
RCS i více maxim a bude zajištěna velmi dobrá „viditelnost“ jakéhokoliv typu střely. Hodnota Bev pro stávající řešení je 400 MHz, nově navržená verze poskytuje se stávajícími generátory DDS 17, 18, 19 a 20 hodnotu Bev = 760 MHz, s novými pak bude velmi pravděpodobně možné realizovat radarové senzory s hodnotou B„ až 1960 MHz.RCS and more maxima and will ensure very good "visibility" of any type of missile. The B ev value for the existing solution is 400 MHz, the newly designed version provides with the existing DDS generators 17, 18, 19 and 20 a B ev value of 760 MHz, with the new ones it will very likely be possible to realize radar sensors with B value up to 1960 MHz.
Širokopásmový signál je filtrován filtrem 5 typu pásmová propust, zesílen výkonovým zesilovačem 6 a vyslán vysílací anténou 7LThe broadband signal is filtered by a band-pass filter 5, amplified by a power amplifier 6, and transmitted by a transmitting antenna 7L
Signál odražený od cíle je přijat přijímací anténou 72, zesílen nízkošumovým předzesilovačem 8 a je přiveden na vstup obvodu typu IRM (Image Reject Mixer). Úkolem tohoto obvodu je směšovat přijatý signál až na úroveň základního pásma takovým způsobem, aby došlo k oddělení dolního postranního pásmaa horního postranního pásma /hhpp· Obvod IRM obsahuje vstupní dělič 9, který rozdělí vstupní signál do dvou větví s fázovým posuvem 0° mezi výstupy. Rozdělené signály jsou ve dvou shodných vysokofrekvenčních směšovačích a to v prvním vyso55 kofrekvenčním směšovací 111 a ve druhém vysokofrekvenčním směšovači 112 směšovány seThe signal reflected from the target is received by the receiving antenna 72, amplified by the low-noise preamplifier 8, and applied to the IRM (Image Reject Mixer) input. The purpose of this circuit is to mix the received signal up to baseband level in such a way as to separate the lower sideband from the upper sideband / hhpp. The IRM circuit includes an input divider 9 that splits the input signal into two branches with a 0 ° phase shift between outputs. The split signals are mixed in two identical high-frequency mixers, in the first high-frequency mixer 111 and in the second high-frequency mixer 112,
-5 CZ 301898 B6 střední frekvencí Signály pro buzení LO vstupů, což jsou vstupy místního oscilátoru těchto vysokofrekvenčních směšovačů 111 a 112, jsou získány z jednoho z výstupů prvního děliče 3, a to rozdělením druhým děličem 10, přičemž tento druhý dělič 10 má fázový rozdíl 90° mezi svými výstupy. Produkty směšování jsou přivedeny na vstup dvojice shodných obvodů 1. mezifrekvence, a to prvního obvodu první mezifrekvence 121 a druhého obvodu první mezifrekvence 122, přičemž tyto obvody obsahují filtry typu pásmová propust a většinou i mezi frekvenční zesilovače s pracovním propustným pásmem f2d až/7Λ.The signals for generating the LO inputs, which are the local oscillator inputs of these high-frequency mixers 111 and 112, are obtained from one of the outputs of the first divider 3 by splitting the second divider 10, the second divider 10 having a phase difference 90 ° between their outlets. The mixing products are fed to a pair of identical 1 st intermediate circuits, the first 1 st intermediate circuit 121 and the second 1 st intermediate circuit 122, which include band-pass filters and, in most cases, frequency amplifiers with a working pass band f 2d to / 7Λ .
Signály z výstupů prvního a druhého obvodu první mezifrekvence 121 a 122 jsou přivedeny na vstupy dvojice shodných mezi frekvenčních směšovačů, a to prvního mezifrekvenčního směšovače 131 a druhého mezifrekvenčního směšovače 132. Jejich úkolem je konvertovat frekvenčně skákající signály z pásma f2({ až f2h na pevnou frekvenci f2k, kde je zapojena dvojice vysoce selektivních obvodů druhé mezifrekvence, a to první obvod druhé mezifrekvence 141 a druhý obvod druhé mezifrekvence 142. Aby bylo možné takovou konverzi uskutečnit, musí být vstupy místního oscilátoru prvního mezifrekvenčního směšovače 131 a druhého mezifrekvenčního směšovače 132 buzeny silným signálem se skokově proměnnými frekvencemi f2x, přičemž platí:The signals from the outputs of the first and second circuits of the first intermediate frequencies 121 and 122 are applied to the inputs of a pair of frequency mixers, namely the first intermediate mixer 131 and the second intermediate mixer 132. Their task is to convert frequency hopping signals from f2 ({ to f 2h) at a fixed frequency f 2k where a pair of highly selective circuits of the second intermediate frequency, namely the first circuit of the second intermediate frequency 141 and the second circuit of the second intermediate frequency 142, is connected. 132 excited by a strong signal with step-changing frequencies f 2x , where:
A =fl —flkA = fl — flk
Signál s frekvencí f2, je generován druhým generátorem DDS 18, přičemž tento druhý generátor ODS 18 sdílí s ostatními generátory DOS 17,19, 20 stejný zdroj 26 taktovacího signálu a společnou řídicí jednotku 25, kterou zde je řídicí počítač. Proto je možné přesně splnit výše uvedenou podmínku pro f2x. Výstupní signál druhého generátoru DDS 18 je rozbočen pro dva vstupy shodných mezi frekvenčních směšovačů, a to prvního mezifrekvenčního směšovače 131 a druhého mezifrekvenčního směšovače 132 pomocí třetího děliče 16, přičemž tento třetí dělič 16 dělí vstupní signál s fázovým posuvem 0° mezi výstupy. Dosažitelná šířka pásma takového děliče je 10 MHz až 3000 MHz, takže neomezuje dosažitelnou šířku pásma senzoru. Shodný první a druhý obvod druhé mezifrekvence 141 a 142 pracují na frekvenci f2k a mají takovou šířku pásma Βμϊ2 a selektivitu, aby propustily dopplerovsky posunuté signály a co nejvíce potlačily všechny ostatní signály.The signal with frequency f 2 is generated by the second generator the DDS 18, wherein the second generator ODS 18 shares with other generators DOS 17.19, 20 26, the same source clock signal and the common control unit 25 that there is a control computer. Therefore, it is possible to exactly meet the above condition for f 2x . The output signal of the second DDS generator 18 is split for two inputs identical between the frequency mixers, the first intermediate mixer 131 and the second intermediate mixer 132 by a third splitter 16, the third splitter 16 dividing the input signal with a 0 ° phase shift between the outputs. The available bandwidth of such a splitter is 10 MHz to 3000 MHz, so it does not limit the available bandwidth of the sensor. The same first and second circuits of the second intermediate frequencies 141 and 142 operate at a frequency f 2 k and have a bandwidth Βμϊ2 and selectivity to pass the doppler shifted signals and suppress all other signals as much as possible.
VlVl
Součástí prvního obvodu druhé mezifrekvence 141 a druhého obvodu druhé mezifrekvence 142 mohou být i mez i frekvenční zesilovače. Výstupní filtrované signály z obvodů prvního a druhého obvodu druhé mezifrekvence 141 a 142 jsou dvojicí shodných směšovačů, a to prvním směšovačem 151 s konverzí do základního pásma a druhým směšovačem 152 s konverzí do základního pásma konvertovány do základního pásma. Aby bylo možné takovou konverzi uskutečnit, musí být vstupy LO místního oscilátoru těchto směšovačů 151 a 152 s konverzí do základního pásma buzeny silným signálem s frekvencí f2k. Pro funkci radarového senzoru je důležité, aby byl fázový posuv mezi signály místních oscilátorů prvního směšovače 151 s konverzí do základního pásma a druhého směšovače 152 s konverzí do základního pásma co nej přesněji 90°. V daném širokopásmovém řešení je použita dvojice třetího generátoru DDS 19 a čtvrtého generátoru DDS 20 s tím, že přesné frekvence f2k a fázového posuvu 90° je dosaženo jejich napojením na společný zdroj 26 taktovacího signálu a společnou řídicí jednotku 25.The first circuit of the second intermediate frequency 141 and the second circuit of the second intermediate frequency 142 may also include a frequency amplifier. The output filtered signals from the first and second circuits of the second intermediate frequencies 141 and 142 are a pair of equal mixers, the first baseband mixer 151 and the second baseband conversion mixer 152, converted to baseband. In order to effect such a conversion, the local oscillator inputs L0 of these baseband mixers 151 and 152 must be driven by a strong signal at a frequency of 2k . For the radar sensor to function, it is important that the phase shift between the local oscillator signals of the first baseband conversion mixer 151 and the second baseband conversion mixer 152 is as accurate as 90 °. In this broadband solution, a pair of third generator DDS 19 and fourth generator DDS 20 is used, with the exact frequency f 2k and phase shift 90 ° being achieved by connecting them to a common clock source 26 and a common control unit 25.
Výstupní signály prvního směšovače 151 s konverzí do základního pásma a druhého směšovače 152 s konverzí do základního pásma jsou přivedeny na vstupy prvního nízkofrekvenčního obvodu 211 a druhého nízkofrekvenčního obvodu 212, které obvody obsahují filtry typu dolní propust s mezní frekvencí fi)pm, filtry typu horní propust s mezní frekvencí fHpm a nízkofrekvenční zesilovače, kde:The output signals of the first mixer 151 with the conversion to baseband and second mixer 152 with the conversion to baseband are applied to the inputs of the first low frequency circuit 211 and second low frequency circuit 212, which circuits include filters, lowpass filter with a cutoff frequency fi) p m, type filters high pass filter with cut-off frequency f H p m and low-frequency amplifiers, where:
-6CZ 301898 B6-6GB 301898 B6
Výstupní signály z prvního nízkofrekvenčního obvodu 211 a druhého nízkofrekvenčního obvodu 212 jsou přivedeny na vstupy obvodu 23 digitálního zpracování propojeného s řídicí jednotkouOutput signals from the first low frequency circuit 211 and the second low frequency circuit 212 are applied to the inputs of the digital processing circuit 23 connected to the control unit.
25. Obvod 23 digitálního zpracování bývá typicky realizován signálovým procesorem (DSPDigital Signál Procesor) nebo hradlovým polem. V obou případech jsou na vstupech převodníky analog-digitál (A/D), které signály z výstupů prvního nízkofrekvenčního obvodu 211 a druhého nízkofrekvenčního obvodu 212 navzorkují se vzorkovací frekvencí vyšší než 2fDPm a převedou do digitálního vyjádření. Pro funkci radarového senzoru je velmi důležité i další digitální zpracovalo ní. Pro získání signálů, odpovídajících doppterovskému posuvu horního postranního pásma je v digitálních odvodech radarového senzoru nutné realizovat jednoduché matematické operace: UDHPP = M21l + U212 UDDPP = W211 “U212The digital processing circuitry 23 is typically implemented by a signal processor (DSPDigital Signal Processor) or a gate array. In both cases, analog-to-digital (A / D) converters are input, which signals from the outputs of the first low-frequency circuit 211 and the second low-frequency circuit 212 are sampled at a sampling frequency of greater than 2f DPm and converted into digital expression. Other digital processing is also very important for the radar sensor function. In order to obtain signals corresponding to the Doppter shift of the upper sideband, simple mathematical operations must be carried out in the digital outputs of the radar sensor: U DHPP = M 21l + U 212 U DDPP = W 211 " U 212
Napětí odpovídající dopplerovsky posunutým signálům horního postranního pásma je v digitální formě získáno součtem napětí «211 na výstupu prvního nízkofrekvenčního obvodu 211 a napětí «212 na výstupu druhého nízkofrekvenčního obvodu 212. Napětí odpovídající dopplerovsky posunutým signálům dolního postranního pásma je v digitální formě získáno rozdílem napětí w2n na výstupu prvního nízkofrekvenčního obvodu 211 a napětí u2i2 na výstupu druhého nízkofrekvenč20 ního obvodu 212.The voltage corresponding to the doppler shifted upper sideband signals is obtained in digital form by summing the voltage 211 211 at the output of the first low frequency circuit 211 and the voltage 212 212 at the output of the second low-frequency circuit 212. The voltage corresponding to the doppler shifted lower sideband signals is obtained 2 n at the output of the first low-frequency circuit 211 and a voltage u 2 12 at the output of the second low-frequency circuit 212.
Průmyslová využitelnostIndustrial applicability
Širokopásmový radarový senzor lze použít v systémech aktivní ochrany bojových vozidel a objektů, a to pro detekci a měření ohrožujících protipancéřových střel. Signály z výstupů senzoru jsou po zpracování nízkofrekvenčními nebo digitálními obvody schopné aktivovat odpálení protistřely.A broadband radar sensor can be used in active defense systems for combat vehicles and objects to detect and measure threatening armor-piercing missiles. The signals from the sensor outputs are capable of firing counter-missiles after processing by low-frequency or digital circuits.
Claims (2)
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CZ20090079A CZ200979A3 (en) | 2009-02-11 | 2009-02-11 | Radar sensor with great wideband and high suppression of parasitic signals |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CZ20090079A CZ200979A3 (en) | 2009-02-11 | 2009-02-11 | Radar sensor with great wideband and high suppression of parasitic signals |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CZ301898B6 true CZ301898B6 (en) | 2010-07-21 |
| CZ200979A3 CZ200979A3 (en) | 2010-07-21 |
Family
ID=42338100
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CZ20090079A CZ200979A3 (en) | 2009-02-11 | 2009-02-11 | Radar sensor with great wideband and high suppression of parasitic signals |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CZ (1) | CZ200979A3 (en) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CZ303331B6 (en) * | 2011-05-25 | 2012-08-01 | Ceské vysoké ucení technické v Praze Fakulta elektrotechnická | Microwave system for detecting, localizing and identifying endangering projectiles |
| CZ303745B6 (en) * | 2011-11-14 | 2013-04-17 | Ceské vysoké ucení technické v Praze Fakulta elektrotechnická | Radar sensor with transmitted continuous wave with additional functions |
| CZ305095B6 (en) * | 2013-09-18 | 2015-04-29 | České Vysoké Učení Technické V Praze, Fakulta Elektrotechnická | Microwave system with extended capability to detect, identify and localize moving targets |
| CN110045341A (en) * | 2019-02-28 | 2019-07-23 | 西南电子技术研究所（中国电子科技集团公司第十研究所） | Radar altimeter low interception performance test method |
Citations (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB1082406A (en) * | 1964-08-28 | 1967-09-06 | Babcock Electronics Corp | Double sideband-suppressed carrier doppler distance measuring system |
| US4217585A (en) * | 1978-11-09 | 1980-08-12 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Army | Dual frequency Doppler radar |
| US4388622A (en) * | 1981-04-15 | 1983-06-14 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Army | Double sideband linear frequency modulation system for radar applications |
| US4788547A (en) * | 1972-10-17 | 1988-11-29 | The Marconi Company Limited | Static-split tracking radar systems |
| US5376939A (en) * | 1993-06-21 | 1994-12-27 | Martin Marietta Corporation | Dual-frequency, complementary-sequence pulse radar |
| US5999119A (en) * | 1996-12-18 | 1999-12-07 | Raytheon Company | CW radar range measuring system with improved range resolution |
| RU2156943C1 (en) * | 1999-02-04 | 2000-09-27 | ГУП "Конструкторское бюро приборостроения" | Antiaircraft missile-gun combat vehicle |
| US7002511B1 (en) * | 2005-03-02 | 2006-02-21 | Xytrans, Inc. | Millimeter wave pulsed radar system |
| US7277046B2 (en) * | 2005-07-08 | 2007-10-02 | Raytheon Company | Single transmit multi-receiver modulation radar, multi-modulation receiver and method |
| CZ18758U1 (en) * | 2008-05-23 | 2008-07-24 | Ceské vysoké ucení technické v Praze | Wideband radar sensor for detecting and measuring armor-piercing shells |
-
2009
- 2009-02-11 CZ CZ20090079A patent/CZ200979A3/en not_active IP Right Cessation
Patent Citations (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB1082406A (en) * | 1964-08-28 | 1967-09-06 | Babcock Electronics Corp | Double sideband-suppressed carrier doppler distance measuring system |
| US4788547A (en) * | 1972-10-17 | 1988-11-29 | The Marconi Company Limited | Static-split tracking radar systems |
| US4217585A (en) * | 1978-11-09 | 1980-08-12 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Army | Dual frequency Doppler radar |
| US4388622A (en) * | 1981-04-15 | 1983-06-14 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Army | Double sideband linear frequency modulation system for radar applications |
| US5376939A (en) * | 1993-06-21 | 1994-12-27 | Martin Marietta Corporation | Dual-frequency, complementary-sequence pulse radar |
| US5999119A (en) * | 1996-12-18 | 1999-12-07 | Raytheon Company | CW radar range measuring system with improved range resolution |
| RU2156943C1 (en) * | 1999-02-04 | 2000-09-27 | ГУП "Конструкторское бюро приборостроения" | Antiaircraft missile-gun combat vehicle |
| US7002511B1 (en) * | 2005-03-02 | 2006-02-21 | Xytrans, Inc. | Millimeter wave pulsed radar system |
| US7277046B2 (en) * | 2005-07-08 | 2007-10-02 | Raytheon Company | Single transmit multi-receiver modulation radar, multi-modulation receiver and method |
| CZ18758U1 (en) * | 2008-05-23 | 2008-07-24 | Ceské vysoké ucení technické v Praze | Wideband radar sensor for detecting and measuring armor-piercing shells |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CZ303331B6 (en) * | 2011-05-25 | 2012-08-01 | Ceské vysoké ucení technické v Praze Fakulta elektrotechnická | Microwave system for detecting, localizing and identifying endangering projectiles |
| CZ303745B6 (en) * | 2011-11-14 | 2013-04-17 | Ceské vysoké ucení technické v Praze Fakulta elektrotechnická | Radar sensor with transmitted continuous wave with additional functions |
| CZ305095B6 (en) * | 2013-09-18 | 2015-04-29 | České Vysoké Učení Technické V Praze, Fakulta Elektrotechnická | Microwave system with extended capability to detect, identify and localize moving targets |
| CN110045341A (en) * | 2019-02-28 | 2019-07-23 | 西南电子技术研究所（中国电子科技集团公司第十研究所） | Radar altimeter low interception performance test method |
| CN110045341B (en) * | 2019-02-28 | 2022-06-14 | 西南电子技术研究所（中国电子科技集团公司第十研究所） | Method for testing low interception performance of radar altimeter |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CZ200979A3 (en) | 2010-07-21 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| Spezio | Electronic warfare systems | |
| EP2472283B1 (en) | Single channel semi-active radar seeker | |
| CZ301898B6 (en) | Radar sensor with great wideband and high suppression of parasitic signals | |
| AU2011234249B2 (en) | System for the detection of incoming munitions | |
| KR102132453B1 (en) | Seeker Including Divider and Filter Bank | |
| Fuller | To see and not be seen | |
| US7417582B2 (en) | System and method for triggering an explosive device | |
| Shoykhetbrod et al. | A scanning FMCW-radar system for the detection of fast moving objects | |
| Harman | A comparison of staring radars with scanning radars for UAV detection: Introducing the Alarm™ staring radar | |
| US6806823B1 (en) | Passive radar detector for dualizing missile seeker capability | |
| Kuschel | VHF/UHF radar. Part 2: Operational aspects and applications | |
| KR101502399B1 (en) | Deception signal processing apparatus by using simulated radar signal and method thereof | |
| O'Hagan et al. | A passive/active dual mode radar concept | |
| CZ300902B6 (en) | Wideband radar sensor for detecting and measuring armor-piercing shells | |
| CZ19454U1 (en) | Radar sensor with great wideband and high suppression of parasitic signals | |
| Tang et al. | Techniques and System Design of Radar Active Jamming | |
| US20240280668A1 (en) | A drone detection device and method thereof | |
| CZ18758U1 (en) | Wideband radar sensor for detecting and measuring armor-piercing shells | |
| CZ305095B6 (en) | Microwave system with extended capability to detect, identify and localize moving targets | |
| Hudec et al. | Microwave radar sensors for active defense systems | |
| Kassotakis | Modern radar techniques for air surveillance & defense | |
| Fan et al. | Anti-ARM technique: feature analysis of ARM warning radar | |
| GB2333198A (en) | Threat detection radar | |
| Jianlu et al. | Response analysis of monopulse radar under retrodirective and non-retrodirective cross-eye jamming | |
| Jenik et al. | Microwave Doppler radar sensor with enhanced immunity against interferences |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| MM4A | Patent lapsed due to non-payment of fee |
Effective date: 20180211 |