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CN87102279A - 自适应盲均衡方法与装置 - Google Patents

自适应盲均衡方法与装置 Download PDF

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CN87102279A
CN87102279A CN87102279.6A CN87102279A CN87102279A CN 87102279 A CN87102279 A CN 87102279A CN 87102279 A CN87102279 A CN 87102279A CN 87102279 A CN87102279 A CN 87102279A
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CN
China
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blind equalization
multiplier
signal
adaptive blind
symbol
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Withdrawn
Application number
CN87102279.6A
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CN1010733B (zh
Inventor
乔吉奥·皮奇
吉安卡尔罗·普拉蒂
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Gte Telecommicazioni SA
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Gte Telecommicazioni SA
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Application filed by Gte Telecommicazioni SA filed Critical Gte Telecommicazioni SA
Publication of CN87102279A publication Critical patent/CN87102279A/zh
Publication of CN1010733B publication Critical patent/CN1010733B/zh
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    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L25/03012—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain
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  • Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Abstract

本方法和装置在收敛相位和稳态相位中采用自决定，能在收敛相位中得到理想平滑的自适应，在稳态相位中得到低的自决定符号的误概率。采用自决定误差ên和参考误差n，可借助于自决定误差极性符号与参考误差极性符号的比较，构成能说明何时允许和停止自适应的二进制应答函数fn。该函数基于以下发现：当前次误差的极性符号相等时，在符号群集的平面上的某些区中存在自决定误差的极性符号与未知的实际误差极性符号相等的高概率。

Description

自适应盲均衡方法与装置
本发明涉及数字传输领域，具体涉及在时变、未知特性的传输信道上传送的、按符号编成电信号的接收中采用的自适应盲均衡方法。利用一个收信装置进行所述的接收，该装置包括一个带自适应参数的滤波器(其输出为信号样值)、一个决定元件(它为每个信号样值规定一个符号)和一个控制装置(它根据接收信号的引导矢量、信号样值和决定符号调整滤波器的自适应参量，直到到达符号间干扰最小的最佳状态时为止。
在同步数据传输系统中，由于传输信道频率响应不理想，每一发送符号与其它符号相干扰而产生符号间干扰。为减小这种符号间的干扰，该系统通常装备均衡器(见Lucky R.W.，“Automatic equalization for digitalcommunication”，Bell Syst.Tech.J，1965，44，第574～588页)。
这种称为横向均衡的均衡器可通过如下方法来实现：用一个延时元件链，在每个延时元件的输出端都装一个可变增益放大器(抽头增益)，然后将这些抽头增益相加就得到了可表示传输符号的信号样值。然后把信号样值送到一个决定元件，其输出就是已决定信号。假如没有差错，这个最后的信号应等于传送的传输信道上的信号。
通过适当选择延时元件及抽头增益，横向均衡器可以按照给定的标准减小符号间的干扰。某些类型称为自适应均衡的均衡器具有自动抽头增益控制及调整系统。在这些均衡器中，以任意初始抽头增益值开始(它可能远离最佳值)，这些值可以由传输信道特性的慢变化来重复修正，最后达到最佳值并保持下去。
为使符号间干扰减到最小，许多自适应(自学)均衡系统采用如下准则：通过梯度估算法，使决定之前的均衡器输出信号样值与相应的传输信号间的均方误差(MSE)达到最小。对一给定的传输信道，均方误差是抽头增益的二次函数。根据输入序列、输出序列及一个传输参考序列，进行梯度估算，并按与所估算梯度相反方向对增益进行修正，使均方误差最小。
更具体地说，从任意的抽头增益值开始，将明显地发现传输参考符号与均衡器输出的信号样值间的差值。将这些差值与均衡器输入端呈现的信号相组合，以得到最小的均方误差的方式调整抽头增益。可以证明均方误差最小的抽头增益的组合配置是存在的，但也是唯一的(见GershoA..“Adaptive equalizationof highly dispersive channels for datatransmission”，Bell system TechnicalJournal 1969，48，第55-70页)。
当达到最佳组合配置时，收信器决定元件的输出，即自决定符号，在很高的概率上是正确的，并可代替参考符号，来得到用于自适应算法的误差当前值。因而，对自适应均衡器的基本假定是：自适应均衡器的当前输出样值要与相应的传输符号相比较，而后者必须予先已知。若在传输期间信道特性发生变化，则自决定符号可能变得不正确，均衡器不能使其抽头增益再组合达到新的最佳值。在这种情况下，为了在收信器的输出端得到可靠的自决定符号，上述的起始工作过程必须花费相当长的时间反复进行。
为弥补这种严重的缺点，已经提出了几种自学或自适应盲均衡方法，即不需要使用予定的参考符号序列就能收敛到有限畸变的组合配置。(见Y.Sato，“A method of self-recovering equalization for multilevelamplitude-modulation system”，IEEETransaction on Communication VolCOM-23，N.6，第679-682页，1975年6月；D.N.Godanl，“self-recoveringequalization and carrier tracking intwo-dimensional datacommunication system”IEEE Transaction on Communication，Vol.COM-28，No11，第1867-1875页，1980年11月；A、Benveniste和M.Goursat，“Blind equalizers”，IEEE Transaction onCommunication，Vol.GOM-32.N.8第871-883页，1984年8月)。
盲收敛法的另一益处是它不需要予先进行载波相位恢复，这种恢复可在盲收敛期间，(甚至在该期间决定符号大都不正确的情况下)实现。
为减小符号间干扰，这些方法使用一个与用于自学均衡器的均方误差函数不同的新非凸估价函数(New non-convexcost function)。业已证明，在差条件下这些估价函数足以很好地表现出符号间干扰的特征，并可在不知传输数据的情况下，用本地生成的控制信号使这些估价函数任意减小。
但是，所述自适应盲均衡方法并非完全令人满意，因为它们的收敛不平滑，特别是因为在操作状态下它们保持非常高的、误差信号的、残余变化。也就是说，它们不能达到最小的符号间干扰点，而是在该最小点附近不断摆动。这就导致在工作状态下操作。这就是说，实际上在整个操作时间内，这是不能完全接受的。
为此，本发明的目的是克服上述缺点并提出一种自适应均衡方法和装置，这种方法和装置在收敛的相位中不必予先知道传送的符号，因而它是盲目的，在操作条件下，它可保证自决定符号具有低的差错概率，并且可在最小符号间干扰的条件下稳定操作。
在两种上述相位中，通过使用不管是正确的、还是不提供满足特定的可靠性标准的自决定符号，可迭代地使均方误差估价函数(mean square error cost function)最小化。若满足可靠性标准，自决定符号可用于自适应过程，否则，在该次迭代中就停止自适应。换句话说，就是建立一个二进制的“应答”函数(binary“consent”fuction)，它可取值0或1，它可以告诉均衡器输出端的信号样值与相应的自决定符号间的差值能否用于自决定算法，或者该算法是否应在该次送代中停止。例如，在有两个正交载波的调制系统中，二进制的应答函数可用两个轴计算。
该二进制应答函数的取值是通过将信号样值与相应的自决定符号间的误差的极性符号与一参考误差的极性符号的比较得到的。每一个半轴的参考误差是由均衡器输出端的信号样值与符号群集的参考平面的每一个半轴上所选的一个参考值间的差值得出的。如果这两个误差的极性符号相同，则二进制应答函数取值为1，并可进行自适应，但是如果它们极性符号相异，则它取值为0，并使该次迭代的自适应停止。
本方法是基于如下发现：如果适当选择轴参考值，当事件“自决定误差与参考误差具有相同极性符号”发生时，事件“自决定误差与真实误差(未知的)也具有相同的极性符号”的条件概率比同一事件的无条件概率高。这就使系统可在不知被传送的信号因而也不知道真正误差值的情况下收敛到最小符号间干扰状态，并且在操作状态下降低了决定符号的差错概率。
本盲均衡法的另一益处是：其载波相位恢复比常规的盲均衡方法要快。用常规方法，在传输信道变化时，虽然载波同步丢失，但符号的传送仍在继续，这就使均衡器在某一点上重新接入。只有在未均衡信道改善到接收数据能进行正确决定时，均衡器才能再起作用，并使载波同步恢复。在本方法中，只要信道改善到足以启动盲收敛程序，尽管很多初始抽头增益的值还很差，因而许多接收符号的决定还是不正确的，它就可立即恢复载波同步。这意味着，载波同步丢失与恢复的条件几乎是相同的，并且发生在同样的传输信道条件下，与公知的方法相对照，为了恢复载波同步，用公知方法必须要等待传输信道质量改善才行。
为实现所述目的，本发明具有达到其目的的自适应盲均衡方法，该方法接收编成的符号的、在时变、未知特殊的传输信道上传送的、造成符号间干扰的电信号，用一个收信装置进行上述接收，该装置包括一个自适应参量的、其输出端有许多信号样值的滤波器和一个能给每一信号样值都规定一个符号的决定元件以及一个控制装置，该控制装置根据已接收信号的引导矢量、信号样值和决定符号。调整滤波器的自适应参量，直到达到符号间干扰最小的最佳组合配置时为止。其中，给出最小的符号间干扰的滤波器参量的最佳组合配置是这样得到的：它在不知实际传输符号的情况下，从滤波器输出端得到信号样值中，通过决定元件的自决定符号使估价函数最小。
本发明的其它目的和益处可从下面的详细说明及作为说明性而无限定性的实例的附图将会一目了然，其中：
图l示出了体现本发明目的的自适应盲均衡法的一种装置的方框图。
图2示出了图1所示的控制装置的方框图。
图3a和3b示出了复平面一个轴上符号群集图。
参看图1，可看到前馈均衡块1，决定反馈均衡块2，加法块3，决定块4，控制块5，自动增益控制块(AGC，块)6及载波相位恢复块7。前馈均衡块1、决定反馈均衡块2、加法块3及决定块4是公知的，不再赘述。载波相位恢复块7使压控振荡器(V，CO)本地产生的正弦波的相位尽可能地保持与接收载波的相位一致。自动增益控制块6使其输出信号的幅度保持在一稳定电平上。控制装置5(将在下文详细说明)的目的是以这样的方式即根据所选择的估价函数，使下述各值都达到最佳值的方式，调整AGC块6的增益Gn、VGO产生的波形的相位值n以及前馈均衡块1和决定反馈均衡块2的抽头增益Cn和gn。如上所述，本方法所选择的估价函数是均方误差的。
图2示出了图1的控制装置5，该装置包括一个比如用运算放大器实现的加法器10，其反相输入端输入一个复自决定 a ^ n = a ^ n , R + j a ^ n , I , 其正相输入端输入尸个复信号样值(它们呈现在均衡块1及2的输出端)Zn=Zn，R+jZn，I，加法器10的输出是复自决定误差样值 e ^ n = e ^ n , R + j e ^ n , I 。该复信号样值Zn的实数部分Zn，R送到加法器11的正相输入端及极性符号计算块12，而该信号的虚数部分Zn，I送到加法器13的正相输入端及极性符号计算块14。加法器11和13用与加法器10相同的方法实现，极性符号计算块12及14可用无反馈的运算放大器实现，它作为一个高增益放大器，它的一个输入端输入要计算极性符号的信号，其另一输入端接固定的参考电压，这样在它的输出端上将有二种信号(即+V或-V)，表示输入幅度的极性符号。该极性符号经二个乘法器15和16与块17产生的实量βn相乘。乘法器15和16是具有四个有源或无源象限的模拟乘法器，而实数值βn的取得是通过把乘法器的一个输入置于参考电压来得到的。乘法器15和16的输出信号分别送到加法器11和13的反相输入端。加法器11和13的输出信号送到与块12和14的相同方法实现的两个极性符号计算块18和19。块18和19的输出信号送到两个与乘法器15和16的相同方法实现的乘法器20和21。自决定误差
Figure A8710227900171
的复样值的实数部分
Figure A8710227900172
，R送到极性符号计算块22和乘法器23，而该误差的虚数部分
Figure A8710227900173
，I送到极性符号计算块24和乘法器25。极性符号计算块22和24以与块12和14相同的方法来实现，而乘法器23和25以与乘法器15和16的相同方法来实现。块22和24的输出信号分别送到乘法器20和21。
乘法器20的输出信号送到决定块26，而乘法器21的输出信号送到决定块27。决定块26和27可用这样的开关电路来实现，即该开关电路由一个输入信号这样驱动：当上述信号为正时，其输出电压是+V，当它是负时，输出电压是零伏，决定块26和27的输出分别送到乘法器23和25。
乘法器23的输出和乘法器25的输出送到乘法块28、29、30。
还向由N个并行乘法器构成的乘法块28，输入这个输入信号的一个复向量的N个样值，它们也称为引导向量， X n＝ X n，R+j X n，I。乘法块28的输出信号送到由N个放大器组成的能使输入端呈现的所有样值放大α倍放大块31。放大后的N个复样值还送到与加法器10相似的N个加法器组成的加法块32的反相输入端，在其正相输入端输入在前面迭代中累加的N个复样值，这些样值存贮在例如由N个电容器组成的存贮块33内。
块32和33构成一累加器，它的输出信号去更新前馈均衡块1的抽头增益值 G n。
L个自决定复符号向量 a - ^ n - 1 = a ^ n - 1 , R + j a ^ n - 1 , I 输入到由L个乘法器构成的乘法块29，该向量将在下文定义。乘法块29的输出信号送到由L个放大器组成，能将所有输入信号放大γ倍的放大块34。放大后的L个信号然后通过与输入信号样值 X n所用的相拟的累加器电路(图中没有画出)，去更新决定反馈均衡块2的抽头增益值 g n。
均衡块1和2的输出端的复信号样值Zn=Zn，R+jZn，I还输入到由单一乘法器构成的放大块30。放大块30的输出信号送到实数部分分离块35和虚数部分分离块36。块35的输出送到能使输入信号放大μR倍的放大器37。该放大后的信号然后通过类似于输入信号样值 X n所用的累加器电路(图中未画出)，去更新自动增益控制块6的增益值Gn。块36的输出送到能把其输入信号放大μI倍的放大器38。该放大后的信号然后通过与上述输入信号样值X n所述的类似的累加器电路(图中没说明)去更新本地振荡块7的相位值n。
由于它们必须以复信号(即由实数部分和虚数部分组成)工作，所以乘法器10、28、29、30以及加法器32实际上是双乘法器和和双加法。
刚说的控制装置5适用于模拟信号。如果信号是数字的(即由K位二进制数表示)，则加法器10、11、13、32可用二进制加法器实现，乘法器15、16、23、25、28、29、30可用二进制乘法器实现，乘法器20和21用复用器实现，极性符号计算块12、14、18、19、22、24、可用K位信号的最高有效位来代替，决定块26和27可以取消，放大块31、34、37、38可通过将k位移位使输入信号乘以一个常量，存贮块33可用触发器实现。此外，全部或部分前述块可以用一个或多个集成电路实现。
图3a及3b示出了64QAM(即，用64个符号及两个调幅的正交载波)传输的符号群集的复平面。具体说，图3a的虚线所示的区域是平面的Ri区(region Ri of the plane)，在该区域内，自决定误差
Figure A8710227900191
，R的极性符号等于真正误差的实数部分
Figure A8710227900192
，R乘以实数部分an，R＝3的传输符号，而图3b的虚线区域是间隔的Rop区(the rogion Rop of thespace)，在该区域内自决定误差的实数部分
Figure A8710227900193
，R的极性符号等于比如βn＝6时的参考误差实数部分
Figure A8710227900194
，R的极性符号。
为了说明作为本发明目的的自适应盲均衡法，应该记住； X n是在nT时刻(n是第n次迭代，T是取样时间)前馈均衡块1输入信号的复向量或引导向量，Sn是该块1输出信号的复样值。在这种自决定自适应方法中，决定反馈块的抽头增益为 g n时，前馈均衡块抽头增益Cn、AGC增益Gn和载波相位n应满足如下关系：
( 1 ) C - n + 1 = C - n - α e ^ n X - n
( 2 ) g - n + 1 = g - n - γ e ^ n a - ^ n - R
( 3 ) G n + I = G n - μ R ( e ^ n , R z n , R + e ^ n , I
z n , I )
( 4 ) φ n + 1 = φ n - μ I ( - e ^ n , R z n , I +
e ^ n , I z n , R )
这里如上所述
( 5 ) e ^ n = Δ e ^ n , R + j e ^ n , I = Δ Z n - a ^ n = Δ ( Z n , R
- a ^ n , R ) + J ( a ^ n , I - z n , I )
是自决定复误差，而
( 6 ) a - ^ n - 1 = Δ ( a ^ n - 1 a ^ n - 2 · · · · · · · · · a ^ n - L )
是决定反馈均衡块2的L维输入复向量。α、γ、μR和μI是该自适应步骤的实数值，它可随每次迭代n而变化。
在高失真状态下，许多自决定符号
Figure A87102279002011
都是不正确的，因此，公式l-4所述的自适应方法不能使其参数收敛到最佳值，而且系统工作不如把自决定符号
Figure A87102279002012
用真实符号an代替时的系统好。与系统性能紧密相关的一个量是以下的概率。
Figure A87102279002014
Figure A87102279002015
是时刻nT的真实误差。
当自决定误差的极性符号等于真正误差的极性符号时，按公式1-4所作的修正沿着正确方向进行，在此情况下，由于适当选择调整步骤的值，这些调整步骤考虑到真正误差en与自决定误差
Figure A8710227900211
的不同幅度，因此按自决定误差
Figure A8710227900212
的总修正与按照真正误差en修正的效果实际上是一样的。
但是，在自决定方法中，在高失真情况下公式7的概率Pn太低。而且不能实现收敛。为计算该概率，应对ZR的概率密度fZR(Z)(或ZI的fZI(Z))在ZR轴(或ZI轴)的适当区间进行积分：
( 9 ) P n = Σ sie A ∫ Ri f ZR ( Z 1 1 a n , R =
S i ) dZP { a n , R = Si }
其中，A是被传送符号的字母表，Ri是Zn，R轴上的区，该区内，出现事件{
Figure A8710227900215
，
Figure A8710227900216
，R极性符号an，R＝Si}。图3c示出了an，R＝3的例子。
本发明的目的是在Zn，R(或Zn，I)轴上找出某些有利于自适应并排除其它因素的区段。在基于每次都是自决定的自适应方法中，由于均衡器的输出信号样值Zn，R(或Zn，I)属于被识别区域Rop内，所以不管传输的符号an，R如何，在Zn，R(或Zn，I)轴上适当选择区域Rop，就可显著增大公式9的概率Pn。当该事件发生时，自适应开始，但当Zn，R或Zn，I都不属于Rop时，该次迭代中停止自适应。换言之，如果Zn，R属于被识别的Rop区，而Zn，I不属于该区，则其实数部分的自适应开始而虚数部分的自适应停止，反之亦然。在第一种派生的方法中提供了只有当Zn的实数部分Zn，和R虚数部分Zn，I同时都属于被识别的Rop区时，自适应才能开始。
在说明如何识别Rop区之前，应回顾一下最大电平误差(MLE)技术(见R·Yatsuboshi，N·sata，K·Aoki，“A convergence of automatieequalizer by maximum level errorcontro1”，National conversion Record，日本IECE，N.2l92.1974)，它只在这些信号样值Zn，R(或Zn，I)满足|Zn，R|＞7(或|Zn，I|＞7)时才能用于自适应。这些接收信号样值具有如下特性：与所决定符号有关的计算误差肯定具有与真正误差相同的极性符号。因此，这一技术将可为我们所用，但是，在64QAM传输中，事件{|Zn，RJ＞7}或{Zn，I|＞7}发生在概率极低，收敛极慢。
按照本发明，产生一个复参考误差
Figure A8710227900221
，其实数部分和虚数部分如公式l0所示：
(10)
Figure A8710227900222
，R＝Zn，R-(Zn，R的极性符号)βn
Figure A8710227900223
，I=Zn，I-(Zn，I的极性符号)βn其中βn是一适当的实数值，且随每次迭代n而变化。βn可以通过使公式9的概率Pn达到最大值来选择，或者由计算机模拟选择。
参考误差en，R及en，I的用途只是为了确定ZR及ZI轴上的区域，该区域内自决定符号
Figure A8710227900224
I的自决定误差
Figure A8710227900225
I足以可靠地进行自适应。
更具体地说，公式l-4可做如下修改：
( 11 ) C - n + 1 , R = C - n , R - α ( f n , R e ^ n , R
X - n , R - f n , I e ^ n , I
X - n , I )
C - n + 1 , I = C - n , I - α ( f n , R e ^ n , R
x - n , R - f n , I e ^ n , I
X - n , R )
(12)
g - n + 1 , R = g - n , R - γ ( f n , R e ^ n , R a - ^ n - 1 , R - f n , I e ^ n , Ia - ^ n - 1 , I )
g - n + 1 , I = g - n , I - γ , ( f n , R e ^ n , R α - ^ n - 1 , I + f n , I e ^ n , I a ^ - n - 1 , R )
(13)
G n + 1 = G n - μ R ( f n , R e ^ n , R z n , R + f n , I e ^ n , I z n , I )
(14)
φ n + 1 = φ n - μ I ( - f n , R e ^ n , R z n , I + f n , I e ^ n , I z n , R )
其中fn，R  及fn，I分别是复二进制应答函数 f n的实数部分和虚数部分，它们取如下值。
(15)当
Figure A87102279002311
Figure A87102279002312
极性符号时，fn，R＝I
当
Figure A87102279002313
极性符号时，fn，R＝0
(16)当
Figure A8710227900241
Figure A8710227900242
极性符号时，fn，I＝1
当
Figure A8710227900243
极性符号时，fn，I＝0
它把公式1-4的应用范围只缩小到自决定误差
Figure A8710227900245
和
Figure A8710227900246
非常可靠的区域Rop内。对64QAM传输，βn＝6的Zn，R轴的Rop区示于图3b。
现在公式7的概率变为
Figure A8710227900247
Figure A8710227900249
Figure A87102279002410
它比公式7的概率高得多，这就能确保收敛。
收敛的速度取决于公式17的事件将要发生的条件概率，它由下式确定：
Figure A87102279002411
Figure A87102279002412
Figure A87102279002413
并且，由公式11-14所述的收敛方法在它发生时校正具有正确的极性符号的概率Pn与它真正发生的概率Pgo之间达到良好的折衷，因而使所述收敛平滑且快速。
公式11-14所述的收敛方法的每次迭代包括下述操作：(1)产生自决定误差
Figure A87102279002414
，(2)得出二进制应答函数fn，(3)修正G n，R、 G n，I、 g n，R、 g n，I、Gn、n各值。
参照附图，再具体一点说，该方法按如下方式实现：将复自决定符号 a ^ n = a ^ n , R + j e ^ n , I 送到加法器10的反相输入端，将复信号样值(在均衡器块1及2的输出端呈现的)Zn＝Zn，R+jZn，I送到加法器10的正相输入端，于是在加法管10的输出端上得到一个复自决定误差样值 e ^ n = e ^ n , R + j e ^ n , I . 将复信号样值Zn的实数部分Zn，R送到加法器11的正相输入端和极性符号计算块12，将其虚数部分Zn，I送到加法器13的正相输入及极性计算块14。来自块12和14的信号在乘法器15及16与块17产生的实数量βn相乘。具体地说，该实数量在每次迭代中可以是固定不变的，它总取固定值β。乘法器15和16的输出信号分别送到加法器11和13的反相输入端。加法器11和13的输出信号(分别表示参考误差 的实数部分 和虚数部分)送到两个极性符号计算块18和19。块18及19的输出信号(分别表示参考误差
Figure A8710227900256
实数部分
Figure A8710227900257
和虚数部分
Figure A8710227900258
的极性符号)送到乘法器20和21。
自决定误差
Figure A8710227900259
的复样值的实数部分
Figure A87102279002510
送到极性符号计算块22和乘法器23，而所述误差的虚数部分
Figure A87102279002511
送到极性符号计算块24和乘法器25。块22和24的输出信号(分别表示自决定误差
Figure A87102279002512
复样值的实数部分
Figure A87102279002513
和虚数部分
Figure A87102279002514
的极性符号)也分别送到乘法器20和21。
乘法器20的输出信号(表示自决定误差 实数部分
Figure A87102279002516
的极性符号与参考误差
Figure A87102279002517
的实数部分
Figure A87102279002518
的极性部分的乘积)送到决定块26，而乘法器21的输出信号(表示自决定误差
Figure A87102279002519
虚数部分
Figure A87102279002520
的极性符号与参考误差
Figure A87102279002521
的虚数部分 的极性符号的乘积)送到决定块27。根据两决定块26和27的输入信号，决定块26及27产生两个二进制应答函数，以致当上述输入信号为正时，其输出是1，当其输入信号负时，其输出为0。将决定块26及27的输出(分别表示二进应答函数fn的实数部分fn，R和虚数部分fn，I)送到乘法器23和25。
乘法器23的输出(它是二进制应答函数fn的实数部分fn，R与自决定误差
Figure A8710227900261
的实数部分
Figure A8710227900262
的乘积)和乘法器25的输出(它是二进制应答函数fn的虚数部分fn，I与自决定误差
Figure A8710227900263
的虚数部分 的乘积)分别送到乘法块28、29、30。
将输入信号复矢量或引导矢量 X n＝ X n，+j X n，I的N个样值也送到乘法块28。乘法块28的输出信号(它们的有无取决于二进制应答函数fn的值)送到能使所有输入样值放大α倍的放大块31，然后将放大后的N个复样值送到加法块32的反相输入端，其正相输入端也输入在前此迭代的、存贮在存贮块33中的N个放大的复样值。加法块32的输出信号(表示N个当前的复样值与前次迭代的N个复样值之间的误差)去更新前馈均衡块1的抽头增益值Gn。
将L个自决定复符号 a ^ n - 1 = a ^ n - 1 , R + j a ^ n - 1 , I 还送给乘法块29。乘法块29的输出信号(它的有无也取决于二进制应答函数fn的值)送到能使其输入信号放大γ倍的放大块34。该L个放大后的信号通过与前述输入信号样值 X n所用的类似的电路(图中未画出)，去更新决定反馈均衡块2的抽头增益值 g n。
将信号Zn＝Zn，R+jzn，I的复样值(它是均衡块1和2的输出信号)也送到乘法块30。乘法块30的输出信号(其有无也取决于二进制应答函数fn的取值)送到实数部分分离块35和虚数部分分离块36。块35的输出送到能使其输入信号放大μR倍的放大器37。该放大后的信号通过上述输入信号 X n用的相类似的电路(图中未画出)去更新自动增益控制块6的增益值Gn。块36的输出送到能将其输入信号放大μI倍的放大器38，该放大后信号通过上述输入信号样值 X n相类似的电路(未画出)，去更新块7的本地振荡器VCO的相位值n。
按这种方式在一次接着一次迭代的过程中，前馈均衡块1的抽头增益值 G n，R及 G n，I，决定反馈均衡块2的抽头增益值 g n，R及 g n，I，AGO块6的增益值Gn及块7的本地振荡器的相位值n都得到调整，直到调到它们的最佳值为止。
应该注意到：所述的收敛方法使用了自决定符号 因此一旦取得自适应，就可在稳态下能正确决定符号的最佳状态，从收敛相位转到稳态相位时不必从一种方法转到另一种方法。
本方法用于信号的同步传输已予讨论，这也就是说，按照这种方法，取样时间和由前馈均衡块1和决定反馈均衡块2的每个延迟线所引入的延时都等于该符号的传输时间T，但这种方法不需做出重大修改还可理想地用于所谓的部分均衡系统，即在该系统中，前馈均衡块的每一延时线都引入的时延和此后收信器的采样时问都小于该符号的传输时间T，比如，等于T的一半。
本方法也可完全用于一种这样的均衡系统，即在该系统中只使用一个单一的均衡块，不需要载波相位恢复，也就是说，块1或2和块6及7可以省去。
在所述方法的许多其它可能的变形中，可以举出：(1)使用与均方误差不同的自决定误差，来估价函数的最佳化，比如作为在所谓“零强制”均衡器中的峰失真，(2)利用限幅器来限制引导矢量X n的单个分量的幅度，以使上述分量维持在给定界限内，(3)利用极性符号计算块，用“ X n的极性符号”向量来代替所述引导向量X n(上述两种变形可简化制造，而收敛速度几乎一样)，(4)利用极性符号计算块，用自决定误差的极性符号
Figure A8710227900281
来代替自决定误差
Figure A8710227900282
作为本发明目的的自适应盲均衡方法和装置的益处从以上说明可以看得很清楚。具体来说这些益处在于这样的事实：所述的自决定方法既可用于收敛相位也可用于稳态工作条件下，而不管自决定符号正确与否这个事实，该方法保证：在收敛相位中即使在自决定符号不正确的情况下也能好而平滑的自适应，在稳态条件下自决定符号的差错概率低的事实；即使在自决定符号不正确的情况下，载波相位的恢复也非常快的事实；以及在初始信道传输条件比现有技术的条件坏的情况下，能够正确地接收符号的事实。
很清楚，除了这里作为例子说明的方法以外，对于本技术领域中的熟悉者来说，可能作出各种变形的自适应盲均衡装置，但都不超出本发明具有新颖性的原理的范围。
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说明书附图文摘附图说明书 图25101212   221618和19之间15     μAμA特征Zn，和Rautomatie     μRμR特性其中Zn，R和automatic

Claims (51)

1.用于接收编成符号的，并在时变、未知特性的传输信道上传输、并引起符号间干扰的电信号的自适应盲均衡方法，利用一个收信装置进行所述的接收，该装置包括一个自适应参量、其输出是信号样值的滤波器和一个能给每一信号样值都规定一个符号的决定元件以及一个控制装置，该装置根据接收信号的引导矢量、信号样值和决定符号调整滤波器的自适应参数，直到达到符号间干扰最小的最佳组合配置时为至，其特征是，给出最小符号间干扰的滤波器(1)的参数( G n+1)的最佳组合配置是在不知实际传送符号的情况下，通过决定元件(4)的自决定符号
Figure A8710227900021
以及滤波器(1)得出的信号样值(Zn)使估价函数减到最小而取得的。
2.如权利要求1提到的自适应盲均衡方法，其特征是所述的估价函数是上述自决定符号
Figure A8710227900022
与上述信号样值(Zn)之间的均方误差。
3.如权利要求l提到的自适应盲均衡方法，其特征是所述估价函数是所述自决定符号
Figure A8710227900023
与所述信号样值(Zn)间的峰失真。
4.如权利要求l提到的自适应盲均衡方法，其特征是由所述滤波器(1)的每个延时线所引入的时延等于信号传输时间，并由此产生一种同步信号均衡。
5.如权利要求l所述的自适应盲均衡方法，其特征是由所述滤波器(1)的每个延时线所引入的时延小于信号传输时间，因而产生一种带有部分间隔胞腔(fractionary spaoing ce11)的信号均稳衡。
6.如权利要求5提到的自适应盲均衡方法，其特征是由所述滤波器(1)的每个延时线所引入的时延等于信号传输时间的一半。
7.如权利要求1提到的自适应盲均衡方法，其特征是所述的能使符号向干扰最小的滤波器(1)的参量( G n+1)的最佳组合配置是通过连续逼近的方法得到的，并且在这种方法中，对于某些迭代，不进行滤波器(1)参数的( G n+1)的自适应。
8.如权利要求7提到的自适应盲均衡方法，其特征是所述不进行滤波器(1)参数( G n+1)自适应的迭代是根据二进制估价函数(fn)的取值决定的。
9.如权利要求8提到的自适应盲均衡方法，其特征是所述二进制估价函数(fn)是通过将自决定误差
Figure A8710227900031
的极性符号与参考误差(en)极性符号比较而得出的。
10.如权利要求9提到的自适应盲均衡方法，其特征是所述自决定误差
Figure A8710227900032
的极性符号是通过将信号样值(zn)与自决定符号
Figure A8710227900033
比较而得出的，而所述参考误差(en)的极性符号是通过将信号样值(zn)与一个该符号间隔的参考点(βn Zn极性符号)比较而得出的。
11.如权利要求l提到的自适应盲均衡方法，其特征是所述编成符号的电信号是在同一频率的两个载波上传送的。
12.如权利要求11提到的自适应盲均衡方法，其特征是所述的同一频率的两个载波是正交的。
13.如权利要求l2提到的自适应盲均衡方法，其特征是所述正交载波是调幅的。
14.如权利要求13提到的自适应盲均衡方法，其特征是所述符号的个数是16。
15.如权利要求13提到的自适应盲均衡方法，其特征是所述符号的个数是64。
16.如权利要求l8提到的自适应盲均衡方法，其特征是所述符号的个数是256。
17.如权利要求8或l3提到的自适应盲均衡方法，其特征是所述的二进制估价函数(fn)具有一个实数部分(fn，R)和一个虚数部分(fn，I)。
18.如权利要求l7提到的自适应盲均衡方法，其特征是所述的二进制估价函数(fn)的实数部分(fn，n)和虚数部分(fn，I)互相独立地起作用，由此互相独立地提供滤波器(1)的参量( G n+1)各自的实数部分及虚数部分的自适应。
19如权利要求l7提到的自适应盲均衡方法，其特征是所述二进制估价函数(fn)的实数部分(fn，R)和虚数部分(fn，I)同时起作用，以此，只当这二者同时应答时，才得到滤波器(i)的参量( G n+1)的实数部分及虚数部分的自适应。
20.如权剂要求l7提到的自适应盲均衡方法，其特征是二进制估价函数(fn)的实数部分(fn，R)是通过将自决定误差的实数部分
Figure A8710227900041
R)的极性符号与参考误差，(en)的实数部分(en，R)的极性符号相比较而得出的，而二进制估价函数(fn)的虚数部分(fn，I)是通过将自决定误差
Figure A8710227900042
虚数部分
Figure A8710227900043
I)的极性符号与参考误差(en)虚数部分(en，I)的极性符号相比较而得到的。
21.如权利要求20提到的自适应盲均衡方法，其特征是自决定误差 的实数部分
Figure A8710227900045
R)的极性符号是通过将所述的信号样值(Zn)的实数部分(Zn，R)与所述的自决定符号实数部分 R)相比较而得出的，而自决定误差
Figure A8710227900051
的虚数部分
Figure A8710227900052
I)是通过将所述的信号样值(Zn)的虚数部分(Zn，I)与所述的自决定符号
Figure A8710227900053
的虚数部分
Figure A8710227900054
I)相比较而得到的，而参考误差(en)的实数部分(en，R)的极性符号是通过将信号样值(Zn)的实数部分(Zn，R)与符号群集平面的一个参考点(βnZn极性符号)相比较而得到的，而所述的参考误差(en)的虚数部分(en，I)的极性符号是通过将信号样值(Zn)的虚数部分(Zn，I)与符号群集平面的一个参考点(βnZn性符号)相比较而得到的。
22.如权利要求1提到的自适应盲均衡方法，其特征是所述的收信装置包括一个带自适应参数( g n+1)的第二决定反馈滤波器(2)，借助于所述的自决定符号
Figure A8710227900055
构成的所述估价函数的最小化，调整该参数( g n+1)，直到得到最小的符号间干扰的最佳组合装配时为止，
23.如权利要求l提到的自适应盲均衡方法，其特征是所述的收信装置包括一个自动增益控制块(6)和—个载波相位恢复块(7)，其增益(Gn)和载波相位值(n)借助于所述的自决定符号
Figure A8710227900056
构成的估价函数的最小化分别得到调整，直到得到最佳的组合配置时为止。
24.如权利要求l提到的自适应盲均衡方法，其特征是所述的引导矢量( X n)是限幅的。
25.如权利要求1得到的自适应盲均衡方法，其特征是所述的引导矢量(Xn)可由其分量的极性符号构成的一个矢量来代替凸
26.如权利要求9提到的自适应盲均衡方法，其特征是所述的自决定误差
Figure A8710227900057
可由其极性符号来代替。
27.用于接收编成符号的电信号的自适应盲均衡装置，它包括一个带自适应参量、其输出是信号样值的滤波器，和一个为每个信号样值规定一个符号的决定元件以及一个根据接收信号的引导矢量、信号样值和决定符号来调整滤波器的自适应参量的控制块，其特征是所述的控制块(5)包括一个第一乘法器(28)，该乘法器在每次迭代中允许或禁止滤波器(1)参量( G n+1)的自适应。
28.如权利要求27提到的自适应盲均衡装置，其特征是它包括一个带有自适应参量(gn+1)的第二决定反馈滤波器(2)，所述的控制块(5)包括一个第二乘法器(29)，该乘法器在每次迭代中，可允许或禁止决定反馈滤波器(2)的参量( g n+1)的自适应。
29.如权利要求27提到的自适应盲均衡装置，其特征是它包括一个自动增益控制块(6)和一个载波相位恢复块(7)，所述的控制块(5)包括一个第三乘法器(30)，该乘法器在每次迭代中允许或禁止自动增益控制块(6)的增益(Gn)和载波相位恢复块(7)的相位的自适应。
30.如权利要求27提到的自适应盲均衡装置，其特征是所述的第一乘法器(28)在其一个输入端接收由第四乘法器(23)产生的二进制应答信号(fn
Figure A8710227900061
31如权利要求30提到的自适应盲均衡装置，其特征是所述的第四乘法器(23)在其一个输入端接收来自第一加法器(10)的自决定误差信号
Figure A8710227900062
，在其第二输入端接收来自第一决定块(26)的二进制应答函数(fn)。
32.如权利要求31提到的自适应盲均衡装置，其特征是所述的第一决定块(26)在其输入端接收第五乘法器(20)的输出信号，乘法器(20)在输入端接收第一极性符号计算块(18)和第二极性符号计算块(22)的输出信号。
33.如权利要求32提到的自适应盲均衡装置，其特征是所述的第一极性符号计算块(18)在其输入端接收由第二加法器(11)产生的参考误差信号(en)。
34.如权利要求33提到的自适应盲均衡装置，其特征是所述的笫二加法器(11)在其正相输入端接收来自所述的滤波器(1)的信号样值(Zn)，在其反相输入端接收第六乘法器(15)的输出信号。
35.如权利要求34提到的自适应盲均衡装置，其特征是所述的第六乘法器(15)在其输入端接收第三极性符号计算块(12)的输出实数量(βn)的发生器块(17)的输出。
36.如权利要求35提到的自适应盲均衡装置，其特征是所述的第三极性符号计算块(12)在其输入端接收来自所述滤波器(1)的信号样值(Zn)。
37.如权利要求31提到的自适应盲均衡装置，其特征是所述的第一加法器(10)在其反相输入端接收来自所述决定装置(4)的自决定符号(
Figure A8710227900071
)，在其正相输入端接收所述滤波器(1)的信号样值(Zn)。
38.如权利要求37提到的自适应盲均衡装置，其特征是所述第一乘法器(28)在其一个输入端接收一个由第四乘法器(23)产生实数部分(fn，R
Figure A8710227900072
，R)和由第七乘法器(25)产生虚数部分(fn，I
Figure A8710227900073
，I)所组成的二进制应答信号。
39.如权利要求38提到的自适应盲均衡装置，其特征是所述的第四乘法器(23)在其第一输入端接收来自第一加法器(10)的自决定误差(
Figure A8710227900081
)的实数部分信号(
Figure A8710227900082
，R)，在其第二输入端接收来自第一决定块(26)的二进制应答函数(fn)的实数部分信号(fn，R)；所述的第七乘法器(25)在其第一输入端接收来自第一加法器(10)的自决定误差(
Figure A8710227900083
)的虚数部分信号(
Figure A8710227900084
，I)，在其第二输入端接收来自第二决定块(27)的二进制应答函数(fn)的虚数部分信号(fn，I)。
40.如权利要求39提到的自适应盲均衡装置，其特征是所述第一决定块(26)在其输入端接收第五乘法器(20)的输出信号，而第五乘法器(20)在其输入端接收第一极性符号计算块(18)和第二极性计算块(22)的输出信号，第二决定块(27)在其输入端接收第八乘法器(21)的输出信号，第八乘法器(21)在其输入端接收第四极性符号计算块(19)及第五极性计算块(24)的输出信号。
41.如权利要求40提到的自适应盲均衡装置，其特征是所述第一极性符号计算块(18)在其输入端接收由第二加法器(11)产生的参考误差(en)的实数部分信号(en，R)，所述第四极性符号计算块(19)在其输入端接收由第三加法器(13)产生的参考误差(en)的虚数部分信号(en，I)。
42.如权利要求41提到的自适应盲均衡装置，其特征是所述第二加法器(11)在其正相输入端接收来自所述滤波器(1)的信号样值(Zn)的实数部分(Zn，R)，在其反相输入端接收第六乘法器(15)的输出信号，所述第三加法器(13)在其正相输入端接收来自所述滤波器(1)的信号样值(Zn)的虚数部分(Zn，I)，在其反相输入端接收第九乘法器(16)的输出信号。
43.如权利要求42提到的自适应盲均衡装置，其特征是所述第六乘法器(15)在其输入端接收笫三极性符号计算块(12)的输出信号和实数量(βn)发生块(17)的输出信号，所述第九乘法器(16)在其输入端接收笫六极性符号计算块(14)的输出信号和实数量(βn)发生块(17)的输出信号。
44.如权利要求43提到的自适应盲均衡装置，其特征是所述的第三极性符号计算块(12)在其输入端接收来自所述滤波器(1)的信号样值(Zn)的实数部分(Zn，R)，所述第六极性符号计算块(14)在其输入端接收来自所述滤波器(1)的信号样值(Zn)的虚数部分(Zn，I)。
45.如权利要求31提到的自适应盲均衡装置，其特征是所述的第一加法器(10)在其反相输入端接收来自所述决定装置(4)的实数部分 R)和虚数部分(
Figure A8710227900092
I)组成的自决定符号
Figure A8710227900093
，在其正相输入端接收来自所述滤波器(1)的实数部分(Zn，R)和虚数部分(Zn，I)组成的信号样值(Zn)。并在其输出端产生由实数部分(
Figure A8710227900094
R)和虚数部分(
Figure A8710227900095
I)组成的自决定误差信号
Figure A8710227900096
46.如权利要求27提到的自适应盲均衡装置，其特征是所述的第一乘法器(28)在其一个输入端接收引导矢量(Xn)，所述的笫一乘法器(28)的前面可插入一限幅器，以限制引导矢量( X n)的单个分量的幅度。
47.如权利要求27提到的自适应盲均衡装置，其特征是所述的第一乘法器(28)在其一个输入端接收引导矢量(Xn)；所述第一乘法器(28)的前面可插入第七极性符号计算块以提取引导矢量( X n)的极性符号。
48.如权利要求31提到的自适应盲均衡装置，其特征是所述第四乘法器(23)的前面可插入第九极性符号计算块以提取自决定误差(
Figure A8710227900101
)的极性符号。
49.如权利要求从27到48其中之一提到的自适应盲均衡装置，其特征是所述的乘法器(15、16、20、21、23、28、29、30)、所述的加法器(10、11、13)所述的极性符号计算块(12、14、18、19、22、24)和所述决定块(26，27)都是用模拟元件实现的。
50.如权利要求从27到48其中之一提到的自适应盲均衡装置，其特征是所述的乘法器(15、16、20、21、23、28、29、30)，所述的加法器(10，11，13)所述的极性符号计算块(12，14，18，19，22，24)和所述的决定块(26，27)都是用数字元件实现的。
51.如权利要求50提到的自适应盲均衡装置，其特征是所述的数字元件都是由一个或多个集成电路实现的。
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Families Citing this family (31)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0750863B2 (ja) * 1987-09-25 1995-05-31 日本電気株式会社 受信器
DE3852395T2 (de) * 1988-10-17 1995-05-24 Ibm Adaptiver Entzerrer für Aufzeichnungssysteme unter Verwendung von Partial-Response-Signalisierung.
SE462942B (sv) * 1989-01-26 1990-09-17 Ericsson Telefon Ab L M Saett och anordning foer snabb frekvensstyrning av en koherent radiomottagare
SE462943B (sv) * 1989-01-26 1990-09-17 Ericsson Telefon Ab L M Saett och anordning foer frekvensstyrning av en koherent radiomottagare
DK0448758T3 (da) * 1990-03-28 1995-08-14 Sel Alcatel Ag Fremgangsmåde til bestemmelse af FIR filterkoefficienter i modforvrængere
FR2666947A1 (fr) * 1990-09-18 1992-03-20 Trt Telecom Radio Electr Dispositif d'egalisation de spectre.
JP2551231B2 (ja) * 1990-11-16 1996-11-06 日本電気株式会社 判定帰還形等化器
US5347541A (en) * 1992-11-02 1994-09-13 The Regents Of The Univ. Of California Apparatus and method for utilizing a blind equalizer based on a Bayesian symbol sequence estimator for use in digital communication
KR0134339B1 (ko) * 1993-06-02 1998-04-27 김광호 디 디(dd) 알고리즘 제어방법
US5432725A (en) * 1993-12-15 1995-07-11 The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy Self-adapting filter
KR970000767B1 (ko) * 1994-01-18 1997-01-18 대우전자 주식회사 블라인드 등화기
KR960011739B1 (ko) * 1994-01-18 1996-08-30 대우전자 주식회사 실시간 계수 갱신값 추출장치를 구비한 등화기
US5539774A (en) * 1994-06-15 1996-07-23 International Business Machines Corporation Dual decision equalization method and device
US5526378A (en) * 1994-12-14 1996-06-11 Thomson Consumer Electronics, Inc. Blind multipath correction for digital communication channel
US5559830A (en) * 1995-01-23 1996-09-24 Xetron Corp. Equalization system for AM compatible digital receiver
US5809065A (en) * 1996-02-20 1998-09-15 Usa Digital Radio Partners, L.P. Method and apparatus for improving the quality of AM compatible digital broadcast system signals in the presence of distortion
US5703954A (en) * 1996-02-20 1997-12-30 Usa Digital Radio Partners, L.P. Method and apparatus for improving the quality of AM compatible digital broadcast system signals in the presence of distortion
US5898732A (en) * 1996-02-20 1999-04-27 Usa Digital Radio Partners, L.P. Data service channel provision for an AM compatible broadcast system
EP0820173A3 (en) * 1996-07-16 2001-01-24 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. QAM receiver with baseband compensation for phase and frequency errors
US5930687A (en) * 1996-09-30 1999-07-27 Usa Digital Radio Partners, L.P. Apparatus and method for generating an AM-compatible digital broadcast waveform
US5878089A (en) * 1997-02-21 1999-03-02 Usa Digital Radio Partners, L.P. Coherent signal detector for AM-compatible digital audio broadcast waveform recovery
US6128334A (en) * 1997-02-21 2000-10-03 Usa Digital Radio, Inc. Receiver addressable AM compatible digital broadcast system
US6314134B1 (en) * 1998-04-24 2001-11-06 Lucent Technologies Inc. Blind equalization algorithm with joint use of the constant modulus algorithm and the multimodulus algorithm
US7085691B2 (en) * 1999-11-04 2006-08-01 Verticalband, Limited Reliable symbols as a means of improving the performance of information transmission systems
US7110923B2 (en) * 1999-11-04 2006-09-19 Verticalband, Limited Fast, blind equalization techniques using reliable symbols
US7143013B2 (en) * 1999-11-04 2006-11-28 Verticalband, Limited Reliable symbols as a means of improving the performance of information transmission systems
DE50109891D1 (de) * 2001-10-22 2006-06-29 Tridonicatco Gmbh & Co Kg Fehlerkorrektur von Referenzwerten in elektronischen Schaltungen
WO2005114933A1 (en) * 2004-05-12 2005-12-01 Thomson Licensing Constellation location dependent step sizes for equalizer error signals
US7327914B1 (en) * 2004-08-10 2008-02-05 The Board Of Trustees Of The Leland Stanford Junior University Adaptive optical signal processing with multimode waveguides
US8793560B2 (en) * 2006-03-14 2014-07-29 Qualcomm Incorporated Log-likelihood ratio (LLR) computation using piecewise linear approximation of LLR functions
US10972319B2 (en) * 2018-09-12 2021-04-06 Texas Instruments Incorporated Clockless decision feedback equalization (DFE) for multi-level signals

Family Cites Families (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4021738A (en) * 1976-03-01 1977-05-03 Bell Telephone Laboratories, Incorporated Adaptive equalizer with fast convergence properties
US4027258A (en) * 1976-06-01 1977-05-31 Xerox Corporation Time domain automatic equalizer with frequency domain control
US4054273A (en) * 1976-08-09 1977-10-18 A-1 Engineering, Inc. Dispersion apparatus for injection molding filter
JPS5630968A (en) * 1979-08-22 1981-03-28 Sumitomo Chem Co Ltd Novel tricyclic cage-shaped amine derivative
JPS57116436A (en) * 1981-01-12 1982-07-20 Nec Corp Demodulator
JPH0249580B2 (ja) * 1981-06-29 1990-10-30 Nippon Electric Co Jidotokaki
US4438521A (en) * 1982-06-07 1984-03-20 Rca Corporation Automatically adaptive transversal filter
IT1158646B (it) * 1982-06-11 1987-02-18 Consiglio Nazionale Ricerche Sistema di equalizzazione adattiva auto-ortogonalizzante nel dominio delle frequenze discrete ed equalizzatore che attua il sistema
JPS592447A (ja) * 1982-06-28 1984-01-09 Fujitsu Ltd 自動等化器を有するデ−タ伝送システム
JPS6016129A (ja) * 1983-07-08 1985-01-26 日本電気株式会社 電源リセツト回路
US4564952A (en) * 1983-12-08 1986-01-14 At&T Bell Laboratories Compensation of filter symbol interference by adaptive estimation of received symbol sequences
AR241298A1 (es) * 1985-10-03 1992-04-30 Siemens Ag Ecualizador transversal adaptivo .

Also Published As

Publication number Publication date
EP0239153A3 (en) 1990-03-28
EP0239153A2 (en) 1987-09-30
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DE3787550T2 (de) 1994-03-10
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CN1010733B (zh) 1990-12-05
EP0239153B1 (en) 1993-09-29
US4847797A (en) 1989-07-11
AU593071B2 (en) 1990-02-01
IT1188626B (it) 1988-01-20
ES2043644T3 (es) 1994-01-01

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