CN211701882U - 一种优化分段及关键阈值反馈同步整流控制电路 - Google Patents
一种优化分段及关键阈值反馈同步整流控制电路 Download PDFInfo
- Publication number
- CN211701882U CN211701882U CN202020554322.1U CN202020554322U CN211701882U CN 211701882 U CN211701882 U CN 211701882U CN 202020554322 U CN202020554322 U CN 202020554322U CN 211701882 U CN211701882 U CN 211701882U
- Authority
- CN
- China
- Prior art keywords
- module
- turn
- synchronous rectification
- load
- control module
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Active
Links
Images
Landscapes
- Rectifiers (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
本实用新型公开了一种优化分段及关键阈值反馈同步整流控制电路，本实用新型通过消隐时间Tb和最小导通时间MOT防止了同步整流管开关后因为振荡引起的误开通或关断。通过VTH0到VTH1的负反馈控制，实现了更精准的分段控制同步整流开关管，好处是在重载模式下可以迅速关断同步整理开关管，且由于精细分段控制，把这个段区减小，并不会增大额外的导通损耗。利用负载采样电路得出的信号，判断电路工作在轻载或负载，相应的，由内部电路积分产生阈值VTH1，这样可以针对不同的负载状态给出更加合适的关断时机。
Description
技术领域
本实用新型涉及控制技术领域，具体是一种优化分段及关键阈值反馈同步整流控制电路。
背景技术
图1为典型反激电路，是一种常用的一种隔离型开关电路，变压器XFM的原边侧Np连接到初级电路，输入电压Vin输入到初级电压中，副边侧Ns的二极管D流过输出电流Iout，输出电流Iout加载到负载上，负载与电容Co并联。由于用电设备的功能增加，其供电功率需要增加，即开关电源需要为用电设备提供更大的输出电流。
由于节能环保要求，各国也制定出更高标准的能效标准来规范电源产品和家用电器等的效率和能耗，但是在某些大电流输出应用下，一般的反激式拓扑应用中使用的整流二极管存在导通压降大，耐压达不到要求，寄生电阻大等问题而导致无法满足能效标准的要求。
同步整流电路，专门针对大输出电流应用而出现。为了提高开关电源的效率，采用同步整流开关管替代二极管，增强耐压能力和降低导通电阻，降低整流器件开通状态下的工作电压，从而达到降低损耗，提高效率的目的。参见图2。
在非隔离型的开关电路中，同步整流开关管的驱动电路可以较方便地获得主开关管的开关信号，因此同步整流的控制相对容易一些。但是，在图2的隔离型的开关电路中，对于同步整流开关管Ms的控制中，难以准确实时的获得主开关管Mp的开关信号，因此，容易发生同步整流管Ms和主开关管Mp同时导通的现象，或者是同步整流管Ms只在部分续流阶段导通，导致系统效率不高。
另外，由于同步整流开关管应用在大电流系统，所以同步整流开关管的面积大且栅极寄生电容较大。驱动同步整流开关管本身也会带来驱动损耗，这在轻载时这种弊端比较显著。
目前的同步整流控制方式有一种固定阈值电压关断模式，且同步整流开关管的开通和关断延时较长，造成电流关断时机不合适，使系统效率提高较少。在电流连续状态下，同步整流开关管的关断延时会导致功率开关管与同步整流开关管同时导通的情况发生，从而导致变压器饱和等现象，会造成效率降低或导致电源系统损坏。
针对以上问题，有人提出一种分段控制方法，在接近关断时刻先降低驱动同步整流开关管的栅极电压，使关断更快。带来的好处是，防止没有及时关断引起的初级、次级开关管同时导通的问题，引起的新问题是，如果没有精细控制，过早降低栅极电压关断整流开关管或者使其进入线性放大区，导通损耗会加大。
另外，为了很好的降低导通损耗，同步整流开关管所选取的MOSFET的导通阻抗RDSON应该尽量的低，当较低导通阻抗的MOSFET，在同样耐压及晶圆尺寸下，通常有较大的开门极开通电荷Qg，这就意味着，尤其是在次级连续电流模式下，精确快速关断此MOSFET将变得更加困难。
因此，目前的同步整流管的同步整流控制是一个挑战。
实用新型内容
本实用新型的目的在于提供一种优化分段及关键阈值反馈同步整流控制电路，以解决上述背景技术中提出的问题。
为实现上述目的，本实用新型提供如下技术方案：
一种优化分段及关键阈值反馈同步整流控制电路，包括电压采样模块、负载采样模块、开通控制模块、关断控制模块、预关断控制模块和驱动模块，所述电压采样模块分别连接负载采样模块、开通控制模块和关断控制模块，开通控制模块和关断控制模块均连接驱动模块，所述关断控制模块还连接预关断控制模块，负载采样模块还通过RC电路接地，负载采样模块还连接预关断控制模块。
作为本实用新型的进一步方案：所述驱动模块上连接有消隐时间Tb信号。
作为本实用新型的进一步方案：所述驱动模块上连接有最小导通时间MOT信号。
作为本实用新型的进一步方案：所述驱动模块连接MOSFET。
作为本实用新型的进一步方案：所述电压采样模块的采样电压为VDS，当采样到VDS电压小于负载采样阈值VTH4，开启负载采样模块，对RC电路进行充电，当采样到VDS电压大于负载采样阈值VTH4，则停止充电，RC电路放电，得到的电平输入到预关断控制模块进行积分，得到最终的关断阈值VTH1，通过关断阈值VTH1的大小给出不同的关断控制策略，轻载时，RC充电不充分，经过预关断控制模块，得到绝对值小的关断阈值VTH1，同步整流开关管会正常关断；反之，在重载时，得到绝对值大的关断阈值VTH1，同步整流开关管会加速关断。
与现有技术相比，本实用新型的有益效果是：1.通过消隐时间Tb和最小导通时间MOT防止了同步整流管开关后因为振荡引起的误开通或关断。2.通过VTH0到VTH1的负反馈控制，实现了更精准的分段控制同步整流开关管，好处是在重载模式下可以迅速关断同步整理开关管，且由于精细分段控制，把这个段区减小，并不会增大额外的导通损耗。3.利用负载采样电路得出的信号，判断电路工作在轻载或负载，相应的，由内部电路积分产生阈值VTH1，这样可以针对不同的负载状态给出更加合适的关断时机。
附图说明
图1是典型反激型电源电路图。
图2是典型反激型电源(次级同步整流管替代续流二极管)电路图。
图3是5个电压阈值及对应的开关策略区域示意图。
图4是断续模式下的MOT和Tb的曲线图。
图5是本实用新型的电路图。
具体实施方式
下面将结合本实用新型实施例中的附图，对本实用新型实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本实用新型一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本实用新型中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本实用新型保护的范围。
请参阅图3-5，实施例1：本实用新型实施例中，一种优化分段及关键阈值反馈同步整流控制电路，包括电压采样模块、负载采样模块、开通控制模块、关断控制模块、预关断控制模块和驱动模块，所述电压采样模块分别连接负载采样模块、开通控制模块和关断控制模块，开通控制模块和关断控制模块均连接驱动模块，所述关断控制模块还连接预关断控制模块，负载采样模块还通过RC电路接地，负载采样模块还连接预关断控制模块。
驱动模块上连接有消隐时间Tb信号。驱动模块上连接有最小导通时间MOT信号。驱动模块连接MOSFET。电压采样模块的采样电压为VDS，当采样到VDS电压小于负载采样阈值VTH4，开启负载采样模块，对RC电路进行充电，当采样到VDS电压大于负载采样阈值VTH4，则停止充电，RC电路放电，得到的电平输入到预关断控制模块进行积分，得到最终的关断阈值VTH1，通过关断阈值VTH1的大小给出不同的关断控制策略，轻载时，RC充电不充分，经过预关断控制模块，得到绝对值小的关断阈值VTH1，同步整流开关管会正常关断；反之，在重载时，得到绝对值大的关断阈值VTH1，同步整流开关管会加速关断。
实施例2，在实施例1的基础上，开关管Ms导通后源极到漏极电压下降到RDSon·ID，而且此时变压器漏感和初级开关管输出电容之间会产生寄生震荡，导致整流开关管上有电压振铃而会令VDS电平下降到VTH1,可能导致误关断。电路设置了最小导通时间MOT，防止这种误导通。
在断续模式下，关断时的
相对而言很低。一旦达到关断条件(-VDS减小到关断阙值VTH1)，残余的电流转到寄生二极管，-VDS上升，-VDS可能会达到VTH2，这会导致误开通。所以在关断开关管后，电路内部设置了消隐时间Tb(如图4所示)，保证在关断后的消隐时间内不做动作。当VDS达到VTH3后，消隐时间结束，电路复位，为下一个开关周期做好准备。
如图4所示，断续模式下的MOT和Tb：
整流过程中电流逐渐减小，-VDS也会随之减小。当初级开关再次开通，通过次级同步整流开关管的电流会迅速减小，使-VDS减小至VTH1，整流开关管关断。与另两种模式所不同的是，在连续模式下，会有剩余电流从次级转移到初级。所以，关断时机在连续模式中更为重要以避免初级和次级同时导通。同时，准确的关断有利于减小开关损耗。
不同的模式有各自相应的时机关断开关管。在断续和临界模式下，VTH1最好是足够小，使得通过开关管导通沟道整流的时间尽量长，降低功耗。
在连续模式下，因为次级关断后初级立刻开通，关断后整流开关管反向电压会迅速升高，这就要求整流开关管尽快关断。尽管有本文使用VTH0的预关断阈值区域，来使得同步整流开关管进入“预关断”模式，但考虑到初次级共导通问题，较大的(指绝对值)偏置电压VTH1有助于提早检测到电流关断的趋势而防止产生反向电流。优化设计的系统会使得VTH1很接近须要关断开关管时的VDS值。
对于本领域技术人员而言，显然本实用新型不限于上述示范性实施例的细节，而且在不背离本实用新型的精神或基本特征的情况下，能够以其他的具体形式实现本实用新型。因此，无论从哪一点来看，均应将实施例看作是示范性的，而且是非限制性的，本实用新型的范围由所附权利要求而不是上述说明限定，因此旨在将落在权利要求的等同要件的含义和范围内的所有变化囊括在本实用新型内。不应将权利要求中的任何附图标记视为限制所涉及的权利要求。
此外，应当理解，虽然本说明书按照实施方式加以描述，但并非每个实施方式仅包含一个独立的技术方案，说明书的这种叙述方式仅仅是为清楚起见，本领域技术人员应当将说明书作为一个整体，各实施例中的技术方案也可以经适当组合，形成本领域技术人员可以理解的其他实施方式。
Claims (5)
1.一种优化分段及关键阈值反馈同步整流控制电路，包括电压采样模块、负载采样模块、开通控制模块、关断控制模块、预关断控制模块和驱动模块，其特征在于，所述电压采样模块分别连接负载采样模块、开通控制模块和关断控制模块，开通控制模块和关断控制模块均连接驱动模块，所述关断控制模块还连接预关断控制模块，负载采样模块还通过RC电路接地，负载采样模块还连接预关断控制模块。
2.根据权利要求1所述的一种优化分段及关键阈值反馈同步整流控制电路，其特征在于，所述驱动模块上连接有消隐时间Tb信号。
3.根据权利要求1所述的一种优化分段及关键阈值反馈同步整流控制电路，其特征在于，所述驱动模块上连接有最小导通时间MOT信号。
4.根据权利要求1所述的一种优化分段及关键阈值反馈同步整流控制电路，其特征在于，所述驱动模块连接MOSFET。
5.根据权利要求4所述的一种优化分段及关键阈值反馈同步整流控制电路，其特征在于，所述电压采样模块的采样电压为VDS，当采样到VDS电压小于负载采样阈值VTH4，开启负载采样模块，对RC电路进行充电，当采样到VDS电压大于负载采样阈值VTH4，则停止充电，RC电路放电，得到的电平输入到预关断控制模块进行积分，得到最终的关断阈值VTH1，通过关断阈值VTH1的大小给出不同的关断控制策略，轻载时，RC充电不充分，经过预关断控制模块，得到绝对值小的关断阈值VTH1，同步整流开关管会正常关断；反之，在重载时，得到绝对值大的关断阈值VTH1，同步整流开关管会加速关断。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN202020554322.1U CN211701882U (zh) | 2020-04-15 | 2020-04-15 | 一种优化分段及关键阈值反馈同步整流控制电路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN202020554322.1U CN211701882U (zh) | 2020-04-15 | 2020-04-15 | 一种优化分段及关键阈值反馈同步整流控制电路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN211701882U true CN211701882U (zh) | 2020-10-16 |
Family
ID=72782807
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN202020554322.1U Active CN211701882U (zh) | 2020-04-15 | 2020-04-15 | 一种优化分段及关键阈值反馈同步整流控制电路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN211701882U (zh) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN111478601A (zh) * | 2020-04-15 | 2020-07-31 | 上海坤振集成电路有限公司 | 一种优化分段及关键阈值反馈同步整流控制电路 |
-
2020
- 2020-04-15 CN CN202020554322.1U patent/CN211701882U/zh active Active
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN111478601A (zh) * | 2020-04-15 | 2020-07-31 | 上海坤振集成电路有限公司 | 一种优化分段及关键阈值反馈同步整流控制电路 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| CN103095137B (zh) | 动态mosfet栅极驱动器 | |
| CN111404403B (zh) | 一种自适应检测时间的同步整流控制方法及其控制电路 | |
| CN102983760B (zh) | 反激式开关电源系统及其恒流控制器 | |
| US9350260B2 (en) | Startup method and system for resonant converters | |
| CN104300795A (zh) | 一种反激变换器及其控制方法 | |
| CN205960954U (zh) | 反激控制电路 | |
| CN106100352A (zh) | 反激控制电路及控制方法 | |
| CN112087146B (zh) | 一种不对称半桥反激变换器的控制方法及电路 | |
| US20130033904A1 (en) | Phase-shifted full bridge converter with reduced circulating current | |
| CN107026561B (zh) | 栅极驱动电路及方法 | |
| CN103066855A (zh) | 用于电源变换系统中的零电压开关的系统和方法 | |
| CN105226919A (zh) | 一种功率mosfet的软驱动方法及电路 | |
| CN108448902A (zh) | 一种同步整流反激式直流-直流电源转换装置及控制方法 | |
| CN208656639U (zh) | 用于开关变换器的控制电路及开关变换器 | |
| CN211701882U (zh) | 一种优化分段及关键阈值反馈同步整流控制电路 | |
| CN208158436U (zh) | 一种同步整流反激式直流-直流电源转换装置 | |
| US20210167679A1 (en) | Drive circuit with zero-crossing detection function, and zero-crossing detection method | |
| CN106100295B (zh) | 一种基于电荷保持的开关器件驱动电路 | |
| CN112510984A (zh) | 软开关ac-dc维也纳变换器拓扑结构及控制方法 | |
| CN109660138B (zh) | 一种有源全桥整流器 | |
| CN216216520U (zh) | 一种用于同步整流的高压供电控制系统 | |
| CN1545196A (zh) | 一种电压自驱动同步整流电路 | |
| CN114915191B (zh) | 用于自动确定功率转换器中的开关状态的系统及方法 | |
| CN111478601A (zh) | 一种优化分段及关键阈值反馈同步整流控制电路 | |
| CN205178854U (zh) | 一种功率mosfet的软驱动电路 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| GR01 | Patent grant | ||
| GR01 | Patent grant |