CN204707032U - 基于Boost的零电压转换电路 - Google Patents
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Abstract
本实用新型公开了一种基于Boost的零电压转换电路，包括直流电源、控制芯片、主功率开关、升压二极管、升压电感和滤波电容构成的基本Boost变换器；以及辅助开关，谐振电感、辅助二极管、谐振电容构成ZVT-PWM变换器辅助谐振电路；其特征在于，还包括吸收电容和吸收二极管；所述吸收电容高压端连接所述升压二极管的正极，低压端连接所述辅助二极管正极；所述吸收二极管正极与所述辅助开关输出端连接，所述吸收二极管正极与所述辅助二极管正极连接，实现辅助开关零电压开关。吸收电容缓冲辅助开关的关断过程，实现辅助开关的零电压关断。消除了Boost ZCT-PWM变换器中较大的辅助开关关断损耗，提高了变换器的效率。
Description
技术领域
本实用新型涉及一种零电压转换电路，尤其是一种基于Boost的零电压转换电路。
背景技术
高频软开关技术是电力电子学的一个重要的研究方向，它使功率变换器具有高效率、高功率密度、高可靠性和小的电磁干扰，是实现开关电源装置小型化、轻重量、低成本的途径。在传统的零电压转换PWM变换器中，辅助电路在很宽的输入电压和负载变化的范围内以最小的电压和电流应力为主开关管提供零电压开关，而且辅助电路与主功率电路相并联，大大减小了辅助电路的损耗。
但是辅助开关管是在硬开关下关断。功率开关器件在开通和关断时存在电压和电流的交叠区，分别对应产生开通损耗和关断损耗，开通损耗与关断损耗总和称为开关损耗。在一定条件下，变换器的功率开关器件在每个开关周期中的开关损耗是恒定的，因此变换器的开关频率越高，功率开关器件的开关损耗就越大，变换器的效率也就越低。其关断损耗较大；使得变换器的效率降低。
因此，如何利用软开关技术改进辅助开关管的关断，提高变换器的效率，是本领域技术人员关注的研究方向。
实用新型内容
本实用新型的目的是提供一种减小辅助开关管的关断损耗，进行改进的零电压转换PWM变换器电路。具体方案为：
基于Boost的零电压转换电路，包括直流电源、控制芯片、主功率开关、升压二极管、升压电感和滤波电容构成的基本Boost变换器；以及辅助开关，谐振电感、辅助二极管、谐振电容构成ZVT-PWM变换器辅助谐振电路；还包括吸收电容和吸收二极管；所述吸收电容高压端连接所述升压二极管的正极，低压端连接所述辅助二极管正极；所述吸收二极管正极与所述辅助开关输出端连接，所述吸收二极管正极与所述辅助二极管正极连接，实现辅助开关零电压开关。
进一步，所述控制芯片为UC3855。
进一步，所述直流电源为电池或者交流电源经整理滤波获得。
进一步，所述控制芯片通过电流互感器电路获得的电流反馈。
进一步，所述转换电路的开关频率为200kHz至400kHz。
本实用新型零电压转换PWM变换器电路通过增加采用谐振元件构成的吸收电路实现了主、辅助开关管的零电压开关，降低功率开关器件的开关损耗，提高了变换器的效率，有利于实现变换器高频化。
附图说明
图1本实用新型PWM变换器电路结构示意图；
图中：Ca、吸收电容；Cf、输出滤波电容；Cr、谐振电容；D1、升压二极管；Da、辅助二极管；Db、吸收二极管；DQ1、反并联二极管；La、谐振电感；Lf、升压电感；Q1、主功率开关；Qa、辅助开关；R1、负载；Vin、直流电源。
具体实施方式
下面，参考附图，对本发明进行更全面的说明，附图中示出了本实用新型的示例性实施例。然而，本发明可以体现为多种不同形式，并不应理解为局限于这里叙述的示例性实施例。而是，提供这些实施例，从而使实用新型全面和完整，并将本实用新型的范围完全地传达给本领域的普通技术人员。
如图1所示，实施例中Boost ZVT-PWM变换器包括：基本Boost变换器、辅助谐振电路、无损吸收电路。该转换电路的开关频率为200kHz至400kHz。
直流电源Vin、控制芯片(图中未示出)、主功率开关Q1、升压二极管D1、升压电感Lf和滤波电容Cf,构成基本Boost变换器。直流电源Vin两极之间串联连接有升压电感Lf和主功率开关Q1；主功率开关Q1的输出端通过升压二极管D1连接至滤波电容Cf高压端。反并联二极管DQ1是反接在主功率开关Q1的两端。本实施例中直流电源Vin是通过交流电源经整理滤波获得，具体实施时也可以采用电池组提供，或者通过变压器升压、降压后经整理滤波获得。
辅助开关Qa，谐振电感La、辅助二极管Da、谐振电容Cr构成ZVT-PWM变换器辅助谐振电路。辅助开关Qa和谐振电感La串联后与主功率开关Q1并联；新增加的的吸收电容Ca和吸收二极管Db、构成辅助开关Qa的无损吸收电路。辅助开关Qa、谐振电容Cr、谐振电感La、吸收电容Ca、辅助二极管Da和吸收二极管Db构成新的辅助谐振电路与主功率开关并联，构成带吸收电容的ZVT-PWM开关单元。
本实施例中控制芯片采用UC3855，该控制芯片的使用方法属于公知常识， 在这里就不再赘述。具体实施时，可以采用其他控制芯片输出PWM控制信号，如SG3525，UC3875等芯片，控制主功率开关Q1和辅助开关Qa，实现Boost ZVT-PWM变换器的功能。
下面分析上述电路的工作过程，说明改进电路的技术效果。带吸收电容Boost ZVT-PWM变换器的工作过程在一个开关周期内可分为8个时间段描述。同样，为了分析电路的静态特性，假定所有元件都是理想的。电感、电容理想指不考虑它们的任何寄生电容；开关管、二极管理想指其导通时电压为零，截止时电流为零，导通和截止的转换是瞬间完成的。同时升压电感Lf足够大，在一个开关周期中，升压电感Lf上电流基本保持不变，即变换器的输入电流保持不变，可等效为恒流源；并且输出滤波电容Cf足够大，在一个开关周期中，输出滤波电容Cf两端电压保持不变，即变换器的输出电压基本保持不变。
带吸收电容Boost ZVT-PWM变换器的工作过程分析:
阶段1，谐振电感电流线性上升阶段
上一周期结束时，主功率开关Q1、和辅助开关Qa均处于关断状态，升压二极管D1处于导通状态。辅助开关Qa受控开通，谐振电感La正向充电，谐振电感La上的电流ILa从零开始线性上升，辅助开关Qa零电流开通。ILa上升的同时，升压二极管D1上电流ID1电流开始下降，到ILa从输入电流时,ID1＝0,辅助开关Qa和升压二极管D1实现换流，升压二极管D1自然关断。
阶段2，谐振阶段
升压二极管D1关断，谐振电感La和谐振电容Cr开始谐振，谐振电感La电流ILa由Iin继续谐振上升，谐振电容Cr上电压Uc，由输出电压Uo谐振下降。经过1/4的谐振周期，主功率开关Q1的反并联二极管DQ1导通，将主功率开关Q1两端电压钳位为0。
阶段3，主功率开关零电压开通阶段
由于主功率开关Q1的反并联二极管DQ1导通，主功率开关Q1两端电压钳位于O。提供了主功率开关Q1零电压开通的条件，此阶段主功率开关Q1受控开通，实现主功率开关Q1零电压开通。该时间段谐振电感La电流保持不变。
阶段4，辅助开关关断缓冲阶段
谐振电容Cr的电压Ucr＝0，此时关断辅助开关Qa，吸收二极管Db导通，谐振电感La通过吸收二极管Db向吸收电容Ca充电，吸收电容Ca电压Uca.从 0逐渐上升,由于Uca缓慢上升，辅助开关Qa电压缓慢下降，辅助开关Qa零电压关断。随后，吸收电容电压Uca上升到U0,辅助二极管Da导通，并将吸收电容电压Uca箱位在Uo.该阶段由于增加了吸收电容Ca,辅助开关关断时电压上升的速度变慢，实现了辅助开关Qa零电压关断。
阶段5，谐振电感电流线性下降阶段
辅助开关Qa关断后，谐振电感La两端电压ULa＝-UO,谐振电感La储藏的能量释放给负载，电流呈线性下降，主功率开关中电流线性上升。
阶段6，PWM工作阶段
谐振电感La电流线性下降到0,辅助二极管Da、吸收二极管Db电流过零自然关断,此时升压二极管D1、辅助二极管Da、吸收二极管Db全部处于关断状态。同时，主功率开关Q1保持开通状态，升压电感Lf通过主功率开关Q1储能，主功率开关Q1中电流为恒流；滤波电容Cf给负载供电。此阶段电路的工作情况和基本Boost变换器电路中功率开关开通阶段的工作情况一样。
阶段7，主功率开关关断缓冲阶段
主功率开关Q1受控关断，升压电感Lf电流给谐振电容Cr充电，谐振电容Cr电压Ucr由0开始上升；同时升压电感Lf电流通过辅助二极管Da向吸收电容Ca反向充电。由于Ucr+Uca＝Uo.吸收电容Ca电压Uca由U0开始下降。当Ucr上升到Uo,Uca下降到0,升压二极管D1自然导通，辅助二极管Da自然关断。在该阶段，谐振电容Cr和吸收电容Ca电压共同作用，缓冲辅助开关Qa的关断过程，实现辅助开关Qa零电压关断。同时吸收电容Ca存储的能量释放给负载，吸收电容Ca的电压无损回零，实现了吸收电容Ca的无损吸收。
阶段8，PWM工作阶段
该阶段，主功率开关Q1和辅助开关Qa处于关断状态，升压二极管D1处于导通状态。直流电源Vin和升压电感Lf通过升压二极管D1给输出滤波电容Cf和负载R1供电。此阶段电路的工作情况和基本Boost变换器电路中功率开关关断阶段的工作情况一样。最后，触发开通辅助开关Qa，开始新的工作周期。
以上分析可以看出，吸收电容Ca在该电路工作过程中起到两个作用:
(1)辅助开关Qa关断时，吸收电容Ca缓冲辅助开关Qa的关断过程，实现辅助开关Qa的零电压关断。消除了Boost ZCT-PWM变换器中较大的辅助开关关断损耗，提高了变换器的效率。
(2)主功率开关Q1关断时，吸收电容Ca和谐振电容共同作用，实现主功率开关的零电压关断。而且增加的吸收电路能量在主功率开关Q1关断过程中通过负载释放，并没有造成能量的损耗，实现了无损吸收。同时，由于吸收电容Ca和谐振电容Cr共同实现主功率开关的零电压关断，因此并联谐振电容容量可以很小，通常利用主功率开关Q1的结电容替代谐振电容，不必另加谐振电容，降低了变换器的成本。
为了避免电阻型检测造成的能量损耗较大的问题，本实施例中采用电流互感器电路作为电流反馈。电流互感器获得的信号经二极管整流,通过电阻和电容滤波后与UC3855的电流反馈引脚连接。通过互感器方便将控制芯片与主电路电源隔离，提高了电路抗干扰能力。
上述示例只是用于说明本实用新型，除此之外，还有多种不同的实施方式，而这些实施方式都是本领域技术人员在领悟本实用新型思想后能够想到的，故，在此不再一一列举。
Claims (5)
1.基于Boost的零电压转换电路，包括直流电源、控制芯片、主功率开关、升压二极管、升压电感和滤波电容构成的基本Boost变换器；以及辅助开关，谐振电感、辅助二极管、谐振电容构成ZVT-PWM变换器辅助谐振电路；其特征在于，还包括吸收电容和吸收二极管；所述吸收电容高压端连接所述升压二极管的正极，低压端连接所述辅助二极管正极；所述吸收二极管正极与所述辅助开关输出端连接，所述吸收二极管正极与所述辅助二极管正极连接，实现辅助开关零电压开关。
2.如权利要求1所述的基于Boost的零电压转换电路，其特征在于，所述控制芯片为UC3855。
3.如权利要求1所述的基于Boost的零电压转换电路，其特征在于，所述直流电源为电池或者交流电源经整理滤波获得。
4.如权利要求1所述的基于Boost的零电压转换电路，其特征在于，所述控制芯片通过电流互感器电路获得的电流反馈。
5.如权利要求1所述的基于Boost的零电压转换电路，其特征在于，所述转换电路的开关频率为200kHz至400kHz。
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