CN1762118A - 正交频分多路复用接收装置及正交频分多路复用接收方法 - Google Patents

Abstract

干扰码元确定部件(208)对于各副载波，对干扰位置接收功率测量部件(208B)测量出的干扰位置处的信号接收功率、和期望信号测量部件(208D)测量出的期望信号接收功率值进行比较，从而判定作为实际干扰码元的码元，并将其向快速解码部件(209)输出。快速解码部件(209)根据干扰码元确定部件(208)的比较结果，判定是计算由解码部件(207)输入的各副载波的码元的LLR值还是使LLR值为“0”，并进行解码处理。

Description

正交频分多路复用接收装置及正交频分多路复用接收方法

技术领域

本发明具体涉及一种用于遵照频率跳跃方案的OFDM系统的OFDM接收装置及OFDM接收方法。

背景技术

近年来，一直在对基于使用频率跳跃的OFDM方案的移动通信系统进行研究。使用频率跳跃的OFDM系统在多个小区之间使用不同的跳跃模式、从而使小区之间的干扰平均化来进行通信。

使用包括频率跳跃OFDM方案的多载波方案的移动通信系统采用以MAP(最大后验概率)解码为前提的编码方案来对传送信息进行编码，其中所述MAP解码使用诸如快速(turbo)码或LDPC(低密度奇偶校验)码的软判定(soft decision)值。

另外，快速码解码处理是在传送路径处于AWGN(加性白高斯噪声)环境中的假设下得出的，并且，例如，可以从图1所示的LLR(对数似然比)计算模型计算出快速码的LLR值(例如，参见松本涉、落合秀树：“OFDM调制方案的应用”，Triceps，WS No.216(2001-10)，pp.80)。

在图1中，将D[接收值]设置在水平轴上，将P[概率密度]设置在垂直轴上，虚线示出当接收到噪声时码元“1”的高斯分布，单点划线示出当接收到噪声时码元“0”的高斯分布，并且两个高斯分布均利用σ²示出方差(variance)。“α”为码元“0”的判定点(decision rate)，并且“-α”为码元“1”的判定点，其指示P[概率密度]在这些判定点处变为最大值。另外，该图示出：某一接收值Drx的概率密度P是码元“1”的虚线上的P1(Drx)、以及码元“0”的单点划线上的P0(Drx)。

另外，在图2中示出了当噪音功率较大时码元“0”和“1”的分布状态。这样，当噪音功率增大时，σ²的方差宽度增大，并且码元“0”和“1”的判定点α、-α处的各概率密度P的最大值就有可能变得极小。

在频率跳跃OFDM(以下称为“FH-OFDM”)的情况中，当在某一副载波处产生冲突时，此副载波的码元被认为是如图2所示那样出现。这种情况下，这意味着SNR(信噪比)低于周围副载波的信噪比，所以码元“0”和“1”的LLR值容易产生错误。再者，当在码元判定中出现错误时，此错误的影响还有可能影响到其它副载波码元的LLR值。

在具有2个小区的环境下，图3示出了本小区(own cell)中基站的用户与导频的资源分配的例子，而在图4中示出其它小区中的资源分配。在这一点上，在图3及图4中，频率方向上的1个方块表示1个副载波，而时间方向上的1个方块表示1个分段(burst)周期。

通常，用户的跳跃模式及资源分配是在本小区和其它小区中随机确定的，所以在某一时间点处在某一副载波上有可能会偶然地发生冲突(命中(hit))。本小区中的用户1的信号和导频信号与其它小区中的信号之间的命中状况如图5所示。“0”表示没有发生命中，“1”则表示发生了命中。

如上所述，快速码或LDPC码是在AWGN信道的前提下设计的，并且没有设想这种命中，所以如果发生命中，这就会造成很大的特性劣化。

于是，例如，在未经实审的日本专利公报特开平11-355240(以下称为“专利文献1”)中提出一种判定将导致LLR值中的错误的错误数据的存在/不存在、并预先纠正该错误的OFDM接收装置。

此OFDM接收装置中，对于从各传输波得到的参照数据或是用于差分解调的前导码元的振幅小于被赋予的阈值的载波，就认为该载波的数据丢失，插入空数据并输出软判定序列，且用Viterbi解码进行软判定解码。此外，在大于另一给定阈值的载波的情况中，OFDM接收装置认为该载波的数据已丢失，插入空数据，输出软判定序列并由此提高进行软判定解码时的纠错效果。

可是，传统ODFM接收装置仅假设一种PSK系统的调制方案，准备2个阈值，并对由于衰减的下降或干扰而具有接收信号的高噪声电平的软判定值设置空信号(0)。

此时，就会有如下的2个问题。

1)即使干扰判定是完整的，所述特性也会根据干扰量而不一定都变得更好(图6)。这是因为当存在过多的“0”时解码特性劣化。假设调制方案为QPSK并且存在干扰的载波比例为40％的情况，图6图示了计算常规LLR值期间的错误率特性(在该图中图标为“常规：□”)、假设软判定值为“0”时计算LLR值期间的错误率特性(在该图中图标为“软值(softvalue)＝0：○”)、以及当没有干扰时计算LLR值期间的错误率特性(在该图中图标为“无改变：×”理想曲线)。

2)在为提高数据的传送效率而使用自适应调制时，除了PSK系统还可以使用QAM系统调制。在假设使用QAM系统调制时，码元的功率值根据数据变化，所以仅以2个阈值是无法判定干扰的。也就是说，两个阈值不足以应用于使用QAM系统调制的自适应调制。

发明内容

本发明目的在于提供一种OFDM接收装置及OFDM接收方法，其能够准确地检测出实际上可导致错误率特性劣化的干扰位置，并能改善软判定解码期间的纠错性能。

通过以下步骤达到此目的：根据例如相邻小区或相邻扇区的跳跃模式信息和本小区或本扇区的跳跃模式，检测产生干扰的跳跃位置；从接收的频率跳跃OFDM信号的各副载波中提取导频信号；根据提取的导频信号序列和已知的导频信号序列来测量期望信号的接收功率；对于各副载波，将检测出的干扰位置处的信号接收功率和测量出的期望信号的接收功率值进行比较；根据比较结果选择是直接使用各副载波码元的接收功率还是将其设为“0”；以及进行快速解码。

这样，对于各副载波，将检测出的干扰位置处的信号接收功率和测量出的期望信号的接收功率进行比较，并且根据比较结果来选择是直接使用各副载波码元的接收功率还是将其设为“0”，所以能够正确地检测出应作为干扰码元来处理的码元，并提高软判定解码期间的纠错性能。也就是说，可以防止将处于干扰位置但在用于解码时不会对错误率特性造成负面影响的码元被从解码对象中不必要地剔除，从而提高软判定解码期间的纠错性能。

附图说明

图1图示传统的LLR值计算模型；

图2图示处于高噪声电平下的传统LLR值计算模型；

图3图示本小区跳跃模式的例子；

图4图示其它小区跳跃模式的例子；

图5图示本小区的用户1的信号和导频信号与其它小区的信号之间的命中状况；

图6图示计算传统LLR值时的错误率特性；

图7是示出根据本发明实施方式1的发送装置的结构的方框图；

图8是示出根据实施方式1的接收装置的结构的方框图；

图9图示根据实施方式1的计算LLR值时的错误率特性(est sigma)；

图10图示根据实施方式2的本小区的跳跃模式的例子；

图11图示根据实施方式2的其它小区的跳跃模式的例子；

图12图示本小区的用户1的信号与其它小区的信号之间的命中状况；

图13图示示出根据实施方式2的发送装置结构的方框图；

图14图示示出根据实施方式3的发送装置结构的方框图；

图15示意性地图示实施方式3的表达式(1)；

图16图示根据实施方式3的计算LLR时的错误率特性(est sigma)；

图17示意性地图示实施方式4的表达式(2)；

图18图示根据实施方式4的计算LLR值时的错误率特性(est sigma)；

图19是图示根据实施方式5的接收装置内的干扰码元确定部件及快速解码部件的操作的流程图；

图20是图示根据实施方式6的接收装置内的干扰码元确定部件及快速解码部件的操作的流程图；以及

图21是图示根据实施方式7的接收装置内的干扰码元确定部件及快速解码部件的操作的流程图。

具体实施方式

下面对本发明的实施方式，参照附图进行详细说明。

(实施方式1)

下面对本发明的实施方式，参照附图进行详细说明。图7是示出根据本发明实施方式的遵照频率跳跃OFDM方案(以下称为“FH-OFDM”方案)的发送装置结构的方框图，并且图8是示出根据与用户1有关的此实施方式的FH-OFDM方案的接收装置结构的方框图。这里，发送装置100被设置在基站，接收装置200被设置在通信终端。

设置在基站的发送装置100主要具有：快速编码部件101-1、101-2，调制部件102-1、102-2，副载波映射部件103-1、103-2，多路复用器104，频率交错部件105，串行/并行(S/P)转换部件106，逆快速傅立叶变换(IFFT)部件107，保护间隔插入(GI)部件108，无线处理部件109，天线110及相邻干扰位置通知信号生成部件111。

快速编码部件101-1、101-2对用户1和用户2的发送数据进行快速编码，并将快速码信号向调制部件102-1、102-2输出。

调制部件102-1、102-2具有不同的码调制功能，并采用例如作为QAM系统的16QAM(正交幅度调制)、64QAM或作为PSK系统的BPSK(二进制相移键控)、QPSK(正交相移键控)、8PSK的调制方案。

调制部件102-1、102-2对从快速编码部件101-1、101-2输入的快速码信号实施自适应调制处理，并将所得到的调制信号向副载波映射部件103-1、103-2输出。

副载波映射部件103-1、103-2按照预定跳跃模式，进行将从调制部件102-1、102-2输入的调制信号映射到其各自的副载波的映射处理、并将映射信号向多路复用器104输出。

副载波映射部件103-1、103-2的输出，导频序列和相邻干扰位置通知信号生成部件111的输出被输入到多路复用器104，多路复用器104将通过把这些信号多路复用而得到的串行信号向频率交错部件105输出。

根据此实施方式，相邻干扰位置通知信号生成部件111生成本小区的跳跃模式信息，以作为相邻干扰位置通知信号。这允许通信终端根据从设置在相邻小区(其它小区)的基站中的发送装置100发送的相邻干扰位置通知信号(跳跃模式信息)、和该通信终端当前所在的小区(本小区)的跳跃模式信息，辨认出产生干扰的位置(也就是说产生干扰的副载波及时间)。

频率交错部件105读取从多路复用器104输入的串行信号，使含在该串行信号中的多个数据序列的排列方向彼此交织，并将交织的串行信号作为交错信号向S/P转换部件106输出。

IFFT部件107对从S/P转换部件106输入的多个数据序列信号的各副载波成份应用逆快速傅立叶变换，从而将各副载波的数据变换到时域，并将时间波形信号向GI插入部件108输出。

GI插入部件108在从IFFT部件107输入的时间波形信号中插入用于改善延迟特性的保护间隔，并将该信号向无线处理部件109输出。

无线处理部件109将从GI插入部件108输入的时间波形信号上行变换至RF频带，并通过天线110发送OFDM信号。

图8所示的接收装置200设置在通信终端上，主要具有：天线201，无线处理部件202，保护间隔(GI)消除部件203，快速傅立叶变换(FFT)部件204，频率去交错部件205，信道分离部件206，解调部件207，干扰码元确定部件208及快速解码部件209。

无线处理部件202从天线201接收到OFDM信号，并将该信号向GI消除部件203输出。

GI消除部件203从自无线处理部件202输入的OFDM信号中消除保护间隔，并将该信号向FFT部件204输出。

FFT部件204对从GI消除部件203输入的消除了保护间隔之后的OFDM信号应用快速傅立叶变换(FFT)，并将该信号从时域变换到频域。此FFT部件204提取通过多个副载波传送的数据序列信号，并将这些数据序列信号向频率去交错部件205输出。

频率去交错部件205将从FFT部件204输入的多个数据序列信号以与在发送装置100中将它们交错的方向相反的排列方向读出，恢复含有原串联排列的数据序列的串行信号，并将该串行信号向信道分离部件206输出。

信道分离部件206将从频率去交错部件205输入的含有多个副载波信号的串行信号分离成各个副载波信号，并将那些副载波信号的用户1的信号(即发向本基站的信号)向解调部件207及干扰码元确定部件208输出。

解调部件207对从信道分离部件206输入的副载波信号进行解调，并将解调后的信号向快速解码部件209输出。

干扰码元确定部件208从跳跃模式与相邻小区中的跳跃模式冲突的码元中，确定实际上应作为干扰码元的码元。

具体来说，干扰位置确定部件208A根据被通知的相邻小区的跳跃模式与本基站的跳跃模式确定产生干扰的跳跃位置(即跳跃模式之间产生冲突的跳跃模式位置)，并将该干扰位置信息发送到干扰位置接收功率测量部件208B。干扰位置接收功率测量部件208B对干扰位置处的接收功率进行测量，并向比较部件208E发送测量值。

另一方面，干扰码元确定部件208利用导频提取部件208C提取导频信号，利用随后的期望信号测量部件208D根据导频信号的接收功率计算出期望信号的接收功率，并将该期望信号的接收功率发送到比较部件208E。

比较部件208E对各副载波将导频信号的接收功率(期望信号的接收功率)和产生干扰的跳跃位置处的码元的接收功率进行比较，从而确定实际上应作为干扰码元的码元，并将表示该码元的比较结果通知给快速解码部件209。在此实施方式的情况下，对各副载波计算接收信号与期望信号之间的差，并在该差较大时将该码元当作干扰码元。

由此，干扰码元确定部件208并不是简单地依据跳跃模式来确定干扰码元，而是考虑到即使在依据跳跃模式的干扰位置处SIR(信号干扰比)也会因为衰减等的影响而可能好也有可能不好这一事实，只有在码元位于依据跳跃模式的干扰位置并且同时SIR不好时，才命令快速解码部件通过将该码元的接收功率设成“0”来进行快速解码。其结果是，例如在因衰减而干扰功率和接收功率双方都发生变动的情况下，例如，在因衰减而接收功率和干扰功率的双方的值均下降的情况下，对各副载波比较和判定干扰码元，因而能够准确地检测出干扰码元。

在这一点上，可以对于各副载波，基于导频信号、使用将接收信号的功率除以期望信号的功率的方法来测量期望信号的功率。另外，可以通过接收信号与期望信号之间的差来计算干扰信号的大小。

快速解码部件209通过根据由干扰码元确定部件208通知的干扰码元的位置(比较结果)，选择是直接使用各副载波码元的接收功率还是将其设为“0”并计算LLR值，来进行快速解码。具体来说，对于由干扰码元确定部件208判定为干扰码元的副载波的码元，快速解码部件209通过将其接收功率视为“0”来进行快速解码。

假设调制方案为QPSK并且存在干扰的载波比率为5％的情况，图9图示了计算常规LLR值时的错误率特性(在该图中图标为“常规：□”)、假设软判定值为“0”而计算LLR值时的错误率特性(在该图中图标为“软值＝0：○”)、在没有干扰的情况下计算LLR值时的错误率特性(在该图中图标为“无改变：×”理想曲线)、以及当通过根据本实施方式推测干扰值来计算LLR值时的错误率特性(在该图中图标为“est sigma：△”)。

这样，本实施方式对于各副载波，将由干扰位置接收功率测量部件208B测量的干扰位置处的信号的接收功率和由期望信号测量部件208D测量的期望信号的接收功率值进行比较，判定出实际应作为干扰码元的码元，从而即使在衰减环境等中也可以准确地选择出实际应作为干扰码元的码元，并且与以往的计算LLR时将σ²的大小设为噪声的大小的方法(常规)或是专利文献1中提出的方法(软值＝0)相比能够改善特性。

(实施方式2)

上述实施方式1主要是假设了PSK系统的调制方案。根据实施方式1，通过通知干扰位置来设定干扰的位置，然后由接收信号与期望信号之间的差来推测干扰信号的大小。然而，难以将这种方法应用于接收信号的每个码元的功率根据数据而发生变化的QAM系统的调制方案。

于是，如图10及图11所示，本实施方式假设被分配了导频序列的副载波的位置对于本小区和其它小区相同，并分配与其各自的序列正交的序列。本小区基站的用户和导频的资源分配在图10中示出，其它小区中的资源分配在图11中示出。

这样的话，就可以在用户1或用户2的终端上测量本小区及其它小区的平均功率。

另外，在本实施方式中，在图13中示出的相邻干扰位置及干扰数量通知信号生成部件112通知如图12所示的干扰位置及关于从哪一个基站受到干扰的信息。由此，可以知道相对于由用户1的时域和频域定义的单元的干扰位置及从哪一个基站受到干扰。

在实施方式1中，在产生干扰的单元中通过码元的接收功率计算干扰的功率，而在本实施方式2中，可以如上所述由导频得知来自其它小区的基站的接收功率并且这相当于干扰功率，因此将此值反映在LLR的σ²计算中。

由此，根据本实施方式可以不依赖干扰信号及期望信号的调制方案来进行计算。

(实施方式3)

在实施方式1及2中，通过在接收一侧对干扰位置通知信号进行解码，可以得知干扰位置。本实施方式通过根据阈值判定接收信号的功率来判定干扰位置并推测干扰功率。

本实施方式的发送装置如图14所示。发送装置400不同于图7的发送装置100，不与相邻干扰位置通知信号生成部件111连接。

接收装置将从通过导频求出的接收信号功率中减去实际接收码元的功率后的值是每个码元的干扰信号功率+噪声功率，来设定阈值，把大于该阈值的码元位置作为干扰接收码元。

上述每一码元的干扰功率+噪声功率可以用下面的表达式来表示。

ΔP_r(k，m)＝(|r(k，m)|-|h(k)|·|s|)²Λ                       (1)

在表达式(1)中，r(k，m)表示第k个副载波上的第m个OFDM码元。

|h(k)|是通过导频信号求出的期望信号的衰减的大小，|s|是发送信号的大小。图15示意性地示出了表达式(1)。

假设阈值的大小为Tp，则当表达式(1)的结果比阈值Tp大时，就判定为产生干扰，并且将表达式(1)的大小假设为计算LLR值时的σ²的值。

此实施方式中计算LLR值时的错误率特性(est sigma)如图16所示。由此，根据本实施方式，与以往的将计算LLR时的σ²的大小设为噪声大小的方法(常规)或是专利文献1所提出的方法相比，能够改善特性。

(实施方式4)

实施方式3用一个阈值来判定干扰位置，而本实施方式则是基于调制方案的判定点和噪声电平的大小来判定干扰位置的。

${\mathrm{\&Delta;P}}_r(k,m)=\left\{\begin{array}{cc}|\hat{r}(k,m)-|h\left(k\right)|{\&CenterDot;s|}^2& \mathrm{real}(\hat{r}(k,m)>0,\mathrm{imag}\left(\hat{r}(k,m)\right)>0\\ {|\hat{r}(k,m)+|h\left(k\right)|\&CenterDot;s|}^2& \mathrm{real}(\hat{r}(k,m)<0,\mathrm{imag}(\hat{r}(k,m))>0\\ {|\hat{r}(k,m)+|h\left(k\right)|\&CenterDot;s^{*}|}^2& \mathrm{real}(\hat{r}(k,m)<0,\mathrm{imag}(\hat{r}(k,m))<0\\ {|\hat{r}(k,m)-|h\left(k\right)|\&CenterDot;s^{*}|}^2& \mathrm{real}(\hat{r}(k,m)>0,\mathrm{imag}(\hat{r}(k,m))<0\end{array}\right....\left(2\right)$

图17示意性地示出表达式(2)。例如，在图17中，当接收信号在第一象限时，若该接收信号处于第一象限的判定圆之外就判定存在干扰。干扰功率+噪音功率的大小变为表达式(2)的大小，并且计算LLR值时的σ²的大小就使用该值。

在此实施方式中计算LLR值时的错误率特性(est sigma)如图18所示。由此，根据本实施方式，与以往的将计算LLR值时的σ²的大小设为噪声大小的方法(常规)或是专利文献1所提出的方法相比，能够改善特性。

(实施方式5)

与实施方式1或实施方式2中的通知干扰位置并推测干扰功率的方法相比，如上面的实施方式3和实施方式4所述的、通过根据接收功率的盲点(blind)判定来推测干扰位置及推测干扰功率的方法导致更大的劣化(参照图16、图18的错误率特性)。于是，本实施方式提出一种在使用如图14所示的发送装置400时(通过盲点判定来判定干扰位置时)，与实施方式3或实施方式4相比可以明显改善错误率特性的接收装置。

此实施方式将使用已在实施方式1中进行了说明的图8的接收装置200来进行说明。不过，此实施方式的接收装置200由于不接收跳跃模式信息，因而在干扰码元确定部件208的处理有所不同。

对于此实施方式中的接收装置200内的干扰码元确定部件208及快速解码部件209的操作，使用图19所示的流程图来说明。

在步骤S101中，干扰码元确定部件208从由信道分离部件206输入的各副载波信号中提取导频信号。接着，在步骤S102中，由于导频序列已知，因此计算提取的导频信号序列和已知的导频信号的内积。

接下来，在步骤S103中，干扰码元确定部件208将计算出的导频序列的内积除以该导频序列的长度，来测量期望信号的接收功率。接着，在步骤S104中，考虑测量出的期望信号的接收功率值+余量(margin)，来设定用于判定干扰信号对期望信号的影响的阈值。

接下来，在步骤S105中，干扰码元确定部件208对于各副载波将接收功率值和设定的阈值进行比较，来判断接收功率值是否超过阈值。当接收功率值没有超过阈值时(步骤S105：否)，判定干扰引起的方差的影响较小，并将这一事实通知给快速解码部件209。在这种情况下，快速解码部件209在步骤S106中计算出该副载波码元的LLR值。

相反，在接收功率值超过阈值时(步骤S105：是)，干扰码元确定部件208判定干扰对方差的影响较大，并将此通知给快速编码部件209。在这种情况下，快速编码部件209在步骤S107中将该副载波码元的软判定值设为“0”。

如上所述，本实施方式的接收装置200内的干扰码元确定部件208及快速解码部件209进行的解码处理可以对各副载波准确地判定出干扰对码元的影响，并且在软判定解码期间可以可靠地进行错误纠正。

(实施方式6)

在实施方式5中，使用所有的导频信号来推测期望信号功率，然而本实施方式使用通过根据已知的干扰码元计算提取出的码元的平均功率来设定阈值的方法。对与本实施方式对应的快速解码处理，用图20的流程图来说明。发送装置则使用图1的发送装置100。

在步骤S201中，从由信道分离部件206输入的各副载波信号中，识别出由相邻干扰位置通知信号生成部件111通知的、受到相邻小区干扰的各副载波信号的干扰码元。

接下来，在步骤S202中，从被识别出干扰码元的小区的导频信号中，提取没有受到干扰的码元。接着，在步骤S203中，计算出提取出的码元的平均功率。

接下来，在步骤S204中，基于计算出的码元的平均功率并考虑到平均功率+余量，来设定用于判定干扰信号对期望信号的影响的阈值。

接下来，在步骤S205中，对于各副载波，对计算出的数据信号的平均功率值和设定的阈值进行比较，并判断接收功率值是否超过阈值。当接收功率值没有超过阈值时(步骤S205：否)，判定干扰对方差的影响较小，并在步骤S206中计算出该副载波的码元的LLR值。

另一方面，当接收功率值超过阈值时(步骤S205：是)，判定干扰对方差的影响较大，并在步骤S207中将该副载波的码元的软判定值设为“0”。

如上所述，根据本实施方式的接收装置200内的干扰功率计算部件208及快速解码部件209进行的解码处理，可以考虑到每个小区的干扰状态，准确地判定干扰对各码元的影响，并且在软判定解码期间可靠地进行错误纠正。

(实施方式7)

本实施方式将使用图21中的流程图来说明即使接收信号为被自适应调制的信号也可以很好地改善错误率特性的干扰码元确定部件208及快速解码部件209的处理。

在此，从自适应调制方案中选择了PSK系统的调制(BPSK、QPSK、8PSK)的环境是干扰较多且SNR值较小的环境。在这种环境中，如果像上述的快速解码处理的情况中那样设定阈值并将LLR值设为“0 ”，则与不将软判定值设为“0”并且在计算LLR值时的σ²值中反映干扰量的快速解码处理相比，错误率特性会变差。

另外，从自适应调制方案中选择了QAM系统的调制(16QAM、64QAM)的环境是干扰较少而Eb/N0较大的环境。但是，在QAM调制的情况中，存在由于数据导致的振幅变动，所以很难通过接收信号计算I(干扰功率)+N(热噪声功率)。

于是，在图21的快速解码处理中，当调制方案为PSK系统时，在不设定任何阈值的情况下来计算LLR值，而当调制方案为QAM系统时，设定阈值，并将软判定值设为“0”。

在图21的步骤S301中，从由信道分离部件206输入的各副载波信号中提取导频信号。接着，在步骤S302中，由于导频序列已知，计算提取出的导频信号序列与已知导频信号的内积。

接下来，在步骤S303中，将计算出的导频序列的内积除以该导频序列的长度，以测量期望信号的接收功率。接着，在步骤S304中，判断接收的数据序列的调制方案是PSK系统(BPSK、QPSK、8PSK等)还是QAM系统(16QAM、64QAM等)。

当判定的调制方案为QAM系统时，在步骤S305中，考虑到在步骤S303中测量出的期望信号的接收功率值+余量，来设定用于判定干扰信号对期望信号的影响的阈值。

接下来，在步骤S306中，对于各副载波，对接收功率值和设定的阈值进行比较，并判断接收功率值是否超过阈值。当接收功率没有超过阈值时(步骤S306：否)，判定干扰对方差的影响较小，并在步骤S307中计算出该副载波码元的LLR值。

另一方面，当接收功率值超过阈值时(步骤S306：是)，判定干扰对方差的影响较大，并在步骤S308中将该副载波码元的软判定值设为“0”。

另外，在步骤S304中，当判断出调制方案为PSK系统时，在步骤S309中计算每个码元的I(干扰功率)+N(热噪声功率)。

在此情况下，如果各小区的干扰状态已知，那么在各小区中存在导频部分中没有干扰信号的接收信号，通过计算出此接收信号的接收功率、计算出与此接收信号内的期望信号部分对应的接收功率、并从接收信号功率中减去期望信号功率，便能够计算出每个码元的I+N。

接下来，在步骤S310中，基于在步骤S309中计算出的每个码元的I+N，计算出每个码元的LLR值。

如上所述，根据本实施方式的接收装置200内的干扰功率计算部件208及快速解码部件209进行的解码处理，在使用诸如QAM系统和PSK系统的自适应调制方案时，按照调制方案进行干扰状态分类，判定干扰对各副载波的码元的影响，并且对干扰的影响较大的码元进行将其软判定值设为“0”的解码处理，因而能够准确地判定干扰对各码元的影响，还能够提高软判定解码期间的纠错性能。

在本实施方式中，使用图14的发送装置400，并且接收装置200通过盲点判定来判定干扰位置，不过也可以使用图7的发送装置100通知干扰位置，并基于干扰功率的大小来计算LLR值。

本发明并不局限于上述的实施方式，并且可以进行各种变化来实施。

上述实施方式描述了将本发明的OFDM接收装置及方法运用在具有单天线的FH-OFDM系统中的情况，但是本发明并不局限于此，并且当把本发明运用在诸如MIMO(多输入多输出)-OFDM系统等的具有多天线的FH-OFDM系统中时，也能够得到与所述实施方式相同的效果。

另外，上述实施方式描述了这样的装置和方法，即使在互相邻近的小区之间产生跳跃模式的冲突时其也会准确地判定实际应作为干扰码元的码元，从而可以提高软判定解码期间的纠错性能，不过在即使互相邻近的扇区之间产生跳跃模式的冲突，也可以通过同样的结构提高软判定解码期间的纠错性能。在这一点上，通信终端可以根据例如由本小区的基站通知的跳跃模式信息简单地识别出扇区之间的跳跃模式的冲突位置。

要点在于设置以下的部件：干扰位置确定部件，基于本扇区的跳跃模式和相邻扇区的跳跃模式来确定产生干扰的跳跃位置；提取部件，从接收的频率跳跃OFDM信号的各副载波中提取导频信号；测量部件，根据由提取部件提取出的导频信号序列和已知的导频信号序列来测量期望信号的接收功率；比较部件，对各副载波，对由干扰位置确定部件确定的干扰位置处的信号的接收功率和由测量部件测量出的期望信号的接收功率值进行比较；以及解码部件，通过选择是直接使用各副载波码元的接收功率还是将其设为“0”来进行快速解码。

本发明的OFDM接收装置的一个方面采用的结构包括：干扰位置确定部件，根据从相邻小区的基站发送的跳跃模式信息和本小区的跳跃模式来决定产生干扰的跳跃位置；提取部件，从接收的频率跳跃OFDM信号的各副载波中提取导频信号；测量部件，根据由所述提取部件提取的导频信号序列和已知的导频信号序列来测量期望信号的接收功率；比较部件，对于各副载波，对由所述干扰位置确定部件确定的干扰位置处的信号的接收功率和由所述测量部件测量出的期望信号的接收功率值进行比较；以及解码部件，根据所述比较结果对各副载波的码元进行解码。

本发明的OFDM接收装置的另一方面采用的结构包括：干扰位置确定部件，根据本扇区的跳跃模式和相邻扇区的跳跃模式来确定产生干扰的跳跃位置；提取部件，从所述频率跳跃OFDM信号的各副载波中提取导频信号；测量部件，根据由所述提取部件提取的导频信号序列和已知的导频信号序列来测量期望信号的接收功率；比较部件，对于各副载波，对由所述干扰位置确定部件确定的干扰位置处的信号的接收功率和由所述测量部件测量的期望信号的接收功率值进行比较；以及解码部件，根据所述比较结果对各副载波的码元进行解码。

根据这些结构，可以准确地判定干扰对频率跳跃方案的各码元的影响，并提高软判定解码期间的纠错性能。

在本发明的OFDM接收装置的另一方面，所述提取部件从由所述多个小区中的已知干扰小区发送的所述频率跳跃OFDM信号的各副载波的导频信号中提取没有受到干扰的码元，并且所述比较部件计算由所述提取部件提取出的码元的平均功率，并根据计算出的码元的平均功率设定用于判定干扰信号对期望信号的影响的阈值，然后对于各副载波，对计算出的数据信号的平均功率和所述设定的阈值进行比较。

本发明的OFDM信号接收装置的另一方面是接收从多个小区发送的频率跳跃OFDM信号的OFDM接收装置，其包括：提取部件，从所述频率跳跃OFDM信号的各副载波中提取导频信号；测量部件，根据由所述提取部件提取出的导频信号序列和已知的导频信号序列来测量期望信号的接收功率；判定部件，判定所述频率跳跃OFDM信号的调制方案；设定部件，当所述判定部件判定的调制方案为QAM方案时，根据由所述测量部件测量的期望信号的接收功率，设定用于判定干扰信号对期望信号的影响的阈值；比较部件，当所述判定部件判定的调制方案为QAM方案时，对于各副载波，对接收功率值和由所述设定部件设定的阈值进行比较；计算部件，当所述判定部件判定的调制方案为PSK方案时，根据由所述测量部件测量的期望信号的接收功率计算每个码元的干扰功率；以及解码部件，当所述判定部件判定的调制方案为QAM方案时，通过根据所述比较结果选择是直接使用各副载波码元的接收功率还是将其设为“0”，来进行快速解码，而当所述判定部件判定的调制方案为PSK方案时，根据由所述计算部件计算出的干扰功率，对各副载波的码元进行快速解码。

根据此结构，可以对于每种自适应调制方案、考虑到干扰状态而准确地判定干扰对各码元的影响，并提高软判定解码期间的纠错性能。

如上所述，本发明能够准确地检测出应作为干扰码元的码元，从而实现一种可以提高软判定解码期间的纠错性能的OFDM信号接收装置及方法。

本申请基于2003年3月1 4日提交的日本专利申请第2003-71016号，其全部内容通过引用而被清楚地合并于此。

工业实用性

本发明适用于例如蜂窝电话的便携式信息终端及其基站等。

Claims (7)

1.一种OFDM接收装置，其特征在于具有：

干扰位置确定部件，根据从相邻小区的基站发送的跳跃模式信息和本小区的跳跃模式来确定产生干扰的跳跃位置；

提取部件，从接收的频率跳跃OFDM信号的各副载波中提取导频信号；

测量部件，根据由所述提取部件提取的导频信号序列和已知的导频信号序列来测量期望信号的接收功率；

比较部件，对于各副载波，对由所述干扰位置确定部件确定的干扰位置处的信号的接收功率和由所述测量部件测量出的期望信号的接收功率值进行比较；以及

解码部件，通过根据所述比较结果选择是直接使用所述各副载波码元的接收功率还是将其设为“0”，来进行快速解码。

2.一种OFDM接收装置，其特征在于具有：

干扰位置确定部件，根据本扇区的跳跃模式和相邻扇区的跳跃模式来确定产生干扰的跳跃位置；

提取部件，从接收的频率跳跃OFDM信号的各副载波中提取导频信号；

测量部件，根据由所述提取部件提取的导频信号序列和已知的导频信号序列来测量期望信号的接收功率；

比较部件，对于各副载波，对由所述干扰位置确定部件确定出的干扰位置处的信号的接收功率和由所述测量部件测量出的期望信号的接收功率值进行比较；

解码部件，通过根据所述比较结果选择是直接使用所述各副载波码元的接收功率还是将其设为“0”，来进行快速解码。

3.如权利要求1或2所述的OFDM接收装置，其特征在于，所述比较部件根据所述测量部件测量出的期望信号的接收功率设定用于判定干扰信号对期望信号的影响的阈值，并且对于各副载波，对所述测量部件测量出的期望信号的接收功率值和所述设定的阈值进行比较。

4.如权利要求1所述的OFDM接收装置，其特征在于，

所述提取部件从由所述多个相邻小区的基站发送的频率跳跃OFDM信号的各副载波的导频信号中提取没有受到相互干扰的码元；并且

所述比较部件计算由所述提取部件提取出的码元的平均功率，根据计算出的码元的平均功率来设定用于判定干扰信号对期望信号的影响的阈值，并且对于各副载波，对所述计算出的数据信号的平均功率和所述设定的阈值进行比较。

5.如权利要求2所述的OFDM接收装置，其特征在于，

所述提取部件从由所述相邻扇区的基站发送的频率跳跃OFDM信号的各副载波的导频信号中提取没有受到互相干扰的码元；并且

所述比较部件计算由所述提取部件提取出的码元的平均功率，根据计算出的码元的平均功率来设定用于判定干扰信号对期望信号的影响的阈值，并且对于各副载波，对所述计算出的数据信号的平均功率和所述设定的阈值进行比较。

6.如权利要求1或2所述的OFDM接收装置，其特征在于还具有：

判定部件，判定接收的频率跳跃OFDM信号的调制方案；

设定部件，当所述判定部件判定的调制方案为QAM方案时，根据所述测量部件测量出的期望信号的接收功率，设定用于判定干扰信号对期望信号的影响的阈值；

比较部件，当所述判定部件判定的调制方案为QAM方案时，对于各副载波，对接收功率值和由所述设定部件设定的阈值进行比较；以及

计算部件，当所述判定部件判定的调制方案为PSK方案时，根据所述测量部件测量出的期望信号的接收功率计算每个码元的干扰功率；其中，

所述解码部件在所述判定部件判定的调制方案为QAM方案时，通过根据所述比较结果选择是直接使用所述各副载波码元的接收功率还是将其设为“0”来进行快速解码，而在所述判定部件判定的调制方案为PSK方案时，根据所述计算部件计算出的干扰功率，对所述各副载波的码元进行快速解码。

7.一种OFDM接收方法，其特征在于包括：

干扰位置确定步骤，根据关于相邻小区或相邻扇区的跳跃模式信息和本小区或本扇区的跳跃模式来确定产生干扰的跳跃位置；

提取步骤，从接收的频率跳跃OFDM信号的各副载波中提取导频信号；

测量步骤，根据在所述提取步骤中提取的导频信号序列和已知的导频信号序列来测量期望信号的接收功率；

比较步骤，对于各副载波，对在所述干扰位置确定步骤确定出的干扰位置处的信号的接收功率和由所述测量步骤测量出的期望信号的接收功率值进行比较；以及

解码步骤，通过根据所述比较结果选择是直接使用所述各副载波码元的接收功率还是将其设为“0”，来进行快速解码。

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