CN1783694A - 同步电动机的驱动装置 - Google Patents

Abstract

在具备向同步电动机(3)施加电压可变·频率可变的交流的功率转换器(2)的同步电动机的驱动装置中，具有：对同步电动机提供脉动电流的脉动电流施加机构(10)；和磁极位置推定机构(12)，该磁极位置推定机构(12)，对脉动电流的正负侧的每一侧检测两个电流值ΔIdcp1、ΔIdcp2、以及ΔIdcn1、ΔIdcn2，基于对ΔIdcp1→ΔIdcp2以及ΔIdcn1→ΔIdcn2的变化率的差，推定同步电动机(3)的磁极位置。因此，本发明提供一种同步电动机的无传感器控制装置，其不论转子有无凸极性或定子结构的集中绕组和分布绕组等、电动机的结构如何，都能够适用于所有永磁同步电动机，能够以简单的算法对磁极位置进行检测。

Description

同步电动机的驱动装置

技术领域

本发明涉及一种不采用对电气角位置进行检测的传感器、也能实现对同步电动机的控制的同步电动机的驱动装置。

背景技术

作为不用对转子的电气角位置进行检测，来推定内部的磁极位置，从而对同步电动机进行控制的方法，已经被提出了很多。例如，专利文献1中，公开了一种对于永磁同步电动机(以下称作PM电动机)，向正交的两个轴方向施加电压脉冲，并检测出各个轴方向产生的电流脉冲的振幅，从而推定磁极位置的方法。该方法中，通过导入产生的电流和推定磁极位置的关系的近似式，从而与使电压脉冲的施加次数最小化同时、确保推定精度。

并且，专利文献2中，公开了一种对三相中的每相施加正负电压脉冲，并对在每相产生的电流脉冲的振幅进行检测，基于此推定磁极的位置的方法。该方法中，推定精度限定在±30度的范围内，但电流脉冲的检测，具有只简单地对功率转换器的直流电流进行检测便结束的优点。

这些方法，例如如专利文献1的图2、图3中易于判断的所记载的内容所示，以接下来的假设为前提。即，在作为转子磁铁位置的d轴上，若向增强磁通量的方向施加电压脉冲，则增加用于缓和磁饱和的电感(inductance)，电流变化变得缓慢。其结果，若在d轴上注入正和负的连续脉冲，则会有正和负的非对称的电流流动。因此，通过检查电流波形中含有的正负对称性，就能够对是否存在磁通进行观测，通过对因该磁饱和的影响而产生的电流波形的变化进行检测，就能够对磁通的位置进行检测。

然而，实际上，由于PM电动机的转子结构、定子槽结构、或线圈的绕向等，根据上述电流Idc的大小，有时该假设不一定成立。其影响，虽然可通过增大电压脉冲的振幅，增强磁饱和来解决，但受对电动机进行驱动的控制器的制约，未必能得到充分的磁饱和。

专利文献1：特开2002-783902号公报

专利文献2：特开平8-13196号公报(特开平3-207250号公报)

发明内容

本发明的目的在于，提供一种不受作为对象的同步电动机的结构不同的影响、能够高精度地推定其磁极位置的同步电动机的驱动装置。

本发明的另一目的在于，提供一种只采用驱动同步电动机的功率转换器的直流电流，不论同步电动机的结构如何，都能高精度地推定其磁极位置的同步电动机的驱动装置。

本发明的一种形式，其特征在于，在具有：通过功率转换器对同步电动机提供脉动电流的脉动电流施加机构和磁极位置推定机构的同步电动机的驱动位置中，对脉动电流的正侧、负侧的每一侧，检测相位不同的至少两个功率转换器的直流电流值，基于它们两个的电流的大小关系推定同步电动机的磁极位置。

本发明的另一种形式，其特征在于，对脉动电流的正侧、负侧的每一侧，检测功率转换器的直流电流的变化率，并基于它们两个电流的变化率的关系推定同步电动机的磁极位置。

根据本发明，可提供一种不受同步电动机的不同结构的影响，能够高精度推定磁极位置的同步电动机的驱动装置。

本发明的其它目的以及特征，由下述的实施方式的说明可明确。

附图说明

图1为本发明的第1实施方式的同步电动机驱动系统的控制框图。

图2为将说明本发明的原理的同步电动机的磁通和产生的电流之间的关系作为磁极轴和推定轴一致时的磁饱和电流脉动的关系的示意图。

图3为在本发明的第1实施方式的磁极位置推定中对dc轴施加电压时的各部分的动作波形图。

图4为在相同的第1实施方式中给qc轴施加电压时的各部分动作波形图。

图5为表示功率转换器的输出电压和直流电阻中流过的相电流的关系的图。

图6为本发明的第1实施方式的磁极位置推定机构的功能框图。

图7为本发明的第1实施方式的变形例的控制装置的各部分的动作波形图。

图8为相同的其他变形例中的控制装置的各部分的动作波形图。

图9为本发明的第1实施方式中的同步电动机驱动装置的处理流程图。

图10为在本发明的第2实施方式的磁极位置推定中给dc轴施加电压时的各部分的动作波形图。

图11为在相同的第2实施方式中给qc轴施加电压时的各部分动作波形图。

图12为本发明的第2实施方式中的PWM调制机构的功能框图。

图13为本发明的第2实施方式中的磁极位置推定机构的功能框图。

图14为表示本发明的第1实施方式中的电动机的中性点电位的波形图。

图15为表示本发明的第2实施方式中的电动机的中性点电位的波形图。

图16为在本发明的第3实施方式的磁极位置推定中给dc轴施加电压时的各部分的动作波形图。

图17为在相同的第3实施方式中给qc轴施加电压时的各部分动作波形图。

图18为本发明的第3实施方式中的PWM调制机构的功能框图。

图19为表示本发明的第3实施方式中的电动机的中性点电位的波形图。

图20为在本发明的第4实施方式的磁极位置推定中给dc轴施加电压时的各部分的动作波形图。

图21为在相同的第4实施方式中给qc轴施加电压时的各部分动作波形图。

图22为本发明的第4实施方式的磁极位置推定机构的功能框图。

图中：1-控制装置，2-功率转换器，3-同步电动机(PM电动机)，4-电流检测机构，5-dq转换器，6-矢量控制机构，7-积分器，8-dq逆变器，9-PWM调制机构，91-相电压指令再设定机构，92-相输出电压指令运算机构，93-调制频率指令设定机构，10-脉动电流施加机构，12-磁极位置推定机构，121-延迟器，122-加法器，123-绝对值运算器，124-电流极性运算器，125、125’、125”-电流变化量运算机构，126、126’、126”-磁极位置推定运算机构，13-速度校正机构，15-电压设定变更机构，21-主电路部，22-直流电阻，23-直流电压源。

具体实施方式

下面，参照附图说明本发明的实施方式。

(实施例1)

图1为本发明的第1实施方式的永磁同步电动机(PM电动机)的驱动装置的控制框图。本驱动装置，大致区分具备：对PM电动机的驱动装置整体进行控制的控制装置1；将电压可变·频率可变的交流供给PM电动机的功率转换器2以及三相PM电动机3，在控制装置1内，对PM电动机3的转子位置进行推定运算和旋转速度控制。

控制装置1，具体来说，具备以下的功能模块。首先是，电流检测器4，其对功率转换器2的直流电流进行检测，和dq转换器5，其将其电流检测值坐标变换为控制装置1的旋转坐标轴dc轴qc轴上的电流值。其次是，矢量控制机构6，其基于期望的速度指令或者转矩指令，计算对PM电动机3的施加电压。还有，积分器7，其对PM电动机3的电气角频率ω1c进行积分、并运算出电气角位置(或者相位)θdc；和逆变器8，其将dcqc轴上的电压指令Vdc^*、Vqc^*坐标变换为三相交流的电压指令的dq。还具备，PWM调制机构9，其基于上述三相交流的电压指令，产生用于对功率转换器2进行控制的脉冲。这里，设置产生脉动电流的脉动电流施加机构10，并追加将其输出的电压信号、与作为上述矢量控制机构6的输出的电压指令相加的第1加法器11。而且，还设置了磁极位置推定机构12，其计算出作为本实施例的特征部分的轴误差(PM电动机内部和控制器内部的磁极位置的误差)Δθ；和速度校正机构13，其基于所得到的轴误差Δθ计算速度指令的校正量Δω1。进一步，还具备第2加法器14，其将上述速度指令的校正量Δω1与速度指令值ω1^*相加并算出电气角频率ω1c；和施加电压设定机构15，其设定脉动电流施加机构10的动作。

并且，功率转换器2，具备：接受来自PWM调制机构9的信号并将电压输出给PM电动机3的主电路部21、电流检测用直流电阻22、以及成为主电路部21的电源的直流电压源23。

矢量控制机构6中，进行用于以期望速度、或者转矩控制PM电动机3的电压指令运算。电流检测器4，其对流过功率转换器2的直流电阻22的直流电流Ish进行检测。采用该检测值和来自PWM调制机构9的电流检测时刻(timing)设定信号SAH，通过dq转换器5，再现PM电动机3的三相交流电流。再现的三相交流电流，转换成控制器内部的旋转坐标轴dcqc轴上的值Idc、Iqc。令由控制装置1推定的PM电动机3的磁极方向的成分为Idc，令与其正交的成分为Iqc，按照其分别为规定值的方式，在矢量控制机构6中、计算并输出应提供给PM电动机3的dc轴qc轴上的施加电压指令Vdc0^*、Vqc0^*的值。这些电压指令，通过dq逆变器8再次转换成三相交流量，在PWM调制机构9中，转换成用于使功率转换器2进行切换(switching)动作的脉冲信号。功率转换器2，通过PWM调制机构9的输出信号而被驱动，并将相当于由控制装置1计算的电压指令的电压，施加给PM电动机3。

然而，如果具备对PM电动机3的磁极的相位θ(位置)进行直接检测的磁极位置检测器，则基于其检测的相位可对3相检测电流进行坐标变换，从而获得作为激励电流成分的dc轴电流Idc和作为转矩电流成分的qc轴电流Iqc。矢量控制机构6，为对这两个电流成分单独进行控制的机构，在内部存在用于将PM电动机3的速度或转矩设为期望值的转矩电流指令和激励电流指令。由此通过改变电压指令Vdc0^*、Vqc0^*的值，从而使dc轴电流Idc和qc轴电流Iqc一致。

由此，进行矢量控制时，需要对PM电动机内部的磁极位置进行检测。本发明的PM电动机的驱动装置，是一种不采用磁极位置检测器(无传感器)，而对PM电动机内部的磁极位置进行推定的装置。

首先，说明本发明的磁极位置推定的动作原理。

图2，为永磁同步电动机(PM电动机)中磁通φm和产生的电流Idc之间的关系图。首先，图(A)表示专利文献1等的一点电流检测法中的永磁磁通φm和产生的电流Idc之间的关系。同图中图(a)是dc轴和PM电动机内部的永磁磁通φm的方向，(b)是电流Idc和一次磁通φId的关系的示意图，(c)是电流Idc的波形图。如图(a)那样，假设施加电压脉冲的dc轴，与PM电动机内部的永磁磁通φm的方向一致的情况。当电流Idc和永磁磁通φm的方向一致时，电流Idc的磁通与永磁磁通φm的方向一致，并作用于使PM电动机的铁心的磁饱和增强的方向。此时的电感Lds，相对电流Idc和永磁磁通φm的方向为相反时的电感Ldo较小，电流Idc变化为图(c)那样。专利文献1等中，利用该性质，根据电流Idc，推定PM电动机的磁极位置。

然而，在PM电动机定子的部分饱和受影响的情况下，根据电流Idc的大小，该假设不一定成立，且磁极位置的推定误差可能变大。该部分饱和的影响，还依赖于PM电动机的结构，若电流Idc变大则其影响会相对变小，但可能会受驱动PM电动机的控制电容的制约。

图2(B)，表示用于说明本发明的两点电流检测法的原理的PM电动机的永磁磁通θm和产生的电流Idc之间的关系。同图(a)～(c)，分别与同图(A)的(a)～(c)相对应。该图中，说明即使在PM电动机定子的部分饱和受影响的情况下，按照PM电动机原本的特性也能够取出成分Lds0和Ld0的影响。

首先，如图(b)所示，假设作为对象的PM电动机，在定子的部分饱和受影响、且电流Idc较小的区域，Lds2＜Lds1。此时，如图(c)所示，由电流Idc的绝对值可见，|ΔIdcp2|＜|ΔIdcn2|，负方向方较大。因此，若根据图2(A)的一点电流检测法，恐怕会错误判断电流Idc负方向方比正方向大，电感正方向方较大。

对此，本发明的一实施方式中，如图2(B)的(c)所示，正负侧分别进行两点的电流检测，根据这两个电流的大小的关系，推定磁极位置。例如，因两点间的电流变化率，正方向方较大，从而取出原本的电感Lds0和Ld0的特性。即，(|ΔIdcp2|-|ΔIdcp1|)＞(|ΔIdcn2|-|ΔIdcn1|)，只取出Lds0和Ld0的特性，可推定高精度的磁极位置。

关于以上的原理，进行更详细的说明。

根据永磁磁通φm的影响，dc轴电流Idc相对其极性为非对称变化。这是因为，由Idc的影响使原来的一次磁通减少，电感(L∝dI/dt)变化。这里，令电感对dc轴正方向为Lds0，对dc轴负方向为Ld0，则Lds0＜Ld0。

一方面，在dc轴电流Idc小的情况下，例如受PM电动机的定子结构等的影响的情况下，具有图2(B)的(b)这样的磁特性。其理由在于，很多情况下，因结构的原因，即使在Idc小时，也会引起例如定子的齿槽(slot tees)的部分饱和等。同图(a)中，使dc轴正方向的微弱电流相对应的电感为Lds1、关于dc轴负方向为Lds2。另，本图中假设Ld0＞Lds2、Lds1＞Lds0。此时，当dc轴电流Idc小时(ΔIdcn1＜Idc＜ΔIdcp1)，Idc在dc轴正方向依据Lds1而变化，在dc轴负方向依据Lds2而变化。另一方面，在dc轴电流Idc大(Idc＜ΔIdcn1或者ΔIdcp1＜Idc)时，Idc在dc轴正方向依据Lds0而变化，在dc轴负方向依据Ld0而变化。在轴误差Δθ的推定中，需要上述电感中Lds0和Ld0的信息，但实际上检测的dc轴电流Idc的大小ΔIdcp2、ΔIdcn2，分别含有Lds0和Lds1、Ld0和Lds2的影响。产生的dc轴电流Idc的波形与检测的电流值ΔIdcp1、ΔIdcn1、ΔIdcp2、ΔIdcn2的关系，如图2(B)的(c)所示。即，电流的脉动成分的关系，若根据假设则应该为|ΔIdcp2|＞|ΔIdcn2|，相反则为|ΔIdcp2|≤|ΔIdcn2|，很明显不能正确推定磁极位置。这里，为了只取出作为磁极位置推定中应采用的电流成分的Lds0以及Ld0电流的脉动成分，根据式(1)，求出电流变化率|ΔIdcp’|以及|ΔIdcn’|。这样，|ΔIdcp’|成为根据Lds0变化的dc轴电流Idc的成分，|ΔIdcn’|成为根据Ld0变化的dc轴电流Idc的成分，能够将永磁磁通Φm的电感的变化的影响作为dc轴电流Idc的变化抽取。

接着，对磁极位置的推定动作，和本发明的特征部分的图1的磁极位置推定机构12进行说明。以下，令PM电动机3为停止状态，在推定磁极位置时的dc轴的相位，其在初始状态为PM电动机3的定子U相，此时令θdc＝0。而且，功率转换器2的输出电压为被脉宽调制的电压。

为了推定磁极位置，脉动电流施加机构10，生成作为分别给dcqc轴上的每一个提供信号电压的dc轴信号电压指令Vhd^*和qc轴的信号电压指令Vhq^*。并且，输出用于进行脉宽调制的三角波载波频率指令fh^*。第1加法器11中，分别将dc轴信号电压指令Vhd^*与Vdc0^*相加，将qc轴信号电压指令Vhq^*与Vqc0^*相加，生成Vdc^*、vqc^*。Vdc^*、vqc^*，通过dq逆变器8，分别变换为3相交流量的相电压指令Vu^*、Vv^*、Vw。进一步，通过PWM调制机构9，将以调制频率fh^*进行脉宽调制的相输出电压指令Vu、Vv、Vw所对应的控制信号提供给功率转换器2。

图3和图4，表示本实施方式中推定磁极位置时的动作波形。图3为给dc轴提供上述信号电压的情况(Vhq^*＝0)，图4为给qc轴提供上述信号电压指令(Vhd^*＝0)的情况。

图3(a)，表示电压指令Vhd^*的波形。图3(b)中所示的三角波为用于脉宽调制的三角波载波，这里电压指令Vhd^*为具有上述三角波载波的4倍周期的方形波，控制系的运算周期为上述三角波载波的周期的一半。此时，将电压指令Vhd^*通过dq逆变器8进行2相3相变换的相电压指令Vu^*、Vv^*、Vw，如图3(b)所示那样只延迟作为控制系运算的一个周期量、上述三角波载波的半周期量而被生成。该延迟，是由控制运算延迟而产生的。还有将其用PWM调制机构9进行脉宽调制的结果，由提供给功率转换器2的相电压指令Vu、Vv、Vw分别在图3(c)、(d)、(e)中表示。功率转换器2，与Vu、Vv、Vw大致同步输出各相电压。此时，PM电动机3中产生的脉动电流，作为相电流Iu、Iv、Iw，分别如图3(f)、(g)、(h)所示，直流电流Ish如图3(i)所示。

在用dq转换器5求出Idc和Iqc时，需要明确直流电流Ish和相电流Iu、Iv、Iw的关系。直流电流Ish，根据功率转换器2的各相的切换状态，与相电流Iu、Iv、Iw的任一个一致。

图5，为表示各相的电压Vu、Vv、Vw和直流电流Ish的关系的直流电流信息图。根据图5，通过考虑各相的切换状态并读取直流电流Ish的值，就能够检测出相电流Iu、Iv、Iw。而且，为了求出由已被脉宽调制的电压引起的电流的变化量，令直流电流Ish的检测时刻，为图3(i)中黑圆点所表示的时刻。该时刻为，功率转换器2的输出电压为零矢量、即在与三相输出电压全部为正值(最大值)或者全部为负值(最小值)一致的状态下转移的时刻。该时刻，在此之前离功率转换器2的输出电压转移的时刻最远，不受随着功率转换器2的输出电压转移时的切换的结合(linking)等的影响，因此适合对直流电流Ish进行检测。因此，若在该时刻对直流电流Ish进行采样，则能够根据直流电流信息获得磁极位置推定所需要的电流的变化量。而且，若预先判断功率转换器2的切换模式，则也可提供作为各控制周期的每个开始时刻为基准时的间隔信息的采样时刻。

电流检测时刻设定信号SAH，以输出上述零矢量的时刻，提供给dq转换器5。dq转换器5中，基于电压指令Vhd^*和Vhq^*以及PWM调制方式9所生成的时刻设定信号SAH，求出图3(j)所示的dc轴电流Idc。此时，正侧的半波中ΔIdcp1和ΔIdcp2、负侧的半波中ΔIdcn1和ΔIdcn2，这样的每个正负电流极性，分别得到每两个不同的时刻的不同电流值。

下面，采用图6来说明使用电流检测值的磁极位置推定方法。

图6，为图1的磁极位置推定机构12的内部的功能框图。磁极位置推定机构12中，基于根据直流电流Ish求出的d轴电流Idc，通过延迟器121和加法器122，计算一阶差值ΔIdc。作为减法器122的输出的一阶差值ΔIdc如图3(k)所示。这里，产生电流检测一个周期量的运算延迟。根据该一阶差值ΔIdc通过绝对值运算器123，求出其绝对值|ΔIdc|。另一方面，电流极性运算器124，基于上述附加电压指令Vhd^*，求出表示已产生的dc轴电流Idc的极性的电流极性信号Sp。该极性信号Sp，对上述施加电压指令Vhd^*考虑下面的3个延迟而生成的。即，(1)用于输出已被脉宽调制的电压的控制系运算一个周期量的延迟时间；(2)用于计算一阶差值ΔIdc的电流检测一个周期量的延迟时间；(3)相当于图2(f)、(g)、(h)中所示的脉动电流的一个周期的四分之一的延迟时间。也可以是以具有相当于它们总计的延迟时间的时刻变化的方形波信号。本实施例的情况下，上述电流极性信号Sp，如图3(1)所示，若对施加电压指令Vhd^*反转极性则被求出。

另，图6的电流变化量运算机构125，根据以下顺序计算出下式(1)中所示的电流变化率|ΔIdcp’|以及|ΔIdcn’|。

ΔIdcp’＝ΔIdcp2-ΔIdcp1，

ΔIdcn’＝ΔIdcn2-ΔIdcn1    ……………(1)

接着，将电流极性信号Sp乘以绝对值|ΔIdc|。其结果，如图3(m)所示成为含有|ΔIdcp’|以及|ΔIdcn’|的信号。接着，图3(m)中，可提取黑色三角符号所表示的时刻的电流值。黑色三角符号所表示的时刻，也可以是电流极性信号Sp的极性变化当中的时刻。在磁极位置推定运算机构126中，基于该|ΔIdcp’|以及|ΔIdcn’|，计算轴误差Δθ。

然而，关于|ΔIdcp’|以及|ΔIdcn’|和轴误差Δθ，也可适用例如下式(2)那样的近似特性。

|ΔIdcp’|-|ΔIdcn’|∝cosΔθ   ……………    (2)

即，虽然可推定的轴误差Δθ的值不能区别超前还是滞后，但可知其绝对值|Δθ|的大小。

另一方面，图4所示的Vhd^*＝0时，如图所示，得到相电压指令Vu^*、Vv^*、Vw^*、相输出电压指令Vu、Vv、Vw、相电流Iu、Iv、Iw，并基于SAH求出图4(j)所示的qc轴电流Iqc。磁极位置推定机构12中，将上述qc轴电流Iqc作为输入值Idc处理，如果进行与Vhq^*＝0的情况相同的运算，则能得到对qc轴方向的轴误差Δθ。即，对作为正交的两个方向的dc轴和qc轴的每一个轴，基于脉动电流进行位置推定，通过将其结果进行组合，可推定轴误差Δθ。

或者，与式(1)相同、根据计算电流变化率的结果，由对qc轴的施加电压求得，

ΔIqcp’＝ΔIqcp2-ΔIqcp1，

ΔIqcn’＝ΔIqcn2-ΔIqcn1  …………… (3)

|ΔIqcp’|-|ΔIqcn’|∝cos(Δθ-90°)＝-sinΔθ

                                   ……………(4)

根据式(2)和式(4)，与专利文献1所记载的方法相同，采用下式(5)也能够推定轴误差|Δθ|的大小。

(公式1)

$\mathrm{\Δ\θ}{=\tan }^{-1}\left\{\frac{-\left(\right|\mathrm{\Δ}{\mathrm{Iqcp}}^{\′}|-|\mathrm{\Δ}{\mathrm{Iqcn}}^{\′}\left|\right)}{\left|\mathrm{\Δ}{\mathrm{Idcp}}^{\′}\right|-\left|\mathrm{\Δ}{\mathrm{Idcn}}^{\′}\right|}\right\}---\left(5\right)$

由此，根据本实施方式，不受PM电动机的定子结构等引起的电感变化的影响，可提高轴误差Δθ的推定精度。

并且，本实施方式中，将电流检测时刻设定信号SAH作为输出零矢量的时刻。但是，反过来，也可是从功率转换器2的输出电压为零矢量的状态开始，向1相乃至2相的输出电压从正值(最大值)向负值(最小值)，或者向其相反的状态转移的时刻。

图7表示此时的磁极位置推定时的动作波形。这里，相输出电压指令Vu、Vv、Vw，采用与图3相同的时刻为例。图7中，只检测直流电流Ish的时刻不同，因此省略与图3相同波形的图示。如果将图7(i)中以菱形所示时刻进行电流检测的情况，与图3(i)进行比较，可判断出检测出与1个周期前的控制周期中输出零矢量的时刻的Ish几乎相同的值。随着功率转换器2的输出电压转移时的切换的结合等影响变小时，得到与图3(i)同等的检测值。如果将表示磁极位置推定部12的动作(j)～(m)的波形与图3进行比较，则可知若对Ish只延迟控制周期一个周期量，则能得到与图3的情况相同的结果。因此，磁极位置推定部12的结构相同，只延迟控制周期的一个周期量进行动作即可。

或者，也可功率转换器2的三相输出电压的状态在同一期间内，即，从转移到某相的输出电压开始到转移到接下来的某相的输出电压为止的期间内，进行2次以上的电流检测，直接求出电流变化率d(Idc)/dt。这种情况下，由于不受在输出零矢量的期间内引起的因PM电动机3具有的电阻量而产生的电流衰减的影响，因此能够高精度地算出电流变化率d(Idc)/dt。

图8表示将电流检测时刻设定信号SAH作为不同时刻时的磁极位置推定时的动作波形。即，除了输出零矢量的时刻之外，作为从成为零矢量的状态开始，向一相乃至二相输出电压从正值(最大值)向负值(最小值)，或者向其相反状态转移的时刻的两方时的磁极位置推定时的动作波形。这是采用相输出电压指令Vu、Vv、Vw与图3相同时的例子。与图3不同的地方只在于检测电流Ish的时刻不同，因此省略与图3相同的波形。电流检测，以图8(i)中圆点以及菱形两方所示的时刻进行。此时，由于在同一控制周期内两次进行电流检测，因此能够直接求出图8(k’)中所示的电流变化率d(Idc)/dt。由于上述电流变化率，由磁饱和产生的电感的变化决定，因此也可将该电流变化率作为输入ΔIdc提供给绝对值运算器123并进行位置推定。还有，从算出电流变化率这样的观点来看，电流检测，如果取出Lds0以及Ld0的影响，也可以任意时刻进行两次以上。

并且，脉动电流施加机构10提供的施加电压指令Vhd^*以及Vhq^*的振幅或周期、脉宽调制频率指令fh^*的信息，可在脉动电流施加机构10中预先具有设定值信息，也可以具备接下来那样变更设定值信息的机构。

电压设定变更机构15，在控制装置1内，或者控制装置1的外部且与控制装置1确保通信机构。电压设定变更机构15，如果输入上述施加电压指令Vhd^*以及Vhq^*的振幅或周期、以及脉宽调制频率指令fh^*的信息，则按照将该输入结果交付于脉动电流施加机构10那样进行动作。脉动电流施加机构10，变更施加电压指令Vhd^*、Vhq^*、以及脉宽调制频率指令fh^*，以使与被交付的上述输入结果一致。这样，能够实现从外部可变更脉动电流施加机构10提供的施加电压的功能。

并且，电压设定变更机构15，在具备对控制装置1内部采用的PM电动机3的常数等设定值进行变更的功能的情况下，采用该设定值，脉动电流施加机构10自身也可对施加电压指令的设定进行变更。例如，作为设定值，为PM电动机3的额定电流值10M、功率转换器2的直流电压源23的电压Vpn、脉宽调制频率f PWM、PM电动机3的电感设定值LM^*时，可利用下式(6)。

(公式2)

$V=-L\×\frac{\mathrm{dI}}{\mathrm{dt}}---\left(6\right)$

这里，dt为控制周期即脉宽调制周期的一半的n倍，若考虑脉冲电流的大小，则dI为额定电流值10M的k倍，可得到下式的关系。

(公式3)

${\mathrm{Vh}}^{*}=\frac{f\_\mathrm{PWM}}{n}\×{\mathrm{LM}}^{*}\×(k\×10M)---\left(7\right)$

由式(7)得到的Vh^*，在施加电压指令Vhd^*、Vhq^*的周期为脉宽调制周期的2n倍时，为脉动电流的大小为k×10M的施加电压指令Vhd^*、Vhq^*的振幅设定值。当变更控制系设定值时，具有基于本式再次算出Vh^*的功能，在例如变更PM电动机3时等、需要变更控制系设定值的情况下，抑制在位置推定时产生过大的电流或过小电流，从而正确进行位置推定。而且，若Vh^*的计算结果超过Vpn的一半，则施加电压同指令值不一样，有可能不能正确地进行位置推定。此时，根据本式，可以减小f_PWM，或者增加对f_PWM的上述施加电压的周期的倍数2n。还有，控制系设定值中，关于PM电动机3的电感设定值LM^*，并不限于通过电压设定机构15所进行的变更，例如在具有对PM电动机3的常数进行自动调整的功能时，也可以在进行自动调制后对施加电压指令Vhd^*、vhq^*的设定进行变更。

并且，磁极位置推定机构12中，关于由位置推定的运算所求出的式(2)的左边|ΔIdcp’|-|ΔIdcn’|，有些情况下，对vhq^*＝0，Vhd^*＝0的每一个求出的值的双方，比给定值小。这种情况下，由于永磁磁通φm的影响没有充分体现在dc轴电流Idc中，因此可知不能确切地进行轴误差Δθ的推定，磁极位置推定运算机构12f，将电压调整指令信号Ihset输出给脉动电流施加机构10。脉动电流施加机构10，根据电压调整指令信号Ihset，从下次开始只以规定的比例使施加电压指令Vhd^*、Vhq^*的振幅增加。根据本结构，能够实现自动调节施加电压指令Vhd^*、Vhq^*的功能，以使能够确切地进行轴误差Δθ的推定。

根据以上所述，如果具有对设定值信息进行变更、或者调整的机构，则即使在例如对PM电动机3进行变更时，也能够变成更加合适的设定值信息，从而正确地推定磁极位置。

并且，在进行磁极位置推定时，若例如控制装置1发生异常，则对设定值信息进行变更、或调整的机构，发现设定值信息与控制装置1的异常不匹配，有可能继续进行调整动作。这里，控制装置1的动作如下。

图9，表示本发明的第1实施方式中PM电动机驱动装置的处理流程图。若向控制装置1输入系统的起动指令，则首先执行控制装置起动时处理901，结束后控制装置1执行电动机运转开始指令判断处理902，处于电动机运转开始等待状态。并且，若将电动机运转开始的指令输入控制装置1，则实施作为本实施方式的特征的系统异常诊断处理903。该系统异常诊断处理903，对功率转换器2的输出电路短路或接地、断路这样的故障、或输入电压过大或过小等异常状态，或控制装置1自身的故障等进行检测。在上述系统异常诊断处理903结束后，在由系统异常状态判定处理904检测出异常的情况下，移向系统异常时处理905。如果没有检测出异常，作为初始磁极位置推定处理906，在用上述方法推定轴误差Δθ之后，开始电动机的运转。

若按照上述动作流程使控制装置1进行动作，则能够提高本发明的磁极位置推定方法的精度。

(实施例2)

接着，对本发明的第2实施方式进行说明。本实施方式中，系统的整体结构图与图1所示的第1实施方式相同，相输出电压指令Vu、Vv、Vw的生成方法，与磁极位置推定机构12的动作不同。

图10为将信号电压指令只提供给dc轴的(Vhq^*＝0)时的本实施方式的动作波形，图11为将信号电压指令只提供给qc轴(Vhd^*＝0)时的本实施方式的动作波形。

图10(a)表示Vhd^*的波形。图10(b)所示的三角波为用于脉宽调制的三角波载波，这里Vhd^*为具有上述三角波载波的4倍周期的方形波，控制系的运算周期为上述三角波载波的周期的一半。此时，将Vhd^*通过dq逆变器8进行2相3相变换的相电压指令Vu^*、Vv^*、Vw^*，如图10(b)所示只延迟作为控制系运算1个周期量的上述三角波载波的半周期量而生成。

本实施方式中，基于相电压指令Vu^*、Vv^*、Vw^*，维持各相之间的线电压，同时生成新的相电压指令，使在负侧最大相的电压成为功率转换器2的直流电压源23的负侧电压。即，图10中，作为实际进行脉宽调制的电压指令，由下式求出新的脉宽调制的指令值Vu^**、Vv^**、Vw^**。这里，Vn为直流电压部的负侧电压。

Vu^**＝Vu^*-{Vn-min(Vu^*，Vv^*，Vw^*)}…………       (8-1)

Vv^**＝Vv^*-{Vn-min(Vu^*，Vv^*，Vw^*)}…………       (8-2)

Vw^**＝Vw^*-{Vn-min(Vu^*，Vv^*，Vw^*)}…………       (8-3)

图12，为本发明的第2实施方式中的PWM调制机构9的结构图。

相电压指令再设定机构91中，根据式(8-1)～(8-3)，算出新的脉宽调制的指令值Vu^**、Vv^**、Vw^**。相输出电压指令运算机构92，如图10(b-2)所示，对新的脉宽调制的指令值Vu^**、Vv^**、Vw^**基于上述三角波载波进行脉宽调制。并且，生成同图(c)～(e)所示的相输出电压指令Vu、Vv、Vw，输出给功率转换器2。功率转换器2，与Vu、Vv、Vw大致同步输出各相电压。此时，PM电动机3中产生的脉动电流为相电流Iu、Iv、Iw，分别如图(f)～(h)所示，直流电流Ish的波形为同图(i)所示。

dq转换器5中所采用的电流检测时刻设定信号SAH，根据由相输出电压指令运算机构92所生成的相输出电压指令Vu、Vv、Vw，基于图5，生成电流检测相信息。并且，为了求得每个控制周期的dc轴电流Idc的变化量，电流检测时刻为上述三角波载波的波峰、即各控制周期开始时和其接下来的功率转换器2的输出电压零矢量、即3相输出电压的极性一致的状态下转移的时刻。选择后者的时刻的原因在于，离功率转换器2的输出电压转移的时刻最远，不受随着功率转换器2的输出电压转移时的结合等的影响而适于对Ish进行检测。前者的时刻，虽然由于容易控制处理而选择，但从电流变化率的运算这样的观点来看可为任意时刻。

图10(i)中用黑圆点表示本实施方式中的直流电流Ish的电流检测时刻。dq转换器5中，基于Vhd^*和Vhq^*以及PWM调制机构9所生成的SAH，求出同图(j)所示的dc轴电流Idc。

接着，采用图13，基于电流检测值对磁极位置推定方法进行描述。

图13，表示本实施方式中的磁极位置推定机构12的内部结构。本实施方式中，在同一控制周期内，得到ΔIdcp1和ΔIdcp2，或ΔIdcn1和ΔIdcn2。因此，本实施方式中，不存在相当于图6的延迟器121、加法器122、绝对值运算器123的设备。电流变化量运算机构125’，基于由dq转换器5得到的dc轴电流Idc，根据图10(k)所示的ΔIdcp1和ΔIdcp2，或ΔIdcn1和ΔIdcn2，得到式(1)的ΔIdcp’或ΔIdcn’。电流极性运算器124的电流极性信号Sp的生成，与第1实施方式相同。并且，根据磁极位置推定运算机构126’的磁极位置推定运算式，与第1实施方式中的磁极位置推定运算机构126相同，得到对dc轴方向的轴误差Δθ。

并且，Vhd^*＝0中，如图11所示，得到相电压指令Vu^*、Vv^*、Vw^*、相输出电压指令Vu、Vv、Vw、相电流Iu、Iv、Iw，基于SAH，求出如图11(j)所示的qc轴电流Iqc。磁极位置推定机构12中，将上述qc轴电流Iqc作为输入值Idc处理，如果进行与Vhq^*＝0的情况同样的运算，则能够得到对qc轴方向的轴误差Δθ。

图14为第1实施方式中相输出电压指令Vu、Vv、Vw和PM电动机3的中性点电位波形图，图15为第2实施方式中相输出电压指令Vu、Vv、Vw和PM电动机3的中性点电位波形图。对于Vu、Vv、Vw，PW电动机3的中性点电位，以直流电压源23的电压Vpn的3分之1的振幅进行变化。因此，相对实施方式1的动作，PM电动机3的中性点电位，以直流电压源23的电压Vpn的振幅进行变化，而本实施方式中，上述PM电动机3的中性点电位，以直流电压源23的电压Vpn的3分之2的振幅进行变化。若PM电动机3的中性点电位的变化大，则由于电磁噪声也增加了，因此本实施方式与第1实施方式相比，电磁噪声被减小。

如本实施方式，通过变更相电压输出，进行与第1实施方式相同的位置推定，同时抑制功率转换器2的主电路部21的动作次数，进一步由于抑制中性点电位的变动幅度，因此电磁噪声被大大减小。还有，虽然本实施方式中表示相输出电压以直流电压源23的负侧电位为基准进行动作的情况，但相输出电压指令Vu、Vv、Vw在以直流电压源23的正侧电位为基准进行动作的情况下，也能够得到相同的效果。

(实施例3)

接着，对本发明的第3实施方式进行说明。虽然系统结构与图1所示的第1实施方式相同，但相输出电压指令Vu、Vv、Vw的生成方法和磁极位置推定机构12的动作不同。

图16为只给dc轴提供信号电压指令(Vhq^*＝0)的情况下的本实施方式的动作波形，图17为只给qc轴提供信号电压指令(Vhd^*＝0)的情况下的本实施方式的动作波形。

本实施方式中，基于相电压指令Vu^*、Vv^*、Vw^*，对脉宽调制频率f_PWM进行变更，以使线电压最大的2相之间的电压变化与直流电压源23的电压相等。进一步生成相电压指令，以使线电压最大的2相之间的相电压指令的变化幅度与直流电压源23的电压相等。即，图16中，UV之间电压Vu^*-Vv^*和UW之间电压Vu^*-Vw^*相等，VW之间电压Vv^*-Vw^*为零。另一方面，可输出的最大电压，为线电压与直流电压源23的电压Vpn相等时的电压。因此，将满足下式的fh_max^*作为新的脉动电压施加指令的频率，也可将对f_PWM的施加电压的周期的2n倍的值作为新的f_PWM设定fh_max^*。

(Vu^*-Vv^*)×fh^*＝Vpn×fh_max^*   …………    (9)

并且，关于电压指令值，根据下式求出新的脉宽调制的指令值Vu^**、Vv^**、Vw^**。

Vu^**＝Vpn×sin(Vu^*)              …………    (10-1)

Vv^**＝Vpn×sin(Vv^*)              …………    (10-2)

Vw^**＝Vpn×sin(Vw^*)(＝Vv^**)      …………    (10-3)

图18，为本实施方式的PWM调制机构9的结构图。首先，调制频率设定机构93，基于式(9)，算出新的脉宽调制频率指令fh^**，相电压指令再设定机构91根据该fh^**和式(10-1)～(10-3)，算出新的脉宽调制的指令值Vu^**、Vv^**、Vw^**。并且，相输出电压指令运算机构92，如图16(b-2)所示，对新的脉宽调制的指令值Vu^**、Vv^**、Vw^**，基于三角波载波进行脉宽调制，基于此，如同图(c)～(e)所示，生成相输出电压指令Vu、Vv、Vw，并输出给功率转换器2。功率转换器2，与Vu、Vv、Vw大致同步输出各相电压。此时，PM电动机3中产生的脉动电流，其相电流Iu、Iv、Iw分别如同图(f)～(h)所示，直流电流Ish的波形如同图(i)所示。

dq转换器5中所采用的电流检测时刻设定信号SAH，根据由相输出电压指令运算机构92所生成的相输出电压指令Vu、Vv、Vw，基于图5生成电流检测相信息。并且，电流检测时刻，为三角波载波的波峰、即各个控制周期的开始时刻。此时，相输出电压指令Vu、Vv、Vw的切换状态变化的时刻，与三角波载波的波峰时刻一致。因此，在根据Ish检测相电流Iu、Iv、Iw时，也可在三角波载波的波峰之前，基于图5的直流电流信息进行采样。

本实施方式中，图16(i)中用黑圆点表示直流电流Ish的电流检测时刻。dq转换器5，基于Vhd^*和Vhq^*以及PWM调制机构9所生成的SAH，求出同图(j)所示的dc轴电流Idc。然后，在检测直流电流Ish之后，磁极位置推定的运算处理，可与第1实施方式同样进行，运算的过程如图16(j)到同图(m)所示、实现了磁极位置推定。

并且，如图17所示的Vhd^*＝0的情况下，除新的脉宽调制的指令值Vu^**、Vv^**、Vw^**的计算式变化之外，进行与Vhd^*＝0时相同的处理。新的脉宽调制的指令值Vu^**、Vv^**、Vw^**的计算，如下所述。在处理线电压中，VW之间电压Vv^*-Vw最大，UV之间电压Vu^*-Vv^*和UW之间电压Vu^*-Vw^*，振幅为Vw之间电压的一半的振幅，符号互相相反。因此，将满足式(11)的fh_max^*作为新的脉动电压施加指令的频率，将对f_PWM的施加电压的周期的2n倍的值作为新的f_PWM，设定fh_max^*。并且，新的脉宽调制的指令值Vu^**、Vv^**、Vw^*，也可通过下式(12)求出。

(Vv^*-Vw^*)×fh^*＝Vpn×fh_max^*      …………   (11)

Vu^**＝Vpn×sin(Vu^*)(＝0)          …………   (12-1)

Vv^**＝Vpn×sin(Vv^*)               …………   (12-2)

Vw^**＝Vpn×sin(Vw^*)(＝-Vv^**)      …………   (12-3)

并且，基于直流电流Ish和SAH，求出图17(j)所示的qc轴电流Iqc。磁极位置推定机构12中，可将上述qc轴电流Iqc作为输入值Idc处理，如果进行与Vhq^*＝0的情况相同的运算，则可得到对qc轴方向的轴误差Δθ。

图19，表示本发明的第3实施方式中的相输出电压指令Vu、Vv、Vw，和PM电动机3的中性点电位波形。对于各相输出电压，PM电动机3的中性点电位，以直流电压源23的电压Vpn的3分之2的振幅发生变化。若该中性点电位的变化大，则反射噪声也变大，因此本实施方式与实施方式1相比，能够减小电磁噪声。

如本实施方式所述，若改变相电压输出，则进行与第1实施方式相同的位置的推定，同时抑制功率转换器2的主电路部21的动作次数，使电磁噪声降低。并且，通过提高脉宽调制频率，缩短位置推定所需要的时间。

(实施例4)

接着，对本发明的第4实施形式进行说明。系统结构与图1所示的第1实施方式相同，相输出电压指令Vu、Vv、Vw的生成方法和磁极位置推定结构12的动作不同。

图20，为只给dc轴提供上述信号电压指令(Vhq^*＝0)的情况下的本实施方式的动作波形，图21为只给qc轴提供上述信号电压指令(Vhd^*＝0)的情况下的本实施方式的动作波形。本实施方式中，磁极位置推定动作，如图20和图21所示分为两个阶段(phase)来实施，施加电压指令Vhd^*、Vhq^*，分别依次提供振幅不同的两个方形波电压。即，如图20(b)所示，给dc轴提供信号电压指令的情况下，Vhd^*的振幅在阶段d1中为Vhd1’，在阶段d2中为Vhd2’。并且，如图20(b)所示，在给qc轴提供信号电压指令的情况下，Vhq^*的振幅在阶段q1中为Vhq1’，在阶段q2中为Vhq2’，周期无论在何种情况下都为上述三角波载波的周期的2倍。以下，对Vhq^*＝0的情况进行说明。本实施方式中，对各个阶段的每一个，进行dc轴电流Idc的运算。

dq转换器5采用的电流检测时刻设定信号SAH与第1实施方式相同，由PWM调制机构9根据相输出电压指令Vu、Vv。Vw，基于图5生成电流检测相信息，电流检测时刻为功率转换器2的输出电压转移到零矢量的时刻。此时的电流检测时刻，如图20(i)中黑圆点所示。此时，分别在上述阶段d1中得到ΔIdcp1以及ΔIdcn1，在上述阶段d2中得到ΔIdcp2以及ΔIdcn2。

图22，为本实施方式中基于电流检测值的磁极位置推定机构12的具体功能框图。本实施方式中，延迟器121、加法器122、绝对值运算器123的各个动作与第1实施方式同样。并且，电流极性运算器124中，电流极性信号Sp如图20(1)所示，对Vhd^*延迟控制周期的1个周期量并反转极性而生成。本实施方式中，在各个阶段中将电流极性信号Sp乘以绝对值|ΔIdc |的结果中，不包含|ΔIdcp’|以及|ΔIdcn’|的信息。代替该信息，可知作为各阶段中dc轴电流Idc的变化量的ΔIdcp1、ΔIdcn1、ΔIdcp2、ΔIdcn2。这里，电流变化量运算机构12e”，分别求出作为将上述电流极性信号Sp乘以上述绝对值|ΔIdc|的结果的、在上述阶段d1中的ΔIdcp1、ΔIdcn1和上述阶段d2中的ΔIdcp2、ΔIdcn2，并提供给磁极位置推定机构126”。磁极位置推定机构126”中，在上述阶段d1和上述阶段d2双方结束之后，求出上述|ΔIdcp’|以及|ΔIdcn’|，并推定磁极位置。

本实施方式中，能够对Vhd1’、Vhd2’单独进行设定。因此，不改变dc轴电流Idc的峰值ΔIdcp2和ΔIdcn2，设定ΔIdcp1和ΔIdcn1，使之不受定子结构等的电感的变化的影响，且不增加dc轴电流Idc，能够提高轴误差Δθ的推定精度。并且，ΔIdcp1、ΔIdcn1在上述阶段d1中，ΔIdcp2、ΔIdcn2在上述阶段d2中，分别与上述dc轴电流Idc的正侧和负侧的峰值相等。因此，不进行一阶差值的运算，将各阶段中的正侧和负侧的检测值作为ΔIdcp1、ΔIdcn1、ΔIdcp2、ΔIdcn2，也可根据式(1)求出ΔIdcp’和ΔIdcn’，这种情况可实现运算处理的简略化。

Vhd^*＝0的情况下，分别将Vhd1’置换为Vhq1’，将Vhd2’置换为Vhq2’，之后进行与Vhq^*＝0时相同的动作。求出图2θ(i)所示的qc轴电流Iqc，在磁极位置推定机构12中，将上述qc轴电流Iqc作为输入值Idc进行处理，进行与Vhq^*＝0时相同的运算。即，如果分别在上述阶段q1中求出ΔIqcp1及ΔIqcn1，在上述阶段q2中求出ΔIqcp2及ΔIqcn2，则在对qc轴方向±π/2以内的范围内，得到轴误差Δθ。因此，与第1实施方式相同，通过组合正交的两个方向的dc轴和qc轴，可推定轴误差Δθ。

并且，本实施方式中，如果对施加电压指令Vhd^*、Vhq^*及其频率指令fh^*，适用与第2实施方式或者第3实施方式相同的变更，也可发挥各个实施方式的效果，降低电磁噪声，在第3实施方式中可缩短位置推定所需要的时间。

还有，在第1到第3实施方式中，dcqc轴上的信号电压直流Vhd^*、Vhq^*的周期都是三角波载波周期的4倍。这种情况下，假如没有因磁饱和引起的电感变化，则ΔIdcp1、ΔIdcn1的大小，只限于ΔIdcp2及ΔIdcn2大小的大致一半。若单独选择ΔIdcp1、ΔIdcn1的大小和ΔIdcp2、ΔIdcn2的大小，则信号电压指令Vhd^*、Vhq^*也可为如下那样。首先，如果信号电压指令Vhd^*、Vhq^*的周期为三角波载波周期的2n倍(n为2以上的整数)，则可以是任意的。此时，能够在信号电压指令Vhd^*、Vhq^*的每个周期内对Ish进行8n次以上的检测。可基于信号电压指令Vhd^*、Vhq^*，由电流变化量运算机构，选择分别得到ΔIdcp1及ΔIdcn1、ΔIdcp2及ΔIdcn2的时刻。或者信号电压指令Vhd^*、Vhq^*也可以是在每个控制周期使振幅变化的阶梯波。这种情况下，ΔIdcp1及ΔIdcn1、ΔIdcp2及ΔIdcn2，能够以信号电压指令Vhd^*、Vhq^*的每个控制周期的振幅，单独进行改变。

并且，本发明的实施方式中，虽然将脉宽调制的方式作为与单一的三角波载波进行比较的方式，但并不限定脉宽调制的方式。并且为了产生脉动电流而施加电压的相位，如果改变初始状态的dc轴位置，则由于对PM电动机3的任意相位都能适用处理，因此不限于说明中所述的相位、都可适用。

这样，根据本发明的实施方式的PM电动机的驱动装置，对PM电动机施加电压，根据随之产生的电流脉动成分的正负侧不同的两个以上的电流值计算电流变化率，基于该电流变化率，能够推定PM电动机内部的磁极位置。

另外，利用因PM电动机的磁饱和引起的脉动成分的变化，进一步由于在该脉动成分中、取出依赖PM电动机的结构而产生的成分，因此不论PM电动机的结构如何都能适用，不会增加脉动电流的振幅，且能提高磁极位置的推定精度。

还有，关于上述电压变化，通过具有外部的设定功能，或在控制装置内部的自动调整功能，即使在PM电动机被变更的情况下也能够检测磁极位置，通过在控制装置中具有异常检测功能，能够防止含有自动调整功能的磁极位置推定动作的误动作。

Claims (20)

1、一种同步电动机的驱动装置，是具备：同步电动机；将电压可变·频率可变的交流提供给该同步电动机的功率转换器；对所述同步电动机，通过所述功率转换器施加电压并流过脉动电流的脉动电流施加机构；对在施加该脉动电流时流过所述功率转换器的直流电流进行检测的机构；和，基于该直流电流检测结果来推定所述同步电动机的磁极位置的磁极位置推定机构、的同步电动机的驱动装置，其特征在于，

所述磁极位置推定机构，具备：

对所述直流电流的正负侧的每一侧检测出至少两个不同相位的电流值的电流检测机构；和

利用它们各自的两个电流值的大小关系，推定所述同步电动机的磁极位置的机构。

2、根据权利要求1所述的同步电动机的驱动装置，其特征在于，

具备下述机构：基于正负侧每一侧的两个所述电流值求出正负两侧每一侧的电流变化率，基于正负侧之间的所述电流变化率的差推定所述同步电动机的磁极位置的机构。

3、根据权利要求1所述的同步电动机的驱动装置，其特征在于，

所述脉动电流施加机构，其具备向所述功率转换器输出方形波电压的机构。

4、根据权利要求1所述的同步电动机的驱动装置，其特征在于，

所述脉动电流施加机构，按照下述方式构成：通过所述功率转换器的脉宽调制将方形波电压施加给所述同步电动机，在其脉宽调制的载波的每半个周期期间，将三相输出电压中至少一相的输出电压保持为正(最大值)或负(最小值)。

5、根据权利要求1所述的同步电动机的驱动装置，其特征在于，

所述脉动电流施加机构，按照下述方式构成：通过所述功率转换器的脉宽调制将方形波电压施加给所述同步电动机，在其脉宽调制的一个周期期间，将三相输出电压中至少一相的输出电压保持为正(最大值)，剩余的至少一相的输出电压保持为负(最小值)。

6、根据权利要求1所述的同步电动机的驱动装置，其特征在于，

所述脉动电流施加机构，按照对所述功率转换器进行脉宽调制，将方形波电压施加给所述同步电动机的方式构成，所述电流检测机构，按照以在所述功率转换器的三相输出电压的各相输出电压被保持为正(最大值)或负(最小值)的期间内的两个不同相位，对两个直流电流值进行检测的方式构成。

7、根据权利要求1所述的同步电动机的驱动装置，其特征在于，

所述电流检测机构，按照下述方式构成：接近向所述功率转换器的三相的输出电压全部成为正(最大值)或全部成为负(最小值)的状态转移的时刻，对直流电流进行检测。

8、根据权利要求1所述的同步电动机的驱动装置，其特征在于，

所述电流检测机构，按照下述方式构成：接近从所述功率转换器的三相输出电压全部成为正(最大值)或全部成为负(最小值)的状态开始，到至少一相的输出电压产生变化的时刻，对直流电流进行检测。

9、根据权利要求6所述的同步电动机的驱动装置，其特征在于，

所述直流电流检测机构，按照下述方式构成：使其一方的电流检测时刻，接近向所述功率转换器的三相的输出电压全部为正(最大值)或负(最小值)转移的时刻。

10、根据权利要求1所述的同步电动机的驱动装置，其特征在于，

具备电压指令设定变更机构，其用于设定或者变更所述脉动电流施加机构的施加电压指令的振幅。

11、根据权利要求1所述的同步电动机的驱动装置，其特征在于，

具备对所述功率转换器及其控制装置的异常进行检知的异常检知机构，对所述同步电动机的磁极位置进行推定的机构按照在所述异常检知机构进行检测处理后再进行工作的方式构成。

12、一种同步电动机的驱动装置，是具备：同步电动机；将电压可变·频率可变的交流提供给该同步电动机的功率转换器；对所述同步电动机，通过所述功率转换器施加电压并流过脉动电流的脉动电流施加机构；对在施加该脉动电流时流过所述功率转换器的直流电流进行检测的电流检测机构；和，基于该直流电流检测结果来推定所述同步电动机的磁极位置的磁极位置推定机构、的同步电动机的驱动装置，其特征在于，

所述磁极位置推定机构，具备：

对所述直流电流的正负侧每一侧的电流变化率进行检测的机构；和

基于该正负侧的所述电流变化率的大小关系，推定所述同步电动机的磁极位置的机构。

13、根据要求12所述的同步电动机的驱动装置，其特征在于，

所述脉动电流施加机构，对所述功率转换器进行脉宽调制并将方形波电压施加给所述同步电动机，所述电流检测机构为以在所述功率转换器的三相输出电压的每一个被保持为正(最大值)或负(最小值)的期间内的两个不同相位，对两个直流电流值进行检测的机构，按照根据这两个检测电流值计算所述电流变化率的方式构成。

14、根据要求12所述的同步电动机的驱动装置，其特征在于，

所述电流检测机构，按照下述方式构成：接近所述功率转换器的三相输出电压向全部为正(最大值)或全部为负(最小值)的状态转移的时刻，对直流电流进行检测。

15、根据要求12所述的同步电动机的驱动装置，其特征在于，

所述电流检测机构，按照下述方式构成：接近从所述功率转换器的三相的输出电压全部成为正(最大值)或全部为负(最小值)的状态开始，到至少一相的输出电压开始变化的时刻，对直流电流进行检测。

16、根据要求13所述的同步电动机的驱动装置，其特征在于，

所述电流检测机构，按照下述方式构成：使其一方的电流检测时刻，接近向所述功率转换器的三相的输出电压全部为正(最大值)或负(最小值)转移的时刻。

17、根据要求12所述的同步电动机的驱动装置，其特征在于，

具备电压指令设定变更机构，其用于设定或者变更所述脉动电流施加机构的施加电压指令的振幅。

18、根据要求12所述的同步电动机的驱动装置，其特征在于，

具备对所述功率转换器及其控制装置的异常进行检知的异常检知机构，对所述同步电动机的磁极位置进行推定的机构按照在所述异常检知机构进行检测处理之后再开始工作的方式构成。

19、一种同步电动机的驱动装置，是具备：同步电动机；将电压可变频率可变的交流提供给该同步电动机的功率转换器；对所述同步电动机，通过所述功率转换器施加电压并流过脉动电流的脉动电流施加机构；对在施加该脉动电流时流过所述功率转换器的直流电流进行检测的机构；和，基于该直流电流检测结果来推定所述同步电动机的磁极位置的磁极位置推定机构、的同步电动机的驱动装置，其特征在于，

所述脉动电流施加机构，按照使所述功率转换器依次产生振幅不同的至少两个以上的方形波电压的方式构成，所述磁极位置推定机构，按照在分别施加两个以上的所述方形波电压时、基于两个直流电流检测值推定所述同步电动机的磁极位置的方式构成。

20、根据权利要求19所述的同步电动机的驱动装置，其特征在于，

所述脉动电流施加机构，按照下述方式构成：使振幅分别不同的两个以上的所述方形波电压，对作为电动机控制装置的推定磁通轴的dc轴以及与该dc轴正交的qc轴的两个方向的每一个方向每隔规定期间施加。

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