CN1945964A - 方波永磁倍频调速同步鼠笼电动机 - Google Patents

Abstract

倍频调速电动机的发明是纠正了电磁基础理论中的错误，并在理论上取得了重大突破后取得了实质性技术进步，导出了转矩与转子电流的定量关系式，使同步电动机与异步电动机的结构趋于一致，都象鼠笼电动机的结构一样简单，并将逆变器输出额定电压时的额定频率提高一倍，将鼠笼电动机定子绕组导线匝数减少一半，导线截面积增大一倍，这样可使电动机的额定电流提高一倍，输出的额定功率提高一倍，相当于将成本降低一半，形成三种机型，分别是倍频调速鼠笼电动机，两相方波倍频调速鼠笼电动机，方波永磁倍频调速同步鼠笼电动机。

Description

方波永磁倍频调速同步鼠笼电动机

技术领域

倍频调速电动机是一种改进的变频调速电动机，该技术可以使变频调速电动机的成本下降一半以上，并进一步提高工作效率。

技术背景

目前已有的变频调速电动机虽然具有灵活的控制方式及节电的突出优点。但由于运行时转子相对定子的旋转运动，使得本来是线性关系的参变量转化成为非线性关系。造成了无法求解转子回路中的电压或电流与定子绕组中电压或电流的定量关系，因此转矩T与转速n的函数关系曲线T＝f(n)只能由实验来测量。这也就无法充分发挥变频调速技术的最大优势。

实际电动机的运行是由三个阶段形成的，它们分别是：堵转阶段、起动阶段、稳定运行阶段。而非线性关系只在起动阶段才出现，堵转阶段和稳定运行阶段中仍然存在着参变量的线性关系。只不过由于传统观念的局限，再加上经典电磁基础理论中存在的错误，使得电动机稳定运行时转子回路的整流效应无法发现。而转子旋转时的整流效应使转子回路中只存在直流电流，因此转子只输出有功功率，这就是轴功率，无论是同步电机还是鼠笼电机都是如此，电动机或发电机也都是由整流效应产生转矩的。并且将参变量的非线性关系由整流效应化解成为线性关系了。那么转子回路中的整流电动势是怎么形成的呢？下面讨论这个难解的问题。

为了正确回答上面提出的问题，就必须先纠正经典电磁理论中的错误，纠正错误的同时，也就是回答上述问题的过程。

实质性技术内容

一  磁感应定律中的错误

经典电磁基础理论中给出的电磁感应定律为(1)式：

u——感应电动势，——磁通量，S——线圈包围磁路截面积，B——磁通密度，当B是正弦函数时，则

B＝B_MSinωt

代入(1)式得u＝-s2πfB_MCosωt与变压器公式

比较相差N倍。

而

又与电感系数L的定义式

自相矛盾。经审核，原来(1)式和(2)式都是错误的，必须给予纠正，分别改写为(3)式和(4)式才是正确的。

l是磁路长度，电感系数L与线圈匝数成正比，而不是与线圈匝数的平方成正比。于是安培环路定律 $B=\mathrm{\μH}=\mathrm{\μN}\frac{i}{l}$ 也与电磁感应定律不矛盾了，同时也适用于交变电磁场了。

电磁感应定律中另外一个严重错误就是由楞次定律来判定感应电动势的方向。即闭合回路的感应电动势产生一个感应电流，该电流产生的磁通量的变化率总是阻碍原磁通量的变化，该电流的方向就是感应电动势的方向。当＞0时成右手螺旋关系，当＜0时成左手螺旋关系。

1831年法拉第发表电磁感应定律，并制成第一台发电机模型之后，楞次给出的判定感应电动势方向的法则中显然将闭合的感抗误认为是纯电阻了，因此将感应电流(也就是激磁电流)与感应电动势误认为是同相位了。在当年的技术条件下，无法测定感应电动势与激磁电流之间的相位差是可以理解的，但是有了示波器后很容易测出二者的相位差是

但是都没有人纠正楞次定律的错误，也没有人认真判定发电机定子线圈中输出电压与转子旋转磁极之间的方向变化关系，也就是相位关系。这也就是至今仍没有发现转子绕组的整流效应的原因了。

二  转子回路的整流效应

产生磁通的激磁电流与磁通同相位，因此二者同时改变方向，并相互垂直，满足右手螺旋关系。但是感应电动势与激磁电流相位角差是

故感应电动势与磁通量之间不可能同时改变方向，也就不存在右手或左手螺旋关系了。所以感应电动势的正、负只能由磁通量的上升或下降来判定，为了简单起见下面首先分析单相发电机转子绕组回路的整流效应。

1单相发电机空载电压

发电机转子正、负磁极中的磁通密度B是恒定的，分别为B_m及-B_m，磁极面积S₂应等于磁路沿轴向长度l与转子沿圆周上的弧长τ₂的乘积

S₂＝lτ₂…………………………(5)

同样定子绕组包围磁路的面积S₁应等于l与沿定子内径弧长τ₁的乘积

S₁＝lτ₁…………………………(6)

由于τ₁＞τ₂，所以下面所说定子磁极与转子磁极对齐的物理含义是指磁极的中心线相重合的状态，转子旋转时以磁极中心线作为参考点来分析问题。

选定子绕组顺时针饶向为正，稳定运行时转子负磁极与定子正磁极对齐时开始记时，因此l＝0时转子穿过定子正绕组包围磁路的磁通为负极大值-B_mS₁，转子旋转使-B_mS₁趋于0，当

时穿过定子正绕组的磁通正负相等，相互抵消而等于0，定子绕组的感应电动势u在t＝0时刻等于0，在 $t=\frac{T}{4}$ 时刻等于正极大值U_m，因此U为正弦函数

U＝U_mSinωt…………………………(7)

而穿过定子绕组磁通的是余弦函数

＝-_mCosωt…………………………(8)

(8)式和(7)式遵守电磁感应定律。磁通量在 时刻换向，而感应电压在

时刻并不改变方向。在

时间内，磁通量由0上升为正极大值，因此是正磁极转子与该正向定子绕组磁路对齐，而该定子绕组的感应电动势由正极大值下降为0，U并不改变方向。因此在

时间内，U与即不遵守右手螺旋关系，也不遵守左手螺旋关系。如果定子绕组与外电路接通，那么就会有电流通过，而电流又可分为有功电流和无功电流，下面分别分析有功电流和无功电流对转子绕组产生感应电动势的关系。

2定子有功电流使转子绕组产生的感应电动势

定子绕组与外电路纯电阻接通后形成有功电流，而有功电流与电压同相位，因此有下式

i＝I_mSinωt…………………………(9)

有功功率W＝Ui＝U_mI_mSin²ωt得

$W=\frac{U_m{I}_m}{2}(1-\mathrm{Cos}2\mathrm{\ωt})\·\·\·\·\·\·\left(10\right)$

定量关系式(10)中有两项，第一项

是电阻消耗的功率，第二项

是定子绕组与转子绕组之间交换的无功功率。可是经典电磁基础理论中将第二项随便的忽略掉了。下面分析第二项与转子的对应关系。

有功电流在t＝0时刻为0，产生的磁通量＝0，在

时间内该磁通量上升为最大值_m，在

时刻转子绕组转过

角，正好包围定子正负磁极的面积各占一半，因此转子绕组在

时刻穿过磁通量之和等于0，在

时刻穿过转子绕组的磁通量才是极大值。因此转子绕组内磁通量的变化率在 时间内提高一倍，感应电动势U₂的频率提高一倍。但是U₂在t＝0时刻等于负极大值，在

时刻等于0，在

时刻上升为正极大值，所以应符合如下关系式。

U₂＝-U_2mCos2ωt…………………………(11)

注意：有功电流引起的磁通量远小于转子磁极中的磁通量，因此它不会使转子中电流磁通量改变方向，所以U₂值永远不会大于转子激磁的直流电压U₄值，当U₂与U₄同方向时，相当于增大直流激磁电压，而U₂与U₄反方向时，相当于减小直流激磁电压，平均结果是直流激磁电压不变。因此发电机输出有功电流时，不需要额外增大直流激磁电压。而平均的直流电流与U₂的乘积就相当于有功功率中的第二相。U₂的值为什么如此小，就是因为转子磁路已经饱合，因此导磁率已经接近与真空导磁率μ₀的值相差无几，所以转子绕组的感抗非常小。

3定子中无功电流使转子绕组产生的感应电动势

无功电流应是余弦函数，因此关系式如下：

i＝I_mCosωt…………………………(12)

无功电流产生的附加磁通量与i是同相位的，在t＝0时刻，无功电流引起的磁通量为正极大值_m，这时转子与定子磁路对齐，因此在转子绕组中引起的感应电动势U_2L等于0，磁通下降U_2L为负值。当 $t=\frac{T}{4}$ 时刻，转子绕组转过 角，这时转子绕组与定子正、负磁极面积各占一半的位置对齐，因此穿过转子绕组的磁通量等于0，而 时刻无功电流也下降为0，引起的磁通量也同时等于0，所以U_2L在 时刻上升为负极大值。再经

时间后到 时刻，转子绕组转过π角，在

时刻转子绕组与定子负磁极对齐，这时无功电流和由它产生的附加磁通量同时转变为负极大值。负负为正，所以该转子绕组又与正极大值磁通量的磁极对齐，相当于t＝0时刻是等效的，因此U_2L以后仍重复

时间的变化规律，为负值，所以U_2l是相当于整流后的直流半波，不会改变方向，这就是转子绕组的整流效应。

由上面分析知道：无功电流产生的附加磁通量总是与转子直流磁通量反向。因此输出无功电流时，发电机必须补偿直流激磁电流，提高直流磁通量，以抵消无功电流对转子所产生的去磁效应，否则会大幅度降低发电机的输出电压，因此无功功率是要消耗发电机装机容量的。但是容性电流又会加强转子直流磁通量，提高发电机输出无功的能力。另外发电状态或者是电动机状态，其转速及转子相对定子绕组的相位不会发生变化。因此定子输出电压U正比于转子直流激磁产生的直流磁通量，该直流磁通量足够大，同步电机输出电压就会高于电网电压而向外输出有功功率，处于发电机状态。反之当转子直流激磁产生的直流磁通量小，同步电机输出的电压就会低于电网电压而吸收有功功率，处于电动机状态。

4转子磁极中的直流磁通量在气隙中的空间分布

定子绕组包围磁路的面积为S₁，S₁应等于磁路沿轴向的厚度l与一个极所占弧度τ₁的乘积，而τ₁等于周长2πr与一相的极数2p之比，r是园半径，p是极对数，则

$S_1=\frac{l2\mathrm{\πr}}{2p}\·\·\·\·\·\·\left(13\right)$

穿过定子绕组磁通量极大值_m等于转子直流磁通密度B与S₂的乘积

由上面分析知道，在 时间内磁通量_m下降为0，故(_m-0)与

之比等于定子匝线圈感应电动势，乘以总匝数N等于输出电压U，则

$U=4\mathrm{Bl\π}\frac{\mathrm{rN}}{p.\mathrm{\τ}}=\mathrm{NBlr}\frac{4\mathrm{\πf}}{p}\·\·\·\·\·\·\left(15\right)$

发电机使用每分钟的同步转数，本文使用每秒钟同步转数并记为n_s，那么每秒钟同步转数n_s等于电源电压角频率f与极对数p之比。

$n_s=\frac{f}{p}$

代入(15)式得

U＝4πNBlrn_s…………………………(16)

同样采用动生电动势U＝Blv的定量关系同样可以导出(16)式。定子一根导线切割磁力线的线速度v等于角速度2πn_s与半径r的乘积，将v＝2πn_sr代入U＝Blv中，而N匝定子线圈有2N根导线切割磁力线，于是可得

U＝4πNBlrn_s

可见动生电动势就是电磁感应定律的另外一种表达方式。值得说明的是，U＝Blv与 $U=-S\frac{\mathrm{dB}}{\mathrm{dt}}$ 相比较，对于交流正弦波相差

的相角差，下面分析形成

相角差的原因。

发电机稳定运行状态下，转子的旋转速度是稳定不变的，磁通密度B也是恒定不变的，因此按(16)式给出的输出电压U应该是正、负交替变化的方波电压。那么正弦波形是怎么形成的呢？原来同步电机转子绕组包围磁极的面积S₂小于定子绕组包围磁组的面积S₁，由于转子绕组是单线圈包围磁路中的磁通密度B才是均匀分布并且总是极大值，而转子一个磁极所占气隙沿圆周的弧长包括磁极线圈所占的弧长。所以转子磁通密度B沿圆周弧长呈现正弦分布，中心线处B值为极大值，而在磁极左、右两侧边界处下降接近0，这就是在气隙中正弦空间分布关系。因此当t＝0时定子绕组切割磁力线的密度接近0，对应动生电动势U等于0，而当 $t=\frac{T}{4}$ 时刻定子绕组切割磁力线密度最大，对应动生电动势μ等于极大值，与感应电动势的相位是一致的。所以动生电动势就是感应电动势，不但大小相等，而且相位、频率都相同。但t＝0时刻定子绕组包围磁路中的磁通量仍然是极大值，所以感应电动势不会由于气隙中磁通密度呈现正弦分布而受影响。

由上面分析知道：动生电动势的定量关系式U＝Blv中的B为正弦函数分布，而且相位角延迟

因此成为余弦函数关系，与感应电动势相位一致。

三  鼠笼电动机的定量关系

由前面推导知道动生电动势与感应电动势是电磁感应定律的不同表达形式。因此采用(16)式分析鼠笼电动机使问题简单化了。由于转子鼠笼条到轴心半径r₂，对应一个磁极各自所占弧度虽然相等，但弧长相差的长度等于周长之差与磁极数2p之比，为 $\frac{2\mathrm{\π}(r_1-r_2)}{2p}=\frac{\mathrm{\π}(r_1-r_2)}{p},$ 再加上定子槽宽大于转子鼠笼条的宽度。由于鼠笼电动机稳定运行时转差率的范围是1.5％～5％左右，所以每转一周磁极对应位置只差1.5％～5％的范围，如此小的偏差不会影响定子与转子磁路交链的磁通量，这就是说由电源频率 $f=\frac{T}{2}$ 时间内产生的磁通量变化值不会因实际转数n小于同步转数n而减小。所以转子导条因电磁感应产生的电动势仍与同步转数成正比，将该电动势记为U_e，一根导条中产生的U_e满足下列关系式

U_e＝4πBlrn_s…………………………(17)

当转子与定子磁极对齐的偏差积累到足够大时，转子中构成磁极的鼠笼条会同时向前偏移一个鼠笼条的位置，例如开始由第1至第8根鼠笼条构成转子磁路，那么积累偏差足够大时则由第2至第9根鼠笼条构成该磁路，以次类推，永远不会因实际转数n小于同步转数n而出现相位的偏差，因此称实际转数n为准同步状态。

那么实际转数n产生的动生电动势记为U_r，则

U_r＝4πBlrn  …………………………(18)

转子导条的纯电阻为R，则导条中电流I₂由如下定量关系式：

$I_2=\frac{U_e-U_r}{R}=\frac{4\mathrm{\πBlr}}{R}(n_s-n)\·\·\·\·\·\·\left(19\right)$

因而U_e-U_r是半波波形电压差，由于转子导条的整流效应并不会改变方向，所以导条中流过的是直流电流，阻抗当然是纯电阻了，当转子转数小于准同步状态时，也就是起动过程中，或堵转状态时，导条回路的感抗才会起作用，那种状态由于转速过低，因此U_r很小，转子电流才会由下式给出。

$I_2=\frac{U_e-U_r}{X}\·\·\·\·\·\·\left(20\right)$

X是导条回路的感抗。变频调速技术出现后，从起动开始就可以进入准同步状态，因此(20)式已经不必讨论。1根导条受磁场作用力F＝BlI₂，转子导条总根数为N₂，则

$F=\frac{4\mathrm{\π}{B}^2{l}^{2}r{N}_2}{R}(n_s-n)\·\·\·\·\·\·\left(21\right)$

转子转矩T＝Fr则

$T=\frac{4\mathrm{\π}{N}_2{B}^2{l}^2{r}^2}{R}(n_s-n)\·\·\·\·\·\·\left(22\right)$

(22)式就是鼠笼电动机稳定运行时的转矩定量关系式。

转子导条中的电流是纯电阻性质的，当然I₂折合到定子绕组中的电流就是有功分量了，将定子绕组中有功分量电流记为I_R，定子绕组总匝数为N₁则

$I_R=\frac{4\mathrm{\π}{N}_2{B}^2{l}^2{r}^2}{N_{1}R}(n_s-n)\·\·\·\·\·\·\left(23\right)$

定子绕组中轴功率记为W_R，则

$W_R={\mathrm{UI}}_R=\frac{{4\mathrm{\πN}}_2{B}^2{l}^2{r}^{2}U}{N_{1}R}(n_s-n)\·\·\·\·\·\·\left(24\right)$

定子绕组中激磁电流及损耗电流经坐标转换如图-1-所示。

损耗功率W₁＝R₁I₁ ²，损耗电压U₁＝R₁I₁激磁功率 $W_L={\mathrm{WL}}_1{I}_{L1}^2,$ 激磁电压U_L＝WLI_l轴功率 $W_R={\mathrm{RI}}_{R2}^2,$ 轴功率电压U_R2＝R₂I_R2，分别令 $\frac{U}{U_1}=K_1,\frac{U}{U_2}=K_2,\frac{U}{U_{R2}}=K_3,\frac{I_1}{I_{R1}}=K_1,$ $\frac{I_L}{I_L^{\′}}=K_2,\frac{I_{R2}}{I_R}=K_3,$ 则

$W_1=R_1{I}_1^2={\mathrm{UI}}_{R1}\·\·\·\·\·\·\left(25\right)$

$W_L={\mathrm{WLI}}_L^2={\mathrm{UI}}_L^{\′}\·\·\·\·\·\·\left(26\right)$

$W_R={\mathrm{RI}}_{R2}^2={\mathrm{UI}}_R\·\·\·\·\·\·\left(27\right)$

经上述坐标转换后，将激磁电流、损耗电流，轴功率电流都成为并联关系，对应的均是电源电压U。这才是真实的鼠笼电动机的物理状态。图1电路只是电动机实际状态的等效电路而已。

四  三相倍频调速鼠笼电动机

由转子导条电流的定量关系式(19)知道：鼠笼电动机稳定运行时，转子电流仅由同步转数与实际转数之间的转数差所调控，当电源电压提高或降低时，只能改变磁通密度B值的大小，当B值变化时，转数差随之改变，使转子电流I₂不受电源频率f及电压变化的直接影响，所以可以由变频调速技术成倍提高电源频率f，而不改变电源电压值，同时将定子绕组导线匝数成倍减少，并将导线截面积成倍增大，这样鼠笼电动机额定电流可成倍增大。

异步电动机电磁功率S等于感应电动势U_e与额定电流I及相数m的乘积。

S＝mU_eI…………………………(28)

同时电磁功率S还可由同步转数n_s，电动机定子内径D的平方，铁心轴向长度l、利用系数C的乘积表示

S＝CD²ln_s…………………………(29)

因此异步电动机电磁功率与电源频率f成正比，因为f与n_s成正比，f＝n_sp，所以将f提高一倍时，定子导线截面积增大一倍，匝数减少一倍，电阻下降4倍，因此铜损下降4倍，当额定电流增大一倍后，电磁功率增大一倍，但铜损耗与原来一样，因此小于额定电流时的效率提高近一倍。而电动机用铜量和尺寸均不变，相当于电动机在原材料不变的情况下额定功率提高一倍，因此成本下降一半。当铜导线电流密度为4A时每公斤铜导线损耗是32瓦，而硅钢片铁损每公斤只有1.2瓦，因此频率提高一倍后，铁损增加不大。由于转子是直流电流，不会引起铁损，因此电动机损耗主要是铜损，所以电动机效率可提高。将4极电动机电源频率提高一倍，同步转数与2极电动机相等，成本是原4极电动机的一半，要比原2极电动机降低一半多，这就是倍频调速电动机。

五  两相方波倍频调速鼠笼电动机

现有同容量2极电动机要比4极电动机的价格高，就是由于2极要比4极线卷的铜线重量大，因为二者线卷数和根数相同，但2极线卷包围磁路面积大，因此轴向长度相等而弧长是4极线卷的二倍，所以二极线卷使用铜线多。虽然二极比4极电动机尺寸小，硅钢片虽然轻，却没有铜线价格高，这就是二极电动机成本高的原因，可见极数多时可节省铜导线。如果将4极电动机改为8极，定子由16槽16齿构成，而转子由12根导条构成笼形短路12极转子。定子绕组为两相8极电动机，如果将逆变器额定输出频率提高一倍，则转数仍保持4极时不变，可节省铜线25％左右，效率也同时提高。当将三相改为两相正交线卷，输入方波电压，两相之间相位差仍是

就会形成方波旋转磁场。方波磁通密度可提高11％，由(22)式知道转矩可提出21％。效率提高后在21％的基础上又可提高到30％，所以两相8极方波鼠笼电动机的总成本下降30％，效率提高21％，而转数不变。总之变频技术改进成为倍频调速电动机后，可任意提高频率的倍数，大幅度降低成本，使其成本要比传统鼠笼电动机与起动设备之和的成本还低，传统鼠笼电动机将会被淘汰。

六  磁路欧姆定律中的错误

由于传统观念的局限，讨论电动机运行过程中的变量关系时，始终采用定子的有关变量，如：输入电压和频率、电流，而将输出变量的磁通和速度总是由能量守恒定律相互关系直接求解电流与磁通的乘积等于转矩，而将转子的旋转运动和相对关系忽略了。实际上转子旋转运动的独立体系，这两个有相对运动的体系应采用坐标变换来求解。相对论的转换关键在磁通密度空间分布正弦变量经旋转运动的坐标变换转化成为以时间为变量正弦函数关系，这种转换关系实际就是相对论中将时间作为矢量而成为四维空间的起源，因此这种转换关系的学术价值另文讨论。

按本文给出的气隙中磁通密度B与磁动势的定量关系要与磁路欧姆定律相矛盾。气隙中的磁通量或磁通密度B是由磁动势NI和导磁材料中磁化电流M共同产生的，但作用气隙的磁动势NI总是与磁化电流M相等，气隙长度为l₀时有下列关系式成立

M＝NI  …………………………(30)

Bl₀＝M+NI…………………………(31)

经典电磁理论中认为气隙中磁通密度完全由激磁线圈中的磁动势产生的，这与实际现象不相符合。例如：永久磁铁中的磁化电流在真空中照样有磁通密度分布，可见永久磁铁中的磁化电流能分布在真空中，正是对应磁动势NI等于0的状态。实际上通电的空线圈中放入磁心后就能加强真空中的磁通密度的现象就是(30)及(31)式的最好证明。严格的实验证明也不难：拿一个没有短路环的接触器铁心，将气隙长度l₀固定为1mm时，给激磁线圈通过工频交流电压，测出交流电压U和激磁电流值I，代入变压器公式U＝4.44NfSB就可计算出气隙中的磁通密度。会发现在1mm气隙中出现B等于1万高斯的磁感应强度时的磁动势NI＝400安匝。

而磁路欧姆定律中气隙的定量关系式如下：

Bl₀＝NI

认为1mm气隙中产生1万高斯磁通密度时的磁动势为800安匝，这与实测不相符合。这种错误却长期在经典电磁理论中存在，并影响电动机气隙磁通密度分布的计算结果。由于按错误的磁路欧姆定律将气隙降落的磁动势的值增大一倍，因此误将额定电流与激磁电流相混淆，无法将激磁电流值从额定电流值中正确区分开来，也分不清有功电流的正确值，因此传统电动机理论中无法讨论转子中有功电流与定子电流的关系。使转矩与转速关系曲线T＝f(n)无法求解。经典电磁理论中还有其他错误，在另文中讨论。

七  方波永磁倍频调速同步鼠笼电动机

由前面分析知道：无论是同步电动机或者异步电动机，都必须有转子导条回路中的电流将定子绕组中电流产生的附加磁通量抵消掉，才能保证转子磁场旋转时引起的感应电动势与外电源电压一致，使电动机稳定运行。将转子铁心换成永磁磁极后成为永磁电动机同样也应该有转子导电回路，因此永磁转子磁极减少了激磁电流，所以转矩大而效率最高。同步永磁电动机不需要直流激磁的炭刷装置，使结构简单，因此缩小了同步电动机体积，并使其和鼠笼电动机的结构一样简单。

我们知道：同步电动机过载能力大，最主要的是转速固定，并且当采用倍频调速时，其转速可事先确定和调控，这对实现数字化精确控制极为有利，对于高精尖技术装置极为有利，因此数控车床及其他自动化装置特别是联动生产设备的控制可实现提前设定参变量，并大幅度提高精度。并且方波永磁同步电动机起动过程就是以同步运行方式起动的，在永磁磁极中设置鼠笼条。因此起动一开始就可精确控制每转的时间，这是其他同步电动机无法达到的技术性能。那么本发明方波永磁同步电动机是如何起动的呢？下面讨论这个技术难题。

实际上转子导条中通过直流电流时，只要将该导条中的正负电流分别处于正、负定子磁路中，那么导条所受定子磁通密度B的作用力F＝BlI的方向就是一致的，那么转子就会总是向一个方向旋转。如果转子磁极的数量是定子一相磁极的1.5倍以下，例如定子是两相6极时，因此定子是12槽12齿，而转子应该是8槽8极，转子分别由4个正极、4个负极交替构成。正、负永磁磁极之间留有装设导条的槽，并使导条形成短路回路。这样就可克服掉转子与定子之间的死点位置，同时形成同步运行方式的起动转矩了。

由于12槽构成两相6极的定子绕组是每极只有一个线圈，两相通过正、负交变的方波电压时，会形成逐齿旋转的方波磁场。因此8极转子每极宽度是定子每齿宽度的1.5倍，故导条分别落在定子正、负磁极中，导条电流受定子磁场作用力方向一致，总是向着一个方向旋转。永磁转子磁极是方波磁场，那么要求定子磁通密度分布也应该是方波，这样磁通才能连续，使电动机运行稳定。

在变频调速技术发展过程中出现的电流型逆变器的定子形成方波磁通，而转子是鼠笼形转子时，其转子磁通密度空间分布仍然呈现正弦波变化方式，使转子旋转形成脉振现象，就是磁通分布形状不一致，造成磁通分布不连续变化而出现脉振现象。

本发明方波永磁同步电动机定子磁极与转子磁极都是方波空间分布，而定子每极由2齿构成，所占弧度大于转子一个磁极所占弧度，所以转子旋转时在空间有拖曳余地，因此运行稳定，过载能力会比三相同步电动机要强，而且起动转矩大，使用方便。当逆变器输出额定频率提高三倍，即等于电源频率50周波的三倍为150赫兹时，电动机每秒转数为50转，比4极电动机转数提高一倍，额定功率也提高一倍，再加上方波磁通密度提高所产生的转矩增大的21％，因此总额定功率提高1.21倍，输出额定功率时的效率提高20％以上。

附图说明

附图1是电动机阻抗等效电路图。

附图2是两相方波永磁倍频调速同步鼠笼电动机逆变器线路原理图。

实施例1

三相倍频调速鼠笼电动机是由专用逆变器和专用电动机构成。专用逆变器由原变频调速逆变器改进而成，原逆变器输出额定电压时频率等于电源频率f，而倍频调速逆变器输出额定电压时的频率要提高k倍，k是大于1的正数，因此倍频调速电动机逆变器额定频率等于kf，而输出电压等于电源额定电压，由于额定电流也同时提高k倍，所以输出额定功率提高k倍，因此逆变器的电子开关器件输出电流的能力也要提高k倍，但是逆变器中使用的其他元气件可不变。专用电动机是由现有鼠笼电动机改进而成，改进的方法是：将原三相定子绕组导线截面积增大k倍，而匝数减少k倍，由于线圈阻抗与匝数平方成正比，又与频率一次方成正比，因此线圈阻抗减少k倍，而使额定电流提高k倍，导线电阻降低k的平方倍，铜损耗降低k²倍，转子导条截面积适当增大，转数提高k倍，额定功率提高k倍，效率也同时提高，电动机其他技术参数不变，成本下降k倍。改进后的电动机由于阻抗降低k倍，当然不能直接与原电源联接运行了，也不可能采用原变频调速逆变器了，因此必须与倍频调速专用逆变器配套使用。

实施例2

两相方波倍频调速鼠笼电动机，由本文给出的电动机转矩定量关系式知道，转矩与磁通密度B的平方成正比，提高B可进一步提高材料利用率及效率。当采用两相正交分布的定子绕组时，由于一相绕组中包围另外一相产生的磁通正、负抵消而不会在该相绕组中产生感应电动势，所以两相绕组之间互不干扰，也不会引起相间能量交换现象，故两相绕组输入方波电压时，通电角可达180°，并可将每极中由一个线圈独立激磁，克服采用并联支路引起的分布系数降低铁心利用率的缺点。

当一个磁极由两齿构成时，一对磁极是4个齿，两相正交绕组输入方波电压时，4个齿中，有两个齿分别保持B为正、负极大值不变，而另外两齿B值快速由正变为负及由负变为正。4齿间隔分布，因此B的平均值为0.75，比正弦波形的平均值0.64提高11％。转矩与B²成正比，因此两相方波鼠笼电动机转矩比三相电动机提高21％，原材料不变的情况下，效率提高的同时成本下降21％。

两相方波鼠笼倍频调速电动机的改进方法是：将原三相4极电动机定子改为16槽、16齿，每相占8槽，每极占两齿，构成两相8极电动机。而转子导条数应等于12，这样即能克服死点位置，使起动时顺利而平稳，又可减少漏磁通，对于其他参数与现有鼠笼电动机设计参数不变。

两相方波鼠笼倍频调速逆变器的改进方法是：将输出额定电压时的额定频率提高1倍，将三相改为两相，当采用对称直流电源时，接线原理图如图-2-所示。只需要4个电子开关器件，输出方波电压，并在调压过程中两相之间只是频率相等，相角差为

不在有矢量关系的制约，控制更加简单，总成本要比三相倍频调速电动机还低。由于k＝2，频率提高一倍，电动机极数增大一倍，因此转数与原4极电动机相同。

如果还希望提高出力能力，那么只要在k＝2的基础上在增大k值即可。当k＝3时，转数是原4极电动机的1.5倍，其他极数电动机做类似处理即可。

实施例3

三相或单相整流电源加在两个串联的电解电容器C₀₁和C₀₂两端构成对称直流电源，中间接点与两相倍频调速电动机定子线圈L₁和L₂相接，L₁和L₂分别并联补偿电容器C₁和C₂，C₁和C₂容量较小，L₁和L₂另一端分别经L₁′和L₂′串联后与IGBT管G₁和G₃串联点以及G₂和G₄半串联点相接，G₁、G₂、G₃、G₄分别并联二极管Z₁、Z₂、Z₃、Z₄以及小电容C₁′、C₂′、C₃＇、C₄′。小电容C₁′-C₄′的容量是C₁和C₂容量的百分之一即可。当IGBT电子开关管以频率16.6千赫调压时，C₁′和C₂′以及C₃′和C₄′可吸收L₁′或L₂′释放的能量，当L₁或L₂释放能量又可经Z₃、Z₁或Z₄、Z₂向电源释放能量，因此C₁′-C₄′只能充电一次，然后又恢复到充电开始的电位，所以G₁-G₄接通时仍是低电位差，因此IGBT四个开关器件断开或接通的总是很低的电压，处于准谐振开关状态，减少了开关高频损耗。G₁-G₄控制信号由编程器B提供，分别由P₁、P₂、P₃、P₄输出，控制IGBT的通断。编程器根据电流表A测得的电流值调压和变频进行调速或起动倍频调速电动机。

方波永磁同步倍频调速鼠笼电动机只要将两相方波鼠笼电动机的转子铁心改成永磁材料，适当充磁后，形成与两相方波鼠笼倍频调速电动机转子相同齿数的磁极及鼠笼形导条短路回路即可，逆变器仍为两相方波频率提高k倍，其他参数与现有上述鼠笼电动机设计参数相同，同步电动机尽量减少漏磁通。如此改进后就成为方波永磁同步倍频调速电动机了。例如：将原三相4极电动机改为两相6极时，则定子为12槽12齿的3对磁极，而转子导条和齿数为8，转子形成4对正、负磁极。逆变器输出额定频率为120赫兹时，转数 $n=\frac{f}{p}=40$ 转，输出额定功率提高60％，如果还想提高转数，可将额定频率提高到150赫兹，转数可提高为50转，输出额定功率可提高一倍。其他极数电动机做类似处理即可。

Claims (3)

1、三相倍频调速电动机是由专用逆变器和专用电动机构成，专用逆变器输出额定电压时的频率要比原变频调速逆变器的额定频率f提高k倍，k是大于1的正数，电子开关器件的输出电流的能力同时提高k倍，专用电动机的定子绕组的导线截面积提高k倍，导线匝数减少k倍，转子导线截面积适当加大，其他设计参数不变。

2、根据权利要求1可将三相4极电动机改为两相8极方波倍频调速鼠笼电动机，定子槽、齿数分别等于16，每相由8个线圈构成4对正、负磁极，转子由12根鼠笼形导条构成短路回路，形成12齿的正、负磁极，倍频调速逆变器输出额定频率为100赫兹时对应额定方波电压值，或者再将额定频率进一步提高，定子绕组导线截面积和匝数按频率提高倍数做相应处理，成为两相方波鼠笼倍频调速电动机，当然电动机也可以采用其他极数，逆变器额定频率做相应变动。

3、根据权利要求1所述，仿照权利要求2做类似处理，然后将转子磁路中的铁心换成永磁材料，充磁后形成正、负磁极，例如将原三相4极电动机改为两相6极，定子齿、槽分别为12，而转子齿数和导条数分别为8，形成4对正、负磁极，逆变器输出额定频率为120赫兹时，额定转数为每秒40转的方波永磁同步鼠笼电动机，当定子绕组导线截面积和匝数按频率提高倍数做相应处理，当然电动机也可以采用其他极数，逆变器额定频率做相应变动。

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