CN203166762U - 升降压转换器 - Google Patents

Abstract

本实用新型提供一种升降压转换器，通过简单的构成无论开关的连接形式如何都能够容易地检测电感器电流。该升降压转换器具备：第1开关(1)，其一端与输入电源(5)连接，另一端与电感器(6)的一端连接；第2开关(2)，其一端与电感器(6)的一端连接，另一端与基准电位赋予部(GND)连接；第3开关(3)及第4开关(4)，其一端与电感器(6)的另一端连接；蓄电电路部件(7)，其连接在第3开关(3)的另一端与第4开关(4)的另一端之间，生成施加于负载(8)的输出电压(Vo)；检测电阻(9)，其连接在第2开关(2)的另一端与第3开关(3)的另一端之间，检测电感器(6)中流过的电感器电流(IL)；和控制电路(10)，其基于由检测电阻(9)检测出的电感器电流(IL)，进行驱动第1开关(1)至第4开关(4)的控制。

Description

升降压转换器

技术领域

本发明涉及利用电感器将来自电源的输入直流电压变换为规定的直流电压供给至负载的升降压转换器，特别涉及基于流过电感器的电感器电流来控制为规定的直流电压的升降压转换器。 

背景技术

在利用电感器将来自电源的输入直流电压变换为规定的直流电压之后供给至负载的升降压转换器中，已知采用H桥电路的结构，在H桥电路中利用4个开关来控制流过电感器的电感器电流(例如参照专利文献1)。 

图6是表示现有的升降压转换器的概略构成的电路图。如图6所示，升降压转换器具备：直流电源105、电感器106、在电感器106的两端各连接2个的第1～第4开关101～104、用于对负载108施加输出电压Vo的输出电容器107、检测第3开关103中流过的电流的第1电流检测电阻91、检测第2开关102中流过的电流的第2电流检测电阻92、基于由第1及第2电流检测电阻91、92检测出的电流来对各开关101～104的接通断开进行开关控制的控制电路110。 

在这种升压转换器中，控制电路110按照第1开关101和第2开关102择一地(互补地)接通，而第3开关103和第4开关104择一地(互补地)接通的方式进行控制。并且，在第1开关101及第3开关103接通且第2开关102及第4开关104断开之时(第1状态)，电感器106被施加直流电源105的输入电压Vi，随着电感器电流IL的增加而在电感器106中蓄积能量。之后，在第1开关101及第3开关103断开且第2开关102及第4开关104被开关控制为接通(第2状态)，电感器106中蓄积的能量经由第2开关102及第4开关104而对输出电容器107进行充电。通过在输出电容器107中充入电荷，由此施加于负载108的输出电压Vo增加。 

图7是表示图6所示的升降压转换器的各部中的信号波形的曲线。在第1状态之时，所增加的电感器电流IL由第1电流检测电阻91进行检测。在图6所示的升降压转换器中，当基于由第1电流检测电阻91检测的电感器电流IL的检测电压Vs10达到预先所设定的上限电流指令值(电压)V10时，控制电路110将各开关101～104切换至第2状态。在第2状态之时，所减少的电感器电流IL由第2电流检测电阻92进行检测。在图6所示的升降压转换器中，当基于由第2电流检测电阻92检测的电感器电流IL的检测电压Vs20达到预先所设定的下限电流指令值(电压)V20时，控制电路110将各开关101～104切换至第1状态。这样，在各状态中，基于从所对应的电流检测电阻91、92检测出的电感器电流IL来对各开关101～104进行驱动控制。因此，通过调整上限电流指令值V10及下限电流指令值V20，由此供给至负载108的输出电压Vo或输出电流Io被调整。 

现有技术文献 

专利文献 

专利文献1：JP特开2005-237052号公报 

发明内容

发明要解决的课题 

作为使用了上述这种H桥电路的升降压转换器中的动作模式，除了专利文献1那样的动作以外，已知还有被称为升压模式、降压模式的动作模式。在升压模式中，在将第1开关101固定在接通且将第2开关102固定在断开的状态下，使第3开关103及第4开关104互补地反复接通断开，由此对输入电压进行升压并输出。此外，在降压模式中，在将第3开关103固定在断开且将第4开关104固定在接通的状态下，使第1开关101和第2开关102互补地反复接通断开，由此对输入电压进行降压并输出。 

但是，图6所示的现有的升降压转换器在第1开关101及第4开关104接通且第2开关102及第3开关103断开的状态中，电流检测电阻91、92都处于没有与电感器106连接的状态，因此存在无法检测电感器电流IL的问题。因此，在图6所示的电路构成中，由于仅能够适用如上述那样使第1状态和第2状态交替切换的动作模式，因此升压及降压的模式都不能 采用。 

作为检测电感器电流的其他方法，还考虑了与电感器串联地插入电阻，检测因该电阻中流过的电流而引起的电压降的方法。但是，由于与电感器串联连接的电阻的电压随着各开关101～104的开关动作而增加或减少，因此为了正确地检测电感器中流过的电流，需要检测各开关101～104的连接状态，并根据该连接状态来修正检测电压。因此，电路构成变得复杂。 

本发明是为了解决这种现有的课题而提出的，其目的在于提供一种在H桥型的升降压转换器中通过简单的构成无论开关的连接方式如何都能够易于检测电感器电流的升降压转换器。 

用于解决课题的技术方案 

本发明的某个方式涉及的升降压转换器具备：电感器；第1开关，其一端与生成以基准电位为基准的输入直流电压的输入电源连接，另一端与所述电感器的一端连接；第2开关，其一端与所述电感器的一端连接，另一端与赋予所述基准电位的基准电位赋予部连接；第3开关，其一端与所述电感器的另一端连接；第4开关，其一端与所述电感器的另一端连接；蓄电电路部件，其连接在所述第3开关的另一端与所述第4开关的另一端之间，根据所述第1开关至所述第4开关的连接状态进行基于输入直流电压的电荷的充电，基于所充入的电荷生成施加于负载的输出电压；检测电阻，其连接在所述第2开关的另一端与所述第3开关的另一端之间，检测所述电感器中流过的电感器电流；和控制电路，其基于由所述检测电阻检测出的所述电感器电流，进行驱动所述第1开关至所述第4开关的控制。 

根据上述构成，由于检测电感器电流的检测电阻连接在第2开关的另一端与第3开关的另一端之间，因此在包含第1开关及第4开关接通且第2开关及第3开关断开的情况在内的任意连接形式下，在由2个开关闭合形成的路径内都存在检测电阻。因此，通过简单的构成无论开关的连接形式如何，都能够使用检测电阻容易地检测电感器电流。 

所述控制电路可构成为检测基于所述输出电压的第1检测信号，该控制电路具备：第1调整部，其按照基于所述输出电压的第1检测信号与规定的第1基准信号的信号电平一致的方式进行调整；第2调整部，按照包 含基于所述输出电压的信号成分和基于检测出的所述电感器电流的信号成分在内的第2检测信号与规定的第2基准信号的信号电平一致的方式进行调整；和驱动信号生成部，其基于第1调整部及第2调整部，生成对所述第1开关至所述第4开关进行驱动的驱动信号。据此，在第1调整部中以第1基准信号为基准对输出电压进行反馈控制，在第2调整部中以第2基准信号为基准对基于电感器电流的电压和输出电压的相加值进行反馈控制。这样，通过针对输出电压及电感器电流的每一个进行反馈控制，由此能够实现更高精度且响应速度更快的输出调整。 

再有，所述第1调整部可包括第1误差放大器，该第1误差放大器对基于所述输出电压的第1检测信号与规定的第1基准信号的误差进行放大来生成第1误差信号，所述第2调整部包括：电感器电流检测电路，其生成电流信号，该电流信号是使基于所述检测电阻所检测出的所述电感器电流的电压平均化之后的信号；第2误差放大器，作为所述第2检测信号，对基于所述电流信号的电压及所述第1误差信号相加而得到的信号与规定的第2基准信号的误差进行放大，来生成第2误差信号；和偏移电路，其从所述第2误差信号中减去偏移信号来生成第3误差信号，所述驱动信号生成部包括：第1比较器，其比较所述第2误差信号和规定的三角波信号，根据其比较结果来生成驱动所述第1开关及所述第2开关的第1驱动信号；和第2比较器，其比较所述第3误差信号和所述三角波信号，根据其比较结果来生成驱动所述第3开关及所述第4开关的第2驱动信号。据此，能够利用误差放大器来容易构成第1调整部及第2调整部，能够利用比较器来容易地构成根据第1调整部及第2调整部的输出对各开关驱动的驱动信号。 

所述控制电路可够成为在所述第3开关接通(导通)时不从所述检测电阻检测所述电感器电流。由于在第3开关接通时基于电感器电流的电压开始急剧上升，因此有时会产生突发的尖峰电压。因此，构成为不对基于这种尖峰电压的开关噪声进行检测，能够防止生成针对各开关的错误驱动信号。 

所述负载可以包括发光元件。此外，所述负载可包括发光元件、与所述发光元件串联连接的恒流源电路，所述第1调整部构成为作为所述第1 检测电压而检测所述恒流源电路的电压。再有，所述第1基准信号可以是与所述恒流源电路的动作所需的最小值的电压相应的电压。由此，按照基于输出电压的第1检测信号与恒流源电路的动作所需的最小值的电压(最小电压)一致的方式进行反馈控制。因此，输出电压被高精度调整至恒流源电路的动作所需的最小电压，这样能够实现低耗电且稳定的发光器。 

本发明的上述目的、其他目的、特征、以及优点，参照附图、以下的实施方式可进一步明确。 

发明的效果 

本发明按照以上说明那样构成，其效果在于：在H桥型的升降压转换器中，通过简单的构成无论开关的连接形式如何都能够容易地检测电感器电流。 

附图说明

图1是表示本发明的第1实施方式涉及的升降压转换器的概略构成例的电路图。 

图2是表示图1所示的升降压转换器中的升降压模式时的各开关的信号波形例及伴随于此由检测电阻获得的检测电压的波形例的曲线。 

图3是表示本发明的第2实施方式涉及的升降压转换器的概略构成例的电路图。 

图4是表示图3所示的升降压转换器的更为具体的构成例的电路图。 

图5是表示图4所示的升降压转换器中的控制电路的各信号波形的曲线。 

图6是表示现有的升降压转换器的概略构成的电路图。 

图7是表示图6所示的升降压转换器的各部中的信号波形的曲线。 

具体实施方式

以下，参照附图详细说明本发明的实施方式。再者，以下在全部的附图中对于同一或者相当的要素赋予同一参照符号，并省略其重复说明。 

<第1实施方式> 

首先，说明本发明的第1实施方式。图1是表示本发明的第1实施方 式涉及的升降压转换器的概略构成例的电路图。如图1所示，本实施方式的升降压转换器100与生成以基准电位(本实施方式中接地电位)为基准的输入直流电压Vi的输入电源5连接。升降压转换器100具备4个开关1～4、电感器6及蓄电电路部件(本实施方式中输出电容器)7，构成H桥型的升降压转换器。升降压转换器100构成为：通过各开关1～4进行开关动作，由此输出电容器7中蓄积电荷的形式发生变化，从而调整供给至与输出电容器7连接的负载8的输出电压Vo(或者输出电流)。在本实施方式中，负载8与输出电容器7并联连接。开关1～4例如由N沟道的MOS晶体管构成。再者，也可以由P沟道的MOS晶体管构成第1开关1及第4开关4，由N沟道的MOS晶体管构成第2开关2及第3开关3。在该情况下，使驱动第1开关1和第2开关2的信号成为共同的信号，使驱动第3开关3和第4开关4的信号成为共同的信号，能够容易实现第1开关1与第2开关2之间以及第3开关3与第4开关4之间的互补动作。 

更为详细而言，第1开关1的一端与输入电源5的一端连接，另一端与电感器6的一端连接。此外，第2开关2的一端与电感器6的一端连接，另一端与赋予基准电位的基准电位赋予部(本实施方式中接地)GND连接。第3开关3的一端与电感器6的另一端连接，另一端与输出电容器7连接。第4开关4的一端与电感器6的另一端连接，另一端与输出电容器7连接。也就是说构成为：输出电容器7被连接在第3开关3的另一端与第4开关4的另一端之间，根据第1开关1至第4开关4的连接状态进行基于输入直流电压Vi的电荷的充电，基于充电的电荷对负载8施加输出电压Vo。 

再有，升降压转换器还具备对电感器6中流过的电感器电流IL进行检测的检测电阻9。检测电阻9连接在第2开关2与第3开关3之间。换言之，检测电阻9连接在输出电容器7(及负载8)与接地GND之间。此外，升降压转换器100具备控制电路10，该控制电路10基于由检测电阻9检测出的电感器电流IL来进行驱动第1开关1至第4开关4的控制。 

以下，说明本实施方式的升降压转换器100的各控制动作。首先，在升降压转换器100以降压模式进行动作的情况下，按照根据来自控制电路10的控制信号，使得第3开关3被固定在断开(非导通状态)且第4开关4被固定在接通(导通状态)，而第1开关1及第2开关2择一地接通的 方式(互补地)进行动作。即、在第1开关1接通且第2开关2断开的情况下，电流按输入电源5→第1开关1→电感器6→第4开关4→输出电容器7及负载8→检测电阻9→输入电源5的顺序流动。由此，输出电容器7中经由电感器6而被供给基于输入电源5的输入直流电压Vi的电荷，并在输出电容器7中进行蓄积。之后，在第1开关1断开、第2开关2接通时，电流按电感器6→第4开关4→输出电容器7及负载8→检测电阻9→第2开关2→电感器6的顺序流动。由此，基于输出电容器7中存储的电荷来对电感器6蓄积能量。这样，在降压模式的动作时，无论是输出电容器7中蓄积电荷时还是电感器6中蓄积能量时，在检测电阻9中都流过与电感器6同样的电流。 

接下来，在升降压转换器100以升压模式进行动作的情况下，按照根据来自控制电路10的控制信号，第1开关1被固定在接通(导通状态)且第2开关2被固定在断开(非导通状态)，而第3开关3及第4开关4择一地接通的方式(互补地)进行动作。即、在第3开关3接通且第4开关4断开时，电流按输入电源5→第1开关1→电感器6→第3开关3→检测电阻9→输入电源5流动。由此，电感器6中基于输入电源5的输入直流电压Vi而蓄积能量。之后，在第3开关3断开、第4开关4接通时，电流按输入电源5→第1开关1→电感器6→第4开关4→输出电容器7及负载8→检测电阻9→输入电源5的顺序流动。由此，基于电感器6中存储的能量而在输出电容器7中蓄积电荷。这样，即便在升压模式的动作时，在输出电容器7中蓄积电荷时以及电感器6中蓄积能量时的任意状态下，检测电阻9中都流过与电感器6同样的电流。 

此外，本实施方式的升降压转换器100在输入直流电压Vi与所设定的输出电压Vo之差小的情况下，执行使4个开关1～4进行开关动作(开关1～4都没有固定在接通或者断开)的升降压模式。图2是表示图1所示的升降压转换器中的升降压模式时的各开关的信号波形例以及伴随于此由检测电阻获得检测电压Vs的波形例的曲线。检测电压Vs对应于电感器电流IL而变化，因此，图2中通过基于此的变压变化来表示电感器电流IL的变化。再者，在图2所示的升降压模式中，示出了在第1开关1接通的期间相对于第4开关4而互补地动作的第3开关3按断开→接通→断开 进行动作的形式。再者，在本实施方式的升降压转换器100中能够适用的升降压模式并不限于此。 

首先，在图2所示的期间T1中，第1开关1接通且第2开关2断开，并且第3开关3断开且第4开关4接通。此时，电感器6被施加输入电源5的输入直流电压Vi与输出转换器7的输出电压Vo的电压差即入输出电压差Vi-Vo。电感器电流IL按输入电源5→第1开关1→电感器6→第4开关4→输出电容器7及负载8→检测电阻9→输入电源5的顺序流动，将电感器6的电感设为L，从而按照以(Vi-Vo)/L表示的斜率进行变化。再者，在图2中，由于表示Vi＞Vo的例子，因此电感器电流IL在期间T1有所增加。 

接下来，在期间T2中，在第1开关1及第2开关2的连接状态(第1开关1接通、第2开关2断开)被保持的状态下，第3开关3接通、第4开关4断开。此时，电感器6被施加输入直流电压Vi。此外，电感器电流IL按输入电源5→第1开关1→电感器6→第3开关3→检测电阻9→输入电源5的顺序流动，按照由Vi/L表示的斜率增加。进而，在期间T3中，各开关1～4的状态与期间T1相同(第3开关3及第4开关4再次互补地进行开关)。之后，在期间T4中，在第3开关3及第4开关4的连接状态(第3开关3断开、第4开关4接通)被保持的状态下，第1开关1断开、第2开关2接通。此时，电感器6被反向地施加输出电压Vo(被施加-Vo)。电感器电流IL按电感器6→第4开关4→输出电容器7及负载8→检测电阻9→第2开关2→电感器6的顺序流动，按照由-Vo/L表示的斜率减少。 

这样，即便在升降压模式的动作时的任意状态下，检测电阻9中流过与电感器6同样的电流。 

如以上，根据上述构成，由于检测电感器电流IL的检测电阻9被连接在第2开关2的另一端与第3开关3的另一端之间，因此在包含第1开关1及第4开关4接通且第2开关2及第3开关3断开的情况在内的任意连接形式中，在由2个开关所封闭形成的路径内存在检测电阻9。因此，在任意的连接形式中在检测电阻9中都流过与电感器电流IL相当的电流。由此，通过简单的构成，无论开关1～4的连接形式如何，都能够利用检测电阻9容易地检测电感器电流。再有，由于在检测电阻9的一处就能够 容易检测在各开关1～4中流过的电流的峰值及谷值，因此容易将检测出的电流用于过电流保护、输出控制。 

再者，在本实施方式中，控制电路10如图2所示那样构成为在第3开关3接通之际不从检测电阻9检测出电感器电流IL。 

在第2开关2及第3开关3为N沟道的晶体管的情况下，在从输入电源5供给这些开关的驱动电力时，特别是流至第3开关3的驱动电流会流过检测电阻9。因此，在升压模式、升降压模式中，第3开关3被开关控制为接通的情况下，在检测电阻9的检测电压Vs中有时会叠加作为开关噪声的如图2的虚线所示的突发尖峰电压Vx。若基于叠加了尖峰电压Vx的检测电压Vs来生成输出至升降压转换器100的各开关1～4的驱动信号，则可能会产生输出电压Vo不稳定的情况(误动作的情况)。 

因此，通过在第3开关3的接通开关动作的前后设置不由检测电阻9对检测电压Vs进行检测的盲带x，从而防止检测到基于这种尖峰电压Vx的开关噪声。由此，即便在无法忽视尖峰电压Vx的情况下，通过设置盲带x，也能够防止产生针对各开关的错误驱动信号。作为用于设置盲带x的构成，例如可以设置根据进行第3开关3的接通开关动作的驱动信号而在一定期间(第3开关3开始从断开切换至接通、且在此动作完成之前的期间)将控制电路10与检测电阻9之间的连接切断的开关(未图示)。 

再者，在包含升降压转换器100在内的开关转换器的主要控制方式中，存在电压模式和电流模式。无论哪个控制方式最终都会调整开关的开关动作周期的1周期中的接通时间的比例(占空比)(PWM控制)。但是，相对于电压模式中直接调整占空比，电流模式的不同之处在于通过调整电感器电流IL来调整占空比。因此，在将电感器6等效成电流源的电流模式中转换器传输函数的次数较低，相位补偿容易且在高速响应性方面较好。在该电流模式控制方式中，存在平均值电流模式控制方式和峰值电流模式控制方式。平均值电流模式控制方式是通过调整电感器电流IL的平均值来控制转换器的方式，而峰值电流模式控制方式是通过调整电感器电流IL的峰值来控制转换器的方式。 

在本实施方式的升降压转换器100中，根据是降压模式还是升压模式，电感器电流IL产生峰值的点会变化。此外，即便是相同的升降压模式， 如图2所示那样，根据入输出电压Vi-Vo的高低，电感器电流IL出现峰值的点也变化。例如，在Vi＞Vo时，由于在期间T3中电流也增加，因此电感器电流IL的峰值在期间T3的结束时间点(＝期间T4的开始时间点)，但是在Vi＜Vo时，由于在期间T3中电流减少，因此电感器电流IL的峰值在期间T3的开始时间点(＝期间T2的结束时间点)。因此，在本实施方式中，较之按照控制电感器电流IL的峰值的方式来驱动各开关1～4的峰值电流模式控制方式，更适合采用对电感器电流IL的平均值进行控制的平均值电流模式控制方式。 

<第2实施方式> 

接下来，说明本发明的第2实施方式。图3是表示本发明的第2实施方式涉及的升降压转换器的概略构成例的电路图。在本实施方式中，对于与第1实施方式同样的构成赋予相同的符号，并省略说明。本实施方式的升降压转换器100B与第1实施方式的不同点在于，控制电路10B检测基于输出电压Vo的第1检测信号Vd1，并基于该第1检测信号Vd1来生成驱动信号。 

更为详细而言，控制电路10B具备：第1调整部31，其按照基于输出电压Vo的第1检测信号Vd1与规定的第1基准信号(电压)Vref1的信号电平一致的方式进行调整；第2调整部32，其按照包含基于输出电压Vo的信号成分和基于由检测电阻9检测出的电感器电流IL的信号成分在内的第2检测信号Vd2(后述)与规定的第2基准信号(电压)Vref2的信号电平一致的方式进行调整；和驱动信号生成部33，其基于第1调整部31及第2调整部32生成对第1开关1至第4开关4进行驱动的驱动信号V15、V16。此外，控制电路10B具备生成第1基准信号电压Vref1的第1基准电压源21和生成第2基准信号电压Vref2的第2基准电压源22。 

据此，在第1调整部31中以第1基准信号电压Vref1为基准对输出电压Vo进行反馈控制，在第2调整部32中以第2基准信号电压Vref2为基准对基于电感器电流IL的电压Vs与输出电压Vo的相加值进行反馈控制。这样，对输出电压Vo及电感器电流IL分别进行反馈控制，能够实现更高精度且响应速度更快的输出调整。 

利用更具体的电路进行说明。图4是表示图3所示的升降压转换器的 更为具体的构成例的电路图。在图4中，表示作为负载8而包含发光元件(例如LED)80时的例子。负载8还具备流过发光元件80的发光所需的电流的恒流源电路81。发光元件80与恒流源电路81串联连接。 

第1调整部31包括第1误差放大器12，该第1误差放大器12对基于输出电压Vo的第1检测信号Vd1与第1基准信号电压Vref1的误差进行放大从而生成第1误差信号Ve1。在本实施方式中，第1调整部31构成为作为第1检测电压Vd1而检测恒流源电路81的电压。第1误差放大器12的正向输入端被施加恒流源电路81的电压，第1误差放大器12的反向输入端被施加第1基准电压源21的第1基准信号电压Vref1。在此基础上，第1误差放大器12将恒流源电路81的电压与第1基准信号电压Vref1的误差放大信号作为第1误差信号Ve1而输出。 

此外，第2调整部32包括：电感器电流检测电路34，其生成对基于检测电阻9检测出的电感器电流IL的电压Vs进行平均化而得到的电流信号Is；第2误差放大器14，其作为第2检测信号Vd2，对基于电流信号Is的电压R24·Is及第1误差信号Ve1相加之后的信号与第2基准信号电压Vref2的误差进行放大来生成第2误差信号Ve2；和偏移电路23，其从第2误差信号Ve2中减去偏移信号Voff而生成第3误差信号Ve3。 

电感器电流检测电路34具备：电阻17及电容器18，彼此串联连接且与检测电阻9并联连接；和第3误差放大器13，其正向输入端与电容器18的一端连接，反向输入端与电容器18的另一端连接，对施加于电容器18的电压进行放大变换为电流之后输出。电感器电流检测电路34通过电阻17和电容器18对检测电阻9被施加的电压Vs进行平均化，将基于电感器电流IL的电压Vs的平均电压输入至第3误差放大器13，将该平均电压变换为电流信号Is进行输出。 

此外，第3误差放大器13的输出端，被输入至第2误差放大器14的反向输入端。再有，第2误差放大器14的反向输入端经由电阻24而与第1误差放大器12的输出端连接。即、在第2误差放大器14的反向输入端，因基于电感器电流IL的电流信号Is而引起的电阻24(电阻值R24)的电压降R24·Is与第1误差信号Ve1相加的电压信号作为第2检测信号Vd2(＝Ve1+R24·Is)被输入。此外，在第2误差放大器14的正向输入端连 接第2基准电压源22，被施加第2基准信号电压Vref2。并且，第2误差放大器14将第2检测信号Vd2与第2基准信号电压Vref2的误差被放大之后的信号作为第2误差信号Ve2输出。 

此外，驱动信号生成部33，包括：第1比较器15，其对第2误差信号Ve2和规定的三角波信号Vt进行比较，根据其比较结果而生成驱动第1开关1及第2开关2的第1驱动信号V15；和第2比较器16，其比较从偏移电路23输出的第3误差信号Ve3和所述三角波信号Vt，并根据其比较结果而生成驱动第3开关3及第4开关4的第2驱动信号V16。 

偏移电路23由生成偏移电压Voff的电压源构成，设置在第2误差放大器14的输出端与第2比较器16的正向输入端之间。因此，施加于第2比较器16的正向输入端的第3误差信号Ve3，成为从第2误差信号Ve2中减去偏移电压Voff之后的电压(Ve3＝Ve2-Voff)。此外，第2误差放大器14的输出端也与第1比较器15的正向输入端连接。此外，驱动信号生成部33具备输出三角波信号Vt的三角波生成电路11。从三角波生成电路11输出的三角波信号Vt分别被输入至第1比较器15及第2比较器16的反向输入端。 

再有，控制电路10B具备使第1比较器15的输出(即第1驱动信号V15)翻转的第1变换器19、和使第2比较器1的输出(即第2驱动信号V16)翻转的第2变换器20。本实施方式中，将第1驱动信号V15直接作为第1开关1的驱动信号V1(＝V15)，作为与第1开关1互补地动作的第2开关2的驱动信号V2而使用第1驱动信号V15的通过第1变换器19之后的翻转信号(V2＝-V15)。此外，将第2驱动信号V16直接作为第3开关3的驱动信号V3(＝V16)，作为与第3开关3互补地动作的第4开关4的驱动信号V4而使用第2驱动信号V16的通过第2变换器20之后的翻转信号(V4＝-V16)。 

如以上，在第1比较器15中比较第2误差信号Ve2和三角波信号Vt。第1比较器15在第2误差信号Ve2是高于三角波信号Vt的信号电平的情况下，输出由驱动信号V1(＝V15)使第1开关1接通且由驱动信号V2(＝-V15)使第2开关2断开这种的信号电平(第1信号电平H)，在第2误差信号Ve2是低于三角波信号Vt的信号电平的情况下，输出由驱动信号V1(＝V15)使 第1开关1断开且由驱动信号V2(＝-V15)使第2开关2接通这种的信号电平(第2信号电平L)。此外，在第2比较器16中比较第2误差信号Ve2和三角波信号Vt。第2比较器16在第3误差信号Ve3是高于三角波信号Vt的信号电平的情况下，输出由驱动信号V3(＝V16)使第3开关3接通且由驱动信号V4(＝-V16)使第4开关4断开这种的信号电平(第1信号电平H)，在第3误差信号Ve3是低于三角波信号Vt的信号电平的情况下，输出由驱动信号V3(＝V16)使第3开关3断开且由驱动信号V4(＝-V16)使第4开关4接通这种的信号电平(第2信号电平L)。 

这样，使用误差放大器12、14容易构成第1调整部31及第2调整部32，使用比较器15、16可容易构成根据第1调整部31及第2调整部32的输出来驱动各开关1～4的驱动信号V1～V4。 

在本实施方式中，第1基准信号Vref1是与恒流源电路81的动作所需的最小值的电压(以下称作最小电压)相应的电压。由此，按照基于输出电压Vo的第1检测信号Vd1与恒流源电路81的动作所需的最小电压一致的方式来进行反馈控制。因此，由于输出电压Vo被高精度调整至恒流源电路81的动作所需的最小电压，因此能够实现低耗电且稳定的发光器。 

以下，说明用于被稳定至恒流源电路81能够动作的最小电压即第1基准信号电压Vref1的升降压转换器100B的动作。图5是表示图4所示的升降压转换器中的控制电路的各信号波形的曲线。 

首先，当作为恒流源电路81的电压的第1检测电压Vd1变得高于第1基准电压Vref1时，从第1误差放大器12输出的第1误差信号Ve1的信号电平变高。因此，第2检测信号Vd2＝R24·Is+Ve1也上升。由此，当第2检测信号Vd2变得高于第2基准电压Vref2时，从第2误差放大器14输出的第2误差信号Ve2变低。在第2误差信号Ve2变低时，输入至第2比较器16的第3误差信号Ve3(＝Ve2-Voff)也变低。 

在此，驱动信号生成部33根据对第2误差信号Ve2及第3误差信号Ve3与三角波信号Vt进行比较之后的结果，来生成分别驱动第1开关1～第4开关4的驱动信号。具体而言，在三角波信号Vt的最大值与最小值之间存在第2误差信号Ve2或者第3误差信号Ve3的信号电平时，所对应的驱动信号的占空比发生变化。 

因此，三角波信号Vt的最大值与最小值的电压差，被设定为与偏移电压Voff基本一致，第1检测信号Vd1与第1基准信号Vref1基本一致的情况下，第2误差信号Ve2的信号电平与三角波信号Vt的最大值基本一致，且第3误差信号Ve3的信号电平被设定为与三角波信号Vt的最小值基本一致。 

由此，在第2误差信号Ve2的信号电平是高于三角波信号Vt的最大值的电平、且第3误差信号Ve3的信号电平是处于三角波信号Vt的最大值和最小值之间的电平时，以升压模式进行动作(第1开关1接通且第2开关2固定在断开、第3开关3及第4开关4择一地接通)。此外，在第2误差信号Ve2及第3误差信号Ve3变得更低，第2误差信号Ve2及第3误差信号Ve3的信号电平都处在三角波信号Vt的最大值与最小值之间的电平时，以升降压模式进行动作(没有被固定的开关1～4，所有的开关1～4根据与三角波信号Vt的比较而变化)。进而，在第2误差信号Ve2及第3误差信号Ve3变得更低，第2误差信号Ve2的信号电平处在三角波信号Vt的最大值与最小值之间的电平、且第3误差信号Ve3的信号电平是低于三角波信号Vt的最小值的电平时，以升压模式进行动作(被固定在第3开关3断开且第4开关4接通，第3开关3及第4开关4择一地接通)。 

因此，当第2误差信号Ve2变低时，控制电路10B在相同的动作模式中减小占空比、或者如果当前的模式是升压模式则将动作模式改变至升降压模式，如果当前的模式是升降压模式则改变至降压模式。由此，供给电力被降低，输出电压Vo甚至恒流源电路81的电压(第1检测信号Vd1)下降。相反，当作为恒流源电路81的电压的第1检测信号Vd1的信号电平变得低于第1基准电压Vref1时，通过与上述相反的动作，恒流源电路81的电压上升。这样，按照包含电感器电流IL的信号成分及输出电压Vo的信号成分在内的第2误差信号Ve2＝R24·Is+Ve1与第2基准电压Vref2一致的方式被稳定化。其结果，作为恒流源电路81的电压的第1检测信号Vd1被稳定在第1基准电压Vref1。 

接下来，进一步详细说明控制电路10B的动作模式按升压模式→升降压模式→降压模式顺序变化的动作。再者，由于控制电路10B的动作模式按降压模式→升降压模式→升压模式的顺序变化时仅仅进行与其相反的 动作，因此省略说明。 

首先，在升压模式时，如图5所示，由于第2误差信号Ve2是高于三角波信号Vt的电压电平，因此第1比较器15始终输出第1信号电平H。由此，保持在第1开关1接通、且第2开关2断开的状态。另一方面，第3误差信号Ve3(＝Ve2-Voff)与三角波信号Vt交叉，第2比较器16的输出在第3误差信号Ve3与三角波信号Vt交叉的点成为信号电平过渡的脉冲波形，第3开关3及第4开关4反复进行择一地接通的互补性动作。第3开关3的接通时间随着第3误差信号Ve3的下降而变短(占空比变小)，随着第3误差信号Ve3的上升而变长(占空比变大)。 

在升压模式中，在第2误差信号Ve2及第3误差信号Ve3下降，从而第2误差信号Ve2与三角波信号Vt交叉时，切换至升降压模式。此时，在第2误差信号Ve2及第3误差信号Ve3都与三角波信号Vt交叉的点，成为信号电平过渡的脉冲波形。进而，第1开关1的占空比比第3开关3的占空比足够大，第3开关3的接通期间包含在第1开关1的接通期间中。因此，执行第1实施方式的图2中所说明的那种升降压模式。在该升降压模式中，第2误差信号Ve2及第3误差信号Ve3的信号电平降低，由此第1开关1及第3开关3的接通时间都变短(占空比都变小)，第2误差信号Ve2及第3误差信号Ve3的信号电平上升，由此第2误差信号Ve2及第3误差信号Ve3的接通时间都变长(占空比都变大)。 

在升降压模式中，在第2误差信号Ve2及第3误差信号Ve3进一步下降，从而第3误差信号Ve3变得不与三角波信号Vt交叉时，切换至降压模式。此时，第2比较器16始终输出第2信号电平L。由此，保持第3开关3断开、且第4开关4接通的状态。另一方面，由于第2误差信号Ve2依然是与三角波信号Vt交叉的状态，因此第1开关1及第2开关2反复进行择一地接通的互补性动作。第1开关1的接通时间随着第2误差信号Ve2的下降而变短(占空比变小)，随着第2误差信号Ve2的上升而变长(占空比变大)。 

如以上，本实施方式中的升压转换器100B能够在所有的动作模式下容易地检测电感器电流IL，能够使输出至负载8的输出电压Vo稳定。此外，使用第2误差信号Ve2和偏移了偏移电压Voff之后的第3误差信号 Ve3来生成第1驱动信号V15和第2驱动信号V16，由此能够平滑地进行动作模式的切换。 

再者，在图5中，也可以如第1实施方式中所说明的那样，在第3开关3的接通时的前后设置盲带x，但是在本实施方式中省略了图示及说明。 

再者，在本实施方式的升降压转换器100B中，由于存在检测电阻9，因此控制电路10B的基准电位(接地GND)与负载8的基准电位不一致(成为比接地GND高的电位)。因此，按照这种电压变动不会成为问题的方式来构成控制电路的各构成要素。此外，优选检测电阻9被设置成电压降Vs为数十～数百mV以下。在本实施方式这种的发光元件80中，由于负载8的电路比较简单，因此即便基于检测电阻9的电压降Vs被叠加于基准电位，也不怎么受到影响。因此，本实施方式的升降压转换器100B，适合被用作这种发光元件80的电力供给源。 

此外，在图3所示的升降压转换器中，构成为按照确保发光元件80的恒流源电路81的动作所需的最低电压的方式来实施反馈控制，但并不限于此。例如，也可以构成为代替恒流源电路81而使用电阻，从而使得其电压降稳定。 

以上，说明了本发明的实施方式，但本发明并不限定于上述实施方式，在不脱离其主旨的范围内可进行各种的改良、变更、修正。例如，可以任意组合多个上述实施方式中的各构成要素。此外，在本实施方式中，说明了第1开关1的一端侧的电位(输入电压Vi)高于第2开关2的另一端侧的电位(接地电位)的情况，但是也可以构成为第2开关2的另一端侧的电位高于第1开关1的一端侧的电位。此外，作为各开关1～4的结构，也可以使用上述实施方式中所说明的N沟道MOS晶体管以外的开关电路或者开关元件。 

根据上述说明，对于本领域技术人员来说，可明确本发明的更多的改良和其他的实施方式。因此，上述说明应该仅被解释为例示，是为了向本领域技术人员展示实行本发明的最佳方式而提供的。在不脱离本发明的精神的情况下，可实质性改变其构造及/或功能的详细部分。 

产业上的可利用性 

本发明的升降压转换器在H桥型的升降压转换器中，通过简单的结构， 无论开关的连接形式如何都能够容易地检测电感器电流，因此是有用的。 

符号的说明： 

1 第1开关 

2 第2开关 

3 第3开关 

4 第4开关 

5 输入电源 

6 电感器 

7 输出转换器(蓄电电路部件) 

8 负载 

9 检测电阻 

10、10B 控制电路 

11 三角波生成电路 

12 第1误差放大器 

13 第3误差放大器 

14 第2误差放大器 

15 第1比较器 

16 第2比较器 

17、24 电阻 

18 电容器 

19 第1变换器 

20 第2变换器 

21 第1基准电压源 

22 第2基准电压源 

23 偏移电路 

31 第1调整部 

32 第2调整部 

33 驱动信号生成部 

34 电感器电流检测电路 

80 发光元件 

81 恒流源电路 

100、100B 升降压转换器 

Claims (7)

1.一种升降压转换器，其具备： 

电感器，具有第1端子和第2端子； 

第1开关，具有第3端子和第4端子，所述第3端子与生成以基准电位为基准的输入直流电压的输入电源连接，所述第4端子与所述电感器的第1端子连接； 

第2开关，具有第5端子和第6端子，所述第5端子与所述电感器的所述第1端子连接，所述第6端子与赋予所述基准电位的基准电位赋予部连接； 

第3开关，具有第7端子和第8端子，所述第7端子与所述电感器的所述第2端子连接； 

第4开关，具有第9端子和第10端子，所述第9端子与所述电感器的所述第2端子连接； 

蓄电电路部件，其连接在所述第3开关的第8端子与所述第4开关的第10端子之间，根据所述第1开关至所述第4开关的连接状态进行基于输入直流电压的电荷的充电，基于所充入的电荷生成施加于负载的输出电压； 

检测电阻，其连接在所述第2开关的第6端子与所述第3开关的第8端子之间，检测所述电感器中流过的电感器电流；和 

控制电路，其基于由所述检测电阻检测出的所述电感器电流，进行驱动所述第1开关至所述第4开关的控制。 

2.根据权利要求1所述的升降压转换器，其中， 

所述控制电路构成为检测基于所述输出电压的第1检测信号， 

该控制电路具备： 

第1调整部，其按照基于所述输出电压的第1检测信号与规定的第1基准信号的信号电平一致的方式进行调整； 

第2调整部，按照包含基于所述输出电压的信号成分和基于所述检测出的所述电感器电流的信号成分在内的第2检测信号与规定的第2基准信号的信号电平一致的方式进行调整；和 

驱动信号生成部，其基于第1调整部及第2调整部，生成对所述第1开关至所述第4开关进行驱动的驱动信号。 

3.根据权利要求2所述的升降压转换器，其中， 

所述第1调整部包括第1误差放大器，该第1误差放大器对基于所述输出电压的第1检测信号与所述规定的第1基准信号的误差进行放大来生成第1误差信号， 

所述第2调整部包括： 

电感器电流检测电路，其生成电流信号，该电流信号是使基于所述检测电阻所检测出的所述电感器电流的电压平均化之后的信号； 

第2误差放大器，作为所述第2检测信号，对基于所述电流信号的电压及所述第1误差信号相加而得到的信号与所述规定的第2基准信号的误差进行放大来生成第2误差信号；和 

偏移电路，其从所述第2误差信号中减去偏移信号来生成第3误差信号， 

所述驱动信号生成部包括： 

第1比较器，其比较所述第2误差信号和规定的三角波信号，根据其比较结果来生成驱动所述第1开关及所述第2开关的第1驱动信号；和 

第2比较器，其比较所述第3误差信号和所述三角波信号，根据其比较结果来生成驱动所述第3开关及所述第4开关的第2驱动信号。 

4.根据权利要求1所述的升降压转换器，其中， 

所述控制电路构成为在所述第3开关接通时不从所述检测电阻检测所述电感器电流。 

5.根据权利要求1所述的升降压转换器，其中， 

所述负载包括发光元件。 

6.根据权利要求3所述的升降压转换器，其中， 

所述负载包括发光元件、以及与所述发光元件串联连接的恒流源电路，所述第1调整部构成为检测所述恒流源电路的电压作为所述第1检测电压。 

7.根据权利要求6所述的升降压转换器，其中， 

所述第1基准信号是与所述恒流源电路的动作所需的最小值的电压相 应的电压。 

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