CN1956433A - 多载波通信系统 - Google Patents

Abstract

本发明提供多载波通信系统。本申请涉及一种通信方法，在该通信方法中，发送器向一个或更多个接收器发送连续时域码元(TDS)。每一个时域码元都包括由所述发送器并行发送的多个信号。这些信号可以包括数据信号或导频信号。在发送器处，向分配给了给定时域码元的一组导频信号提供与应用于所述时域码元的相位向量有关的信息。优选地，基于对峰均功率比的降低的考虑来选择所述相位向量，当将该向量应用于时域码元时，可以实现该峰均功率比的降低。还提供了在该通信方法中使用的发送器和接收器。本发明尤其适用于OFDM通信系统。

Description

多载波通信系统

技术领域

本发明涉及诸如频分复用(FDM)系统和正交频分复用(OFDM)系统的多载波通信系统、发送器、接收器，本发明还涉及在这种系统中发送信号的方法。

背景技术

在诸如FDM或OFDM的多载波传输系统中，将单个数据流调制到N个并行子载波上，每一个子载波信号都具有其自己的频率范围。这使得能够将总带宽(即，要在给定时间间隔内发送的数据量)分给多个子载波，由此增大了各个数据码元的持续时间。由于各个子载波都具有较低的信息速率，所以多载波系统受益于对脉冲噪声和反射的增强抵抗力。FDM系统的缺点是，各个调制子载波之间需要防护频带，以确保一个子载波的频谱不与另一子载波的频谱相干扰。FDM系统中需要防护频带这一点显著降低了该系统的频谱效率。

正交频分复用(OFDM)是一种基于FDM的调制技术。OFDM系统使用了在数学意义上正交的多个子载波频率，从而这些子载波的频谱可以无干扰地交叠。OFDM系统的正交性使得不再需要防护频带，由此提高了系统的频谱效率。已经为许多无线系统提出并采用了OFDM。目前，OFDM用于非对称数字用户线路(ADSL)连接以及包括WiMAX和IEEE802.11a/g在内的一些无线LAN应用。OFDM通常与信道编码、纠错技术结合使用，以创建编码正交FDM或COFDM。COFDM目前广泛用于数字电信系统，使得易于对这种信号进行编码和解码。该系统已经在广播以及特定类型的计算机网络技术中得到应用。

图1示出了在诸如OFDM的多载波系统中发送的信号的示例。该信号包括时域码元(TDS)序列或码元“块”，每一个时域码元都包括一组N个信号，这些信号包括导频信号或数据信号，并且分别通过不同的子载波频率并行地(即，同时)发送。时域码元序列构成了该系统的信息单元F。图1中所示的信息单元包括38个时域码元，其中32个TDS是数据码元块(DSB)而6个TDS是导频信号块(PSB)。

在OFDM系统中，在发送器处通过使用逆傅立叶变换算法(IDFT/IFFT)将N个调制数据源信号的块映射到N个正交子载波，从而形成时域中的N个并行信号的块，被称为“OFDM码元”。因此，“OFDM”码元是所有N个子载波信号的复合信号。OFDM码元在数学上可以表示为：

$x\left(t\right)=\frac{1}{\sqrt{N}}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{c}_n\·e^{j2\mathrm{\πn\Δft}},$ 0≤t≤T_s               (1)

其中，Δf是子载波间隔，T_s＝1/Δf是码元时间间隔，而c_n是调制源信号。(1)中的、各个源信号被调制到其上的子载波向量c ∈C_n，c＝(c₀，c₁...c_N-1)是来自有限星座图(constellation)的N个星座图码元的向量。在接收器处，通过采用离散傅立叶变换(DFT)或快速傅立叶变换(FFT)算法将所接收的时域信号转换回频域。

从方程(1)可以看出，OFDM时域码元包括N个独立的调制信号的复合，该N个调制信号是由OFDM系统的发送器在时间间隔Ts同时发送给一个或更多个接收器的。因此，所有N个信号有可能同相，因而复合OFDM波形的峰值将为所有子载波信号的峰值的总和。当以相同相位对这N个信号进行相加时，它们产生了为平均功率的N倍的最大峰值功率。峰均功率比(PAPR)定义如下：

$\mathrm{PAPR}=\frac{\underset{0\≤n\≤N}{\max }{\left|x\left(n\right)\right|}^2}{E\left[{\left|x\left(n\right)\right|}^2\right]}---\left(2\right)$

其中，Ｅ表示期望/平均值。对于N个子载波，PAPR的理论最大值为10log(N)dB。

当信号必须经过功率放大器时，OFDM系统中固有的高PAPR导致一些问题。具体地，高PAPR值可以将放大器驱动到饱和区，其中输入驱动电平的增大并不导致输出电平的增大。这种非线性降低了放大器的效率。

已经提出了多种方法来降低多载波复用信号(尤其是OFDM信号)的PAPR，这些方法包括限幅、载波预留(tone reservation)(TR)和交错。然而，已经发现这些以前提出的技术引入了各种其他问题，这些问题否定了在PAPR方面看到的改进，这些问题例如为所需的发送信号功率的增大、系统的数据速率的降低以及误码和系统复杂度的增加。已经被证明对于降低PAPR非常有效的两个其他以前考虑过的技术是选择映射(SLM)和使用部分传输序列(PTS)。这两种技术都涉及对包括在时域码元中的子载波信号的相位进行调节，以对最终发送的复合OFDM波形进行优化。在R.W.Bauml，R.F.H.Fischer and J.B.Huber，“Reducing thePeak to Average Power Ratio of Multicarrier Modulation by SelectedMapping”，Electronics Letters，Vol.32，No.22，October 1996中详细描述了选择映射(SLM)。在S.H.Muller and J.B.Huber，“OFDM with reducedPeak-to-Average Power Ratio by Optimum Combination of Partial TransmitSequences”，Elect.Lett.，vol.33，no.5，Feb 1997，pp.368-369中描述了部分传输序列的应用。

根据SLM技术，对将构成时域码元的数据源码元序列C_n{C_n＝c₀，c₁，c₂...c_N-1}应用U个不同的相位向量Q_u，以产生该时域码元的一组不同的但却(在数据内容方面)等价的信号表示。图2中示出了基本SLM发送器18的主要部分。每个向量Q_u都包括N个相位元素φ₀，φ₁，φ₂，...，φ_N-1的序列，并且根据SLM过程，对每个元素应用该时域码元的不同子载波，从而通过该向量的单个相位元素来调节各个信号的相位。向量Q_u在数学上可以表示为：

$Q_u=[e^{j{\mathrm{\φ}}_0^u},e^{j{\mathrm{\φ}}_1^u},...,e^{j{\mathrm{\φ}}_{N-1}^u}],$ 其中对于所有U个向量，u∈{0，1，...，U-1}， ${\mathrm{\φ}}_n^u\∈\left(\mathrm{0,2}\mathrm{\π}\right).$

优选地，将一组U个相位向量存储在SLM块18的相位向量存储器单元中，其中包括在特定相位向量Q_u中的相位向量元素的序列优选地是随机生成的。因此，SLM技术对每个子载波的相位进行了有效的随机化，使得在将这些子载波加在一起时，信号不太可能彼此同相，并且所得到的包络OFDM更平坦。然后，发送器选择使OFDM码元具有最低PAPR的向量来进行发送。

根据SLM技术，可以通过将所应用的向量的共轭Q_u ^*乘以所接收的信号r_n，来从所接收的信号中恢复出原始OFDM数据码元。为此，在接收器处需要所应用的向量序列的知识。本发明与该技术问题有关。

接收器确定所应用的向量的识别信息的方法主要有两种。第一种涉及向接收器发送与所应用的相位序列有关的信息作为辅助信息，使得接收器随后能够通过r_nQ_u ^*的计算来恢复出原始数据码元。所述辅助信息通常为索引号的形式，该索引号唯一地识别各个相位向量Q_u。然而，这种方法利用了带宽并增加了信号发送开销。而在实际当中，大量的U个向量导致更好的PAPR降低，PAPR的任何改善都必须以由于U的数量增大而所需的信号发送开销的对数增大为代价。例如，如果U＝16，则log₂(U)＝4＝每个OFDM时域码元所需的作为辅助信息的位数。在这种情况下，如果该系统的信息单元或帧包括32个OFDM码元，则在每个信息单元中需要向接收器发送32*4＝128位。图3示出了可以在OFDM系统中通过使用4、8、16和64个向量的SLM实现的可能PAPR降低，该OFDM系统包括用于QPSK调制而未编码的512个子载波。

在A.D.S.Jayalath和C Tellambura的题为“A blind SLM receiver forPAPR-reduced OFDM”，Proceedings of IEEE Vehicular TechnologyConference，pp 219-222，Vancouver，Canada，24-28 September 2002的论文中新近提出了另一种技术。所提出的技术采用接收器中的解码器，该解码器对各个所接收的OFDM数据码元进行一组计算。根据该技术，不向接收器发送表示应用于OFDM数据码元的最优相位向量的值或索引号。而是具有所有可能向量Q_u的预先知识的解码器执行一组试验计算，来找到r_nQ_u ^*(其中Q_u ^*是相位向量元素之一的共轭)与

之间的最小距离，其中 是信道脉冲响应的估计值，而c_n是在接收器处已知的所用调制方案的星座图点之一。在接收器处进行DFT解调之后的接收信号r_n由下式给出：

$r_n=H_n{P}_n{e}^{j{\mathrm{\φ}}_n^u}+n_n---\left(3\right)$

假定信道没有失真和噪声，我们可以假设接收器获得所接收的信号向量r＝cQ_u。从概念上来讲，对于每一个接收信号r_n(n＝0，...，N-1)，解码器计算一组“试验”接收信号中的每一个与实际接收信号的表示之间的差。如果试验接收信号正确，则该差为零，然而实际当中，正确的相位向量可被识别为导致最小差的试验向量。解码器因此对从发送器接收的各个时域码元计算以下决策度量。

$D=\underset{Q_u}{\min }\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{c_n\∈\mathrm{Mod}}{\min }{|r_n{e}^{-j{\mathrm{\φ}}_n^l}-{\hat{H}}_n{c}_n|}^2---\left(4\right)$

图4中示出了这种接收器的框图。所提出的方案在以下假设下有效：(1)c_n被限定为特定调制方案(例如，QPSK)的星座图点；(2)所应用的那组向量是固定的并且在接收器处已知；以及(3)对于u≠v，cQ_u和cQ_v充分不同。换句话说，可用的那组相位向量具有大的Hamming距离，提供了可以在接收器处利用的固有多样性。

所提出的盲接收器的优点在于，不需要发送辅助信息。然而，对于该系统的吞吐量的改善被接收器复杂度的显著提高所抵消。接收器所要求的信号处理是大量的，达到了每个信息单元U*N*N_data*M次操作，其中M是指对于特定调制方案(例如，QPSK)的星座图点的数量，U是可能向量的数量，N是子载波的数量，而N_data是OFDM时域码元的数量。已知的盲接收器的另一个缺点是，对于每个OFDM码元，应该对每个子载波使用相同的调制方案，从而不允许例如对一些子载波采用QPSK而对其他子载波采用16QAM的混合调制方案。此外，接收器要求对其中采用了高级别调制方案(16/64QAM)的信道进行精准估计，这可能意味着需要更多的导频开销。

发明内容

本发明的实施例旨在消除与已知技术相关的问题，并提供一种技术，该技术使得接收器能够具有与应用于时域码元的相位向量相关的知识，而不会过多地增加接收器的复杂度以及对接收信号进行“解码”所需的信号处理负担。

根据本发明的实施例，利用导频信号来承载与应用于从发送侧到接收侧的多载波信号的时域码元的相位向量有关的信息。因此，从多载波信号的信息单元中提取数据所需的相位信息被嵌入或编码到该信息单元内的导频信号中。

众所周知，“导频”信号(即，多载波信号中的已知幅值和相位的信号)的存在，使得接收器能够在从发送器向接收器发送信号时获得信道脉冲响应的估计值。这是获得承载数据码元的其他子载波的相干解调所需的。根据已知技术，可以将恒定的导频码元重复地调制到一个或更多个指定的子载波信道中。另选地，可以在单个码元时间间隔内提供多个导频信号，从而形成导频信号的“块”。在这种情况下，优选地可以在信息单元的起始处设置一个或更多个导频信号“块”(PSB)，使得接收器可以使用这些导频信号来获得所发送的信息单元所经历的信道脉冲响应(“信道”)的估计值。如图1所示，通常导频信号块在信息单元的中间或结束处重复。根据本发明的实施例，也可以使用被指定用于承载相位信息的导频信号来获得所需的信道估计值。同样，由目前提出的技术引入的附加数据速率损失是最小的。实际上，本发明的优选实施例还通过使用导频信号来传送与应用于发送器与接收器之间的时域码元的相位向量有关的相位信息，利用了导频信息的必要性。

根据本发明，提供了一种通信方法，其中发送器向一个或更多个接收器发送连续的时域码元，每一个时域码元都包括由所述发送器并行发送的多个信号，这些信号包括数据信号或导频信号，所述方法包括：

在发送器处，向被分配给了给定时域码元的一组导频信号提供与被应用于包括在所述时域码元中的信号的相位向量有关的信息，所述相位向量包括相位元素的序列，其中通过一个所述相位元素来调节所述时域码元的各个信号的相位，其中包括在所述一组导频信号中的各个导频信号设置有与所述时域码元内具有可确定位置的一个所述信号的相位调节有关的信息。

优选地，本发明的实施例使得所发送的多载波信号的接收器能够对设置有相位信息的导频信号进行处理，以确定被应用于该时域码元内的子载波的相位元素的识别信息。然后，通过接收器可以已知或可由接收器确定的该子载波在该时域码元内的位置，接收器随后可以参照一组可能的相位向量序列而识别出构成所应用的相位向量的相位元素的整个序列。该组可能的相位向量优选地对于接收器已知。

优选地，接收器已知给定导频信号设置有相位信息的信号在时域码元中的位置。本领域技术人员可以理解，在任意通信系统中，发送器和接收器优选地通过将用来发送信号的帧结构进行预编程。因此，接收器优选地具有承载相位信息的导频信号在任意给定信息单元中的位置的预先知识。此外，优选地，承载相位信息的各个相位信号与经过相应相位调节的子载波之间的相关性对于特定的信息单元结构也是已知的。另选地，如果信息单元的结构未知或者相对于前一次发送产生了变化，则必须将与该结构或者结构的变化有关的信息发送信号给接收器。通常，这是通过表示当前传送格式的传送格式组合单元(TFCI)来实现的，使得接收层可以对所接收的数据进行适当的解码、解复用和传送。

优选地，应用于给定时域码元的相位向量是从一组可能的相位向量Q_u(其中，u＝1，2，...U)中选择的。优选地，对相位向量的选择基于对峰均功率比的降低的考虑，该峰均功率比的降低可以通过将所选择的向量应用于包括在该时域码元中的N个信号来实现。优选地，使用选择映射(SLM)方法来进行相位向量的选择。

可以按照多种不同方式在给定信息单元内定位和设置被分配用于承载相位信息的导频信号。根据一个实施例，由包括在不同时域码元中的信号来承载被分配给了给定时域码元的一组导频信号。优选地，在这种情况下，对信息单元中的被分配给被选择用于相位调节的时域码元的所有组导频信号进行设置，以形成导频信号的时域码元、或者“导频信号块”PSB。这种设置的优点是，可以在接收器处对所接收的导频信号块更容易地进行处理，以提取相位信息(并由此确定应用于时域码元的相位向量)，因为各个导频信号与相应时域码元的适当子载波之间的相关性更加直接。

因此，可以相对较快地进行导频信号的处理，此外，优选地，可以在接收到时域数据码元的同时和之前，获得信道的估计值。

根据该实施例，可以构想，例如由包括在发送器中的SLM单元提供的相位调节装置将把所选择的相位向量应用于给定信息单元中的被选择用于相位调节的时域码元。然后在发送器中对经相位调节的时域码元进行缓冲或存储，以进行后续发送。优选地，发送器还包括选择相位向量存储单元以及编码单元，该选择相位向量存储单元用于存储由相位调节单元选择的相位向量。当所选择的时域码元的相位向量变为已知，或者当包括在多载波信号的信息单元中的所有所选择的时域码元的相位向量已知时，该编码器执行以下步骤：向包括在各组导频信号中的各个导频信号提供适当的相位信息。优选地，这通过以下操作来实现：将给定导频信号乘以已被用来调节适当子载波的相位的相位元素，由此对该导频信号的相位进行调节。

另选地，根据第二实施例，通过包括在所述时域码元中的信号来承载被分配给该时域码元的一组导频信号。这些导频信号因此表现为被设置在导频信号承载相位向量信息的时域码元“之内”。因此，在给定时域码元中，使用已知导频信息对多个子载波N_pilot分别进行调制，而使用数据对其余子载波N-N_pilot进行调制。可以将导频信息调制到一组相邻子载波频率上，或者它们可以在该时域码元的频域内散布。应该理解，时域码元中的导频信号的模式或排列可以在连续时域码元之间或者连续信息单元之间改变。该实施例由于多种原因而特别有利。首先，应用于给定时域码元的相位向量将被应用于由包括在时域码元中的子载波承载的导频信号。结果，包括在该块中的各个导频信号所调制到其上的子载波将经受相位调节。应用于承载导频信号的特定子载波的相位元素将取决于该导频信号在码元块中的位置(即，频率)。将包括一系列相位元素的相位向量应用于该时域码元中的已知位置或者位置可以确定的一组导频信号，因此，使用与被应用于整个时域码元的相位向量有关的信息有效地对这些导频信号进行了“编码”。具体地，可以通过存在于经编码导频信号在该时域码元的频域中的位置与该相位要素在形成所述相位向量的相位元素的序列中的位置之间的空间相关性，来确定应用于时域码元块的相位向量。根据该实施例，可以构想，优选地，可以在将相位向量应用于时域码元的过程中实现以下步骤：向各个导频信号提供与各个时域码元内具有可确定位置的一个所述信号的相位调节有关的信息。优选地，通过相位调节单元(例如，发送器的SLM单元)来执行该操作。

根据本发明的第二方面，提供了一种通信方法，其中发送器向一个或更多个接收器发送连续的时域码元，每一个时域码元都包括由所述发送器并行发送的多个信号，其中所述多个信号可以包括数据信号或导频信号，该方法包括：

在接收器处，对分配给了给定时域码元的一组导频信号进行处理，以确定与所述发送器应用于包括在所述给定时域码元中的信号的相位向量有关的信息，该相位向量包括相位元素的序列，其中该时域码元的各个信号的相位都通过一个所述相位元素进行了调节，其中对包括在所述一组导频信号中的各个导频信号进行处理，以获得与对所述时域码元中具有可确定位置的一个所述信号进行的相位调节有关的信息。

优选地，接收器通过考虑一组可能的相位向量来识别被应用于给定时域码元的相位向量，优选地，所述一组可能的相位向量可以存储在设置在接收器中的相位向量库中。由接收器执行的该处理优选地涉及执行多个计算操作，每一个计算操作都利用从一组可能的相位向量中选择的试验相位向量中的预定位置获得的相位元素。通过考虑以下内容来确定该元素在试验向量中的位置：i)导频信号被提供有其信息的信号在给定时域码元中的位置；以及ii)包括在该试验相位向量中的相位元素的序列。

优选地，接收器进行以下计算来处理该组导频信号：

$V_{\mathrm{SLM}}=\underset{Q_u}{\min }\underset{n=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{|r_n{P}_n^{*}-{\hat{H}}_n{e}^{j{\mathrm{\φ}}_n^u}|}^2---\left(5\right)$

其中，r_n是所接收的一组导频信号，K是包括在各组导频信号中的导频信号的数量，P_n ^*是相位码元的共轭，而 是信道脉冲响应与从试验相位向量获得的相位元素相乘的估计值。

另选地，接收器进行以下计算来处理该组导频信号：

$V_{\mathrm{SLM}}=\underset{Q_u}{\min }\underset{n=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{abs}\left(\arg \left(r_n{P}_n^{*}\right)\right)-\arg \left(\left({\hat{H}}_n{e}^{j{\mathrm{\φ}}_n^u}\right)\right)---\left(6\right)$

其中，r_n是所接收的一组导频信号，K是包括在各组导频信号中的导频信号的数量，P_n ^*是相位码元的共轭，而

是信道脉冲响应与从试验相位向量获得的相位元素相乘的估计值。

分配给各个时域码元的导频信号的数量K应该足以使整个向量序列能够被唯一地识别。因此，包括在各组导频信号Pⁿ中的导频信号的最小数量将取决于可能的向量Q_u的数量U以及两个可能的向量之间的差异度。多载波信号的每个信息单元都应该优选地被提供有足够多组的导频信号，以使得能够确定应用于包括在所发送的信息单元中的原始数据码元块的相位向量。因此，优选地为包括在多载波信号的各个信息单元中的各个时域码元提供一组Pⁿ个导频信号，使得n＝1，2，...N_data。应该理解，包括在信息单元中的时域码元的数量N_data可以改变，因此信息单元所需的导频信号的组数也可以改变。

根据本发明的另一方面，提供了一种用于向一个或更多个接收器发送连续时域码元的发送器，每一个时域码元都包括由所述发送器并行发送的多个信号，其中所述多个信号可以包括数据信号或导频信号，该发送器包括：

i)相位调节装置，用于向包括在时域码元中的信号应用相位向量，该相位向量包括相位元素的序列，其中，该时域码元中的各个信号的相位都通过一个所述相位元素进行了调节；以及

ii)相位编码装置，用于向被分配给所述时域码元的多个导频信号提供与所述时域码元内具有可确定位置的一个所述信号的相位调节有关的相位信息。

根据本发明的另一方面，提供了一种用于从发送器接收连续时域码元的接收器，每一个时域码元都包括由所述发送器并行发送的多个信号，其中所述多个信号可以包括数据信号或导频信号，该接收器包括：

导频信号处理装置，用于对分配给了给定时域码元的一组导频信号进行处理，以确定与所述发送器应用于包括在所述给定时域码元中的信号的相位向量有关的信息，该相位向量包括相位元素的序列，其中该时域码元的各个信号的相位都通过一个所述相位元素进行了调节，其中对包括在所述一组导频信号中的各个导频信号进行处理，以获得与对所述时域码元中具有可确定位置的一个所述信号进行的相位调节有关的信息。

本发明的实施例的优点在于，基本上不再需要使用带宽来向接收器发送辅助信息。相反，还使用便于信道估计的导频信号来承载相位信息。此外，为了识别相位向量，接收器只需对提供有与应用于特定时域码元的相位向量有关的相位信息的一组导频信号进行处理。因此，与图4所示的现有技术的接收器所需的处理相比，实现本发明的接收器的处理负担显著降低。

在以上任意一方面中，各种特征都可以实现为硬件，或者实现为在一个或更多个处理器上运行的软件模块，或者实现为二者的组合。例如，上述各个发送器和各个接收器都可以具有诸如数字信号处理器(DSP)的处理器，或者根据程序进行操作的计算机。本发明还提供了用于执行在此所述的任意一种方法的计算机程序和计算机程序产品，以及其上存储有用于执行在此所述的任意一种方法的程序的计算机可读介质。实现本发明的计算机程序可以存储在计算机可读介质上，或者其例如可以是信号(例如，从互联网站点提供的可下载数据信号)的形式，或者其可以为任意其他形式。

应该理解，上述的发送器或接收器可以设置在基站或(节点B)中。此外，该发送器或接收器可以设置在用户设备(UE)中。

附图说明

为了更好地理解本发明，并且展示如何将本发明付诸实施，下面通过示例的方式对附图进行说明，附图中：

图1示出了在诸如OFDM的多载波系统中发送的信号的信息单元；

图2示出了采用SLM PAPR降低处理的已知OFDM发送器；

图3示出了可以利用SLM实现的可能PAPR降低；

图4示出了根据现有技术的接收器；

图5示出了根据第一实施例的信息单元的结构；

图6示出了根据本发明第一实施例的OFDM通信系统的系统框图；

图7示出了根据第二实施例的信息单元的结构；

图8示出了根据本发明第二实施例的OFDM通信系统的系统框图；

图9示出了实现本发明的接收器；

图10、11和12示出了为测试本发明第一实施例的性能而进行的仿真的结果；以及

图13和14示出了为测试本发明第二实施例的性能而进行的仿真的结果。

具体实施方式

图5示出了根据本发明第一实施例的包括N个子载波的多载波信号的信息单元的示例结构。在本实施例中，被分配用于承载相位信息的导频信号都是由包括在该信息单元的第二时域码元(TDS₂)中的信号来承载的。完整的信息单元在结构上与图1所示的信息单元相同，图5示出了可以将与应用于该信息单元的时域码元的相位向量Q_u有关的信息提供给或编码在所分配的导频信号中的方式。图5中仅示出了包括在信息单元F₁中的前两个导频信号块PSB₁和PSB₂、前两个数据码元块DSB₁和DSB₂、以及最后两个数据码元块DSB_Ndata-1和DSB_Ndata，其中N_data＝32。

将相位向量Q_u应用于包括在图5所示的信息单元中的各个数据码元块。优选地，根据SLM单元(例如，图6所示的SLM块18)来选择各个相位向量，并选择所得到的具有最低PAPR的经相位调节的数据码元块来进行发送。e^jφn表示包括在所应用的相位向量Q中的给定相位向量元素，其中n＝0，1，...N-1。优选地，包括在特定相位向量中的各个相位元素是唯一的，并对包括在该系统的信息单元中的时域码元应用不同的相位向量Q_u≠v。然而，本领域的技术人员应该理解，相位向量应该充分不同，以使得可以根据向量的K个相位元素唯一识别出该向量。根据本实施例，使用构成第二导频信号块的所有导频信号来承载相位信息。因此，必须将指定的导频信号分配给信息单元的特定时域码元。如果N_data＝16+16＝32(参见图1)并且子载波的数量N＝512，并且包括在导频信号块中的所有子载波都承载相同的导频信号，则K＝N/N_data＝512/32＝16，其中K是可方便地用于承载信息单元F的特定时域码元的相位信息的子载波的数量。因此，K＝包括在一“组”导频信号中的导频信号的数量。在该特定示例中，PSB₂将因此包括32组导频信号，其中每组导频信号都包括16个导频信号。

该多组导频信号便于与经过相位调节的时域码元依次相关联。因此，第一组导频信号P¹承载了与应用于构成信息单元的第一数据码元块DSB₁的相位向量有关的信息。类似地，第二和第三等组导频信号P²和P³分别被提供有与第二和第三等时域码元DSB₂和DSB₃有关的信息。应该理解，将一组导频信号分配给信息单元的特定时域码元有很多其他方法。然而，重要的是，给定导频信号承载了其信息的子载波在特定时域码元中的位置对于接收器已知或者可以由接收器确定，使得可以参照一组可能的相位向量序列来确定完整相位向量序列的识别信息。接收器还必须可以获知分配用于承载相位信息的各个导频信号与信息单元中的适当子载波之间的位置相关性。如上所述，可以使用与该相关性有关的预先知识来对接收器进行编程，或者通过发送器可将该相关性信号发送给接收器(例如，通过TFCI)。

图6示出了根据本发明第一实施例的适于产生和处理图5所示的信息单元的OFDM通信系统的系统框图。该系统包括发送器1A、接收器2A和将发送器1A链接至接收器2A的多路径无线电信道3。在所示的OFDM系统中，在编码块12中对数据流进行编码，例如，以1/2或3/4的编码率进行Turbo编码，然后在调制器14中对编码后的数据进行预定的调制(例如，正交相移键控QPSK)，以获得一系列数据码元DS。通过串并转换器块16将数据码元流转换为并行数据码元块，并将所得到的并行数据块输入到SLM块18，例如图2中详细示出的SLM块，该SLM块产生一组经OFDM相位调节的码元。通过CPE插入块22在由SLM块产生的表现出最低PAPR的OFDM数据码元的起始处插入循环前缀扩展。将所得到的具有CPE的时域码元发送给复用器24，复用器24可以对连续时域码元进行初始存储。

将对于各个时域码元由SLM块选择的相位向量存储在相位向量存储单元26中。根据本实施例，使用图5所示的第二导频信号块PSB₂来承载与应用于该经相位调节的时域码元的相位向量有关的信息。当应用于所有经相位调节的时域码元的相位向量变得已知时，或者当包括在多载波信号的信息单元中的所有所选择的时域码元的相位向量已知时，编码器28将包括在各组导频信号中的各个导频信号与分配了给定组的适当相位元素相乘。该处理由图5所示的箭头A来表示。然后在IFFT/IDFT块30(其进行逆傅立叶变换算法)中将所得到的经编码的导频信号映射到一组在数学上正交的子载波上。通过CPE插入块22在经编码的OFDM导频信号块的起始处插入循环前缀扩展，并将所得到的码元块输入到复用器24以进行存储和复用。通过单元36插入例如将构成导频信号的PSB₁块的其他导频信号，并通过单元38和所插入的循环前缀扩展将其映射为正交子载波的OFDM组。当将包括在该系统的信息单元中的所有时域码元都提供给该复用器时，该复用器按照正确的顺序对这些时域码元进行组合，以形成所需的信息单元结构。通过DAC转换器42将OFDM码元转换为模拟信号，然后通过RF块44将其转换为射频(RF)信号。通过信道3将RF信号发送至接收器。在本实施例中，发送顺序为PSB₁、PSB₂、DSB₁、DSB₂...等。按照这种方式，可以从PSB₁获得接收器对信息单元进行处理所需的信道估计值，然后将其用于处理其中存储有相位信息的导频信号块。

接收器2基本上进行相反的操作。通过RF部分46将所接收的信息单元下转换为基带信号。通过模数转换器(ADC)48将基带模拟信号转换为对应的数字信号。该数字信号包括连续时域信号(导频信号块或数据码元块)，在DFT/FFT块52中对CPE去除块50的输出进行傅立叶变换算法之前，将这些连续时域信号提供给CPE去除块50。在单元54中对所接收的信息单元进行解复用，并将数据信号/导频信号分为三个处理流。发送包括在第一导频码元块中的导频信号PS1，以进行由单元56执行的信道估计。在单元58中对包括在第二导频信号块中的导频信号PS2进行导频信号处理，以获得相位信息，并发送数据码元DS以去除相位向量。当通过相位去除块(未示出)从导频信号中去除了相位时，优选地还在单元62中使用包括在第二导频信号块PSB₂中的导频信号来获得或确认信道估计值。

在单元58中对第二导频信号PSB₂进行处理，该单元58包括根据本发明实施例的导频信号处理装置，用于提取已经在所分配的导频信号中进行了存储或编码的相位信息。单元58包括可以由导频信号处理装置用来进行试验计算以恢复经编码的相位信息的相位向量库。图9中更加详细地示出了单元58，稍后将对通过单元58从PSB₂中提取相位信息的方式，以及如何确定应用于各个时域码元的相位向量的识别信息的示例进行描述。当已知相位信息，并且已经识别了相位向量Q_u时，在单元60中对时域码元进行处理，以去除在发送前应用的相位向量，从而可以恢复数据。在经解调器68处理和在单元70中进行信道解码以获得重构数据72之前，在单元64中对数据进行并串转换。

图7中示出了根据本发明第二实施例的信息单元F₂的一部分。在本实施例中，按照与各个时域码元相同的时间间隔由子载波来承载分配给特定时域码元的导频信号。因此，例如，TDS₂设置有一组导频信号P¹。导频信号因此表现为设置在导频信号承载其相位向量信息的时域码元“之内”。因此，在给定时域码元(例如，DSB₁)中，使用导频信号对多个子载波N_pilot分别进行调制，而使用数据码元对其余子载波N-N_pilot进行调制。从图7中可以看出，导频信号在时域码元的频域内散布。然而，N_pilot个子载波在频域内的位置对于接收器应当已知，或者可以由接收器确定。应该理解，时域码元中的导频信号的模式或排列可以在连续时域码元之间或者在连续信息单元之间变化。还应该理解，图7仅示出了具有N_data个时域码元的信息单元的一部分。如图5所例示，导频信号块PBS₁(用于信道估计)在信息单元的中间和/或结尾处通常是重复的。

图8示出了根据本发明第二实施例的适于产生和处理图7所示的信息单元的OFDM通信系统的系统框图。该系统包括发送器1B、接收器2B和用于链接发送器1B和接收器2B的多路径无线电信道3。该系统的执行与图6所示的对应部分相同或类似功能的那些部分用相同的标号来标识，并且不再重复对这些部分的说明。

图7所示的信息单元的结构(尤其是其中一组导频信号在所分配的时域码元内的特定频率处散布的方式)对于第一实施例具有以下优点：降低了发送器的复杂度。如图8所示，与多个导频信号一起将调制数据流DS输入复用器74。该复用器将这些导频信号和数据码元组合成码元流。通过串并转换器单元16将包括导频信号的该码元流转换为连续的并行码元。在SLM和编码器块118处对这些并行码元的块进行处理，以对包括在该块中的并行的N个信号的复合的包络进行改进或优化。因此，也对包括在该块中的各个导频信号所调制到其上的子载波进行了相位调节。应用于承载导频信号的特定子载波的相位元素将取决于该导频信号在码元块中的位置(即，频率)。对时域码元中的位置已知或位置可确定的一组导频信号进行SLM处理，由此向这些信号提供与应用于整个块的相位向量有关的信息。因此，根据本发明的实施例，向各个导频信号提供与针对各个时域码元内的位置可确定的一个所述子载波的相位调节有关的信息的步骤是由SLM和编码器块118执行的。通过CPE插入块22在各个时域码元的起始处插入循环前缀扩展，并将所得到的码元块输入到复用器124，以与由单元36、38和40产生的导频信号块复用在一起。与图6所示的发送器相比，复用器124在发送之前无需存储时域码元。

图9示出了导频信号处理装置的示例，该导频信号处理装置包括U个导频码元处理PSP块，它们可以分别设置在图6或8所示的接收器单元58或158中。所接收的导频信号r_n表示分配给特定时域码元的一组所接收的经解复用的导频信号(每一组都包括K个导频信号；存在N_data组要处理的导频信号)。通过导频信号处理装置对各组导频信号进行处理，以识别应用于特定时域码元的相位向量。该处理涉及执行一组决策度量计算，这些决策度量计算使用从一组U个可能的相位向量中选择的试验相位向量中的适当位置处得到的相位元素。具体地，对于每组导频信号，进行一组U个决策度量计算，其中U是包括在对于接收器已知的一组可能的相位向量序列中的相位向量的数量。因此，计算的总次数为U*N_data*K或U*N，因为N_data*K＝N。

再次参照图5并考虑所分配的第一组16个导频信号P¹(其被提供有被应用于数据码元块DSB₁的头16个相位元素)。使用所有可能的向量Qu的头16个元素对所接收的一组16个导频信号r₁中的每一个进行一系列试验计算。使用所有可能的向量Qu的第二个16个元素等对第二组所接收的导频信号r₂中的每一个进行一系列试验计算。很明显，需要使用适当的所接收的导频信号对来自各个试验相位向量的正确相位元素进行处理。参照图7所示的信息单元结构，由于针对导频信号的子载波在时域码元中的位置与所应用的相位元素在相位序列中的位置之间的空间相关性对于连续时域码元保持恒定，所以优选地处理单元能够使用试验相位向量的相位向量序列中的相同位置的相位元素来处理所有组的导频信号。

由图9所示的导频信号处理装置进行的决策度量为：

$V_{\mathrm{SLM}}=\underset{Q_u}{\min }\underset{n=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{|r_n{P}_n^{*}-{\hat{H}}_n{e}^{j{\mathrm{\φ}}_n^u}|}^2---\left(5\right)$

对于给定组的导频信号给出最小V值的试验向量使得能够识别应用于对应时域码元的相位向量。

在导频信号处理装置中还可以使用的另选决策度量为：

$V_{\mathrm{SLM}}=\underset{Q_u}{\min }\underset{n=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{abs}\left(\arg \left(r_n{P}_n^{*}\right)\right)-\arg \left(\left({\hat{H}}_n{e}^{j{\mathrm{\φ}}_n^u}\right)\right)---\left(6\right)$

以上两个决策度量都针对每个n值(其中，n＝0...K-1，而K是包括在给定组导频信号中的导频信号的数量)计算两项，然后对于各组导频信号对通过第二项与第一项之间的差而获得的值进行求和，以获得V_SLM。首先参照方程(5)，第一项r_nP_n ^*表示每组导频信号的所接收的导频信号与在接收器处已知的所发送的导频信号的共轭的乘积。第二项

表示信道的估计值与从一组U个可能的相位向量中选择的试验相位向量中的适当位置处的相位元素的乘积。所接收的导频信号r_n表示与所应用的相位元素(由SLM过程确定)相乘并受到信道影响的所发送的导频信号。通过用已知导频信号的共轭与r_n相乘，来有效地去除导频信号P，从而留下了所应用的相位元素和信道影响的表示。因此，如果选择了正确的试验向量，则这两项将接近于相等，而对于给定的n， 将接近于0。

类似地，参照方程(6)，对于给定的n，从自变量

中减去自变量r_nP_n ^*，并且该差将接近于0。

本领域的技术人员应该理解，实际当中可以使用微处理器或数字信号处理器来实现本发明实施例的导频信号处理装置、相位向量应用装置或编码器的某些或全部功能。这种处理器根据操作程序进行操作，来执行各种功能。

通过仿真对本发明的性能进行了研究。用于仿真的链路级仿真假设如下：

参数	值
		载波频率	5GHz
传播条件	AWGN和Rayleigh衰落信道：a)单路径b)增益为1dB且路径延迟为0.20ms的12路径指数模型
		平坦衰落的车速	17kmph(80Hz)和207Kmph(960Hz)
调制方案	无编码速率的QPSK和16QAM
		接入	OFDM
带宽	78.336MHz
		FFT大小	1024
可用子载波数	512
		子载波间隔	76.5KHz
防护间隔(GI)	200个抽样
		扩展因子(SF)	无扩展
码元持续时间	15.62μs(Tu：13.05μs和GI：2.55μs)
		帧持续时间	0.59ms(32数据+6导频)
交织	无
		信道估计(CE)	内插(非理想CE)
快速衰落模型	Jakes谱
		信道编码	Turbo码
尾(Tail)位	6和k＝4
		对于Turbo编码器的迭代次数	8
对于Turbo编码器的度量	Max-Log-MAP
		对于Turbo解码器的输入	软
每信息位的EbNo	变化
		天线分集	Tx/Rx＝1/1

性能仿真结果-实施例1(导频信号块)

对本发明第一实施例的性能进行分析并与以下技术进行比较，本发明的第一实施例利用了如图5所示的具有导频信号块的信息单元结构，这些导频信号用于承载包括在该信息单元中的所有时域码元的相位信息：i)基本SLM技术，其使用理想信号发送(即，理想辅助信息)和ii)由Jayalath和Tellambura提出的技术，其使用如图4所示的盲接收器。使用以上针对QPSK和16QAM调制方案列出的链路级仿真假设，在AWGN信道、衰落信道上测试性能，并且放大器是非线性的。

图10和11示出了在针对无编码的QPSK(图10)和16QAM(图11)调制方案，在2dB和5dB的回馈值的条件下，对实施本发明的通信系统的BER性能(c)和(d)与Jayalath等提出的通信系统的BER性能(a)和(b)的比较。将两种结果都与使用理想辅助信息所预期的性能进行比较。从这些仿真可以看出，实施本发明的通信系统具有与使用利用理想辅助信息的基本SLM技术所预期的相同的BER性能。然而，Jayalath技术表现出低EbNo值的性能劣化。

此外，图12示出了类似的BER性能比较，这一次是在针对无编码的QPSK和16QAM调制方案，在2dB和5dB的回馈值的条件下，在一条路径衰落信道上进行的。可以观察到，实施本发明的通信系统(图12c和12d)具有与使用利用理想辅助信息的基本SLM技术(图12a和12b)所表现出的相同的性能。然而，Jayalath技术表现出在所有EbNo值中大约0.75dB的性能劣化。

性能仿真结果-实施例2(分散导频)

对本发明第二实施例的性能进行分析，并与基本SLM技术进行比较，本发明的第二实施例利用了如图7所示的信息单元结构，而基本SLM技术使用了理想信号发送(即，理想辅助信息)。使用以上针对QPSK和16QAM调制方案列出的链路级仿真假设，在AWGN信道、衰落信道上测试性能，并且放大器是非线性的。

图13示出了针对无编码的QPSK((a)和(c))以及16QAM((b)和(d))调制方案，在2dB和5dB的限幅(即，回馈)值的情况下，对实施本发明的通信系统的BER性能与使用基本SLM技术的通信系统的BER性能的比较。将两个结果都与使用理想辅助信息所预期的性能进行比较。从这些仿真可以看出，实施本发明的通信系统具有与使用利用理想辅助信息的基本SLM技术所预期的相同的BER性能。

图14示出了类似的BER性能比较，这一次是针对无编码的QPSK和16QAM调制方案，在2dB(图14a)和5dB(图14b)回馈值的情况下，在一条路径衰落信道上进行。可以观察到，实施本发明的通信系统具有与使用利用理想辅助信息的基本SLM技术(图14a和14b)所表现出的相同的性能。

Claims (40)

1、一种通信方法，在该通信方法中，发送器向一个或更多个接收器发送连续时域码元，每一个时域码元都包括由所述发送器并行发送的多个信号，所述多个信号包括数据信号或导频信号，所述方法包括：

在所述发送器处，向分配给了给定时域码元的一组导频信号提供与应用于包括在所述时域码元中的信号的相位向量有关的信息，所述相位向量包括相位元素的序列，其中通过一个所述相位元素来调节所述时域码元的各个信号的相位，其中包括在所述一组导频信号中的各个导频信号设置有与所述时域码元内具有可确定位置的一个所述信号的相位调节有关的信息。

2、根据权利要求1所述的方法，其中，分配给所述时域码元的所述一组导频信号由包括在所述时域码元中的信号来承载。

3、根据权利要求2所述的方法，其中，向包括在所述一组导频信号中的信号提供与应用于给定时域码元的相位向量有关的信息的所述步骤是在将所述相位向量应用于所述时域码元的过程中进行的。

4、根据权利要求1所述的方法，其中，分配给所述时域码元的所述一组导频信号由包括在不同时域码元中的信号来承载。

5、根据权利要求4所述的方法，其中，给定时域码元包括以多组导频信号的形式分配给多个其他时域码元的多个导频信号，已对所述多个其他时域码元中的每一个时域码元应用了相位向量，其中，各组导频信号设置有与应用于被分配给该组的时域码元的相位向量有关的信息。

6、根据权利要求5所述的方法，其中，所述多组导频信号分别依次与所分配的时域码元相关联。

7、根据权利要求1所述的方法，其中，应用于所述给定时域码元的相位向量是从一组可能的相位向量中选择的。

8、根据权利要求7所述的方法，其中，对所述相位向量的选择基于对峰均功率比的降低的考虑，可以通过将所选择的向量应用于所述时域码元来实现峰均功率比的降低。

9、根据权利要求4所述的方法，其中，应用于所述给定时域码元的相位向量是从一组可能的相位向量中选择的。

10、根据权利要求9所述的方法，该方法还包括以下步骤：将与所选择的相位向量有关的信息存储在相位向量存储单元中，以在将与所选择的相位向量有关的信息提供给所述一组导频信号的步骤中进行后续使用。

11、根据权利要求1所述的方法，其中，对所述时域码元进行逆傅立叶变换算法(IFFT/IDFT)以形成OFDM码元。

12、根据权利要求1所述的方法，该方法还包括：在所述接收器处，对分配给了给定时域码元的所述一组导频信号进行处理，以确定与对包括在所述给定时域码元中的具有可确定位置的一个所述信号进行的相位调节有关的信息。

13、根据权利要求12所述的方法，其中，所述接收器通过考虑一组可能的相位向量来识别应用于所述给定时域码元的相位向量。

14、根据权利要求11所述的方法，其中，由所述接收器执行的处理包括执行多个计算操作，每一个计算操作都利用从一组可能的相位向量中选择的试验相位向量中的预定位置处获得的相位元素。

15、根据权利要求11所述的方法，其中，通过考虑以下内容来确定所述元素在试验向量中的位置：i)与其有关的信息被提供给所述导频信号的信号在所述给定时域码元中的位置；以及ii)包括在所述试验相位向量中的相位元素的序列。

16、根据权利要求11或12中的任意一项所述的方法，其中，所述接收器进行以下计算来处理所述一组导频信号：

$V_{\mathrm{SLM}}=\underset{Q_u}{\min }\underset{n=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{|r_n{P}_n^{*}-{\hat{H}}_n{e}^{{\mathrm{j\φ}}_n^u}|}^2$

其中，r_n是所接收的一组导频信号，P_n ^*是相位码元的共轭，而

是信道脉冲响应与从所述试验相位向量获得的相位元素相乘的估计值。

17、根据权利要求11或12中的任意一项所述的方法，其中，所述接收器进行以下计算来处理所述一组导频信号：

$V_{\mathrm{SLM}}=\underset{Q_u}{\min }\underset{n=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{abs}(\arg \left(r_n{P}_n^{*}\right)-\arg \left({\hat{H}}_n{e}^{{\mathrm{j\φ}}_n^u}\right))$

其中，r_n是所接收的一组导频信号，P_n ^*是相位码元的共轭，而 是信道脉冲响应与从所述试验相位向量获得的相位元素相乘的估计值。

18、一种用于向一个或更多个接收器发送连续时域码元的发送器，每一个时域码元都包括由所述发送器并行发送的多个信号，其中所述多个信号可以包括数据信号或导频信号，所述发送器包括：

i)相位调节装置，用于向包括在时域码元中的信号应用相位向量，所述相位向量包括相位元素的序列，其中，所述时域码元的各个信号的相位都通过一个所述相位元素进行了调节；以及

ii)相位编码装置，用于向被分配给所述时域码元的多个导频信号提供与所述时域码元内具有可确定位置的一个所述信号的相位调节有关的相位信息。

19、根据权利要求18所述的发送器，其中，分配给所述时域码元的所述一组导频信号由包括在所述时域码元中的信号来承载。

20、根据权利要求19所述的发送器，其中，所述相位编码装置设置在用于将所述相位向量应用于所述时域码元的处理单元中。

21、根据权利要求18所述的发送器，其中，分配给所述时域码元的所述一组导频信号由包括在不同时域码元中的信号来承载。

22、根据权利要求18所述的发送器，该发送器还包括相位向量选择单元，该相位向量选择单元从一组可能的相位向量中选择应用于给定时域码元的相位向量。

23、根据权利要求22所述的发送器，其中，所述相位向量选择单元基于对峰均功率比的降低的考虑来选择所述相位向量，可以通过将所选择的向量应用于所述时域码元来实现峰均功率比的降低。

24、根据权利要求20所述的发送器，该发送器还包括相位向量选择单元，该相位向量选择单元从一组可能的相位向量中选择应用于给定时域码元的相位向量。

25、根据权利要求24所述的发送器，该发送器还包括相位向量存储单元，该相位向量存储单元用于存储与所选择的相位向量有关的信息，以由所述相位编码装置进行后续使用。

26、根据权利要求21所述的发送器，该发送器还包括DFT块，该DFT块用于对一个或更多个时域码元进行逆离散傅立叶变换算法，以形成OFDM码元。

27、一种用于从发送器接收连续时域码元的接收器，每一个时域码元都包括由所述发送器并行发送的多个信号，其中，所述多个信号可以包括数据信号或导频信号，该接收器包括：

导频信号处理装置，用于对分配给了给定时域码元的一组导频信号进行处理，以确定与由所述发送器应用于包括在所述给定时域码元中的信号的相位向量有关的信息，所述相位向量包括相位元素的序列，其中所述时域码元的各个信号的相位都通过一个所述相位元素进行了调节，其中对包括在所述一组导频信号中的各个导频信号进行处理，以获得与对所述时域码元内具有可确定位置的一个所述信号进行的相位调节有关的信息。

28、根据权利要求27所述的接收器，其中，所述导频信号处理装置利用与应用于所述给定时域码元的相位向量有关的信息，通过考虑一组可能的相位向量来识别所述相位向量。

29、根据权利要求28所述的接收器，其中，所述一组可能的相位向量存储在设置于所述接收器中的相位向量库中。

30、根据权利要求27所述的接收器，其中，所述导频信号处理装置执行多个计算操作，每一个计算操作都利用从所述一组可能的相位向量中选择的试验相位向量中的预定位置处获得的相位元素。

31、根据权利要求30所述的接收器，其中，所述接收器通过考虑以下内容来确定所述元素在试验相位向量中的位置：i)与其有关的信息被提供给所述导频信号的信号在所述给定时域码元中的位置；以及ii)包括在所述试验相位向量中的相位元素的序列。

32、根据权利要求30所述的接收器，其中，所述接收器进行以下计算来处理所述一组导频信号：

$V_{\mathrm{SLM}}=\underset{Q_u}{\min }\underset{n=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{|r_n{P}_n^{*}-{\hat{H}}_n{e}^{{\mathrm{j\φ}}_n^u}|}^2$

其中，r_n是所接收的一组导频信号，P_n ^*是相位码元的共轭，而

是信道脉冲响应与从所述试验相位向量获得的相位元素相乘的估计值。

33、根据权利要求30所述的接收器，其中，所述接收器进行以下计算来处理所述一组导频信号：

$V_{\mathrm{SLM}}=\underset{Q_u}{\min }\underset{n=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{abs}(\arg \left(r_n{P}_n^{*}\right)-\arg \left({\hat{H}}_n{e}^{{\mathrm{j\φ}}_n^u}\right))$

其中，r_n是所接收的一组导频信号，P_n ^*是相位码元的共轭，而

是信道脉冲响应与从所述试验相位向量获得的相位元素相乘的估计值。

34、根据权利要求27所述的接收器，该接收器还包括DFT/FFT单元，该DFT/FFT单元用于对所接收的时域码元进行傅立叶变换算法。

35、一种包括根据权利要求18所述的发送器和根据权利要求27所述的接收器的系统。

36、一种通信方法，在该通信方法中，发送器向一个或更多个接收器发送连续时域码元，每一个时域码元都包括由所述发送器并行发送的多个信号，其中所述多个信号可以包括数据信号或导频信号，所述方法包括：

在所述接收器处，对分配给了给定时域码元的一组导频信号进行处理，以确定与由所述发送器应用于包括在所述给定时域码元中的信号的相位向量有关的信息，所述相位向量包括相位元素的序列，其中所述时域码元的各个信号的相位都通过一个所述相位元素进行了调节，其中对包括在所述一组导频信号中的各个导频信号进行处理，以获得与对所述时域码元内具有可确定位置的一个所述信号进行的相位调节有关的信息。

37、一种操作程序，当适于发送连续时域码元的发送器中的处理器执行该操作程序时，该操作程序使所述发送器执行权利要求1至11中的任意一项的方法。

38、一种操作程序，当适于接收连续时域码元的接收器中的处理器执行该操作程序时，该操作程序使所述接收器执行权利要求36的方法。

39、根据权利要求38所述的操作程序，其中，所述接收器进行以下计算来处理所述一组导频信号：

$V_{\mathrm{SLM}}=\underset{Q_u}{\min }\underset{n=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{|r_n{P}_n^{*}-{\hat{H}}_n{e}^{{\mathrm{j\φ}}_n^u}|}^2$

其中，r_n是所接收的一组导频信号，P_n ^*是相位码元的共轭，而 是信道脉冲响应与从所述试验相位向量获得的相位元素相乘的估计值。

40、根据权利要求38所述的操作程序，其中，所述接收器进行以下计算来处理所述一组导频信号：

$V_{\mathrm{SLM}}=\underset{Q_u}{\min }\underset{n=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{abs}(\arg \left(r_n{P}_n^{*}\right)-\arg \left({\hat{H}}_n{e}^{{\mathrm{j\φ}}_n^u}\right))$

其中，r_n是所接收的一组导频信号，P_n ^*是相位码元的共轭，而

是信道脉冲响应与从所述试验相位向量获得的相位元素相乘的估计值。

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