CN1254132C - 基于扰码的cdma—blast空时编码发射与接收方法 - Google Patents

Abstract

本发明提出一种基于扰码的CDMA-BLAST下行链路空时编码发射与接收方法。该方法用OVSF区分不同用户，用短扰码区分不同发射天线，各用户的数据流用不同的OVSF码扩频后叠加在一起，乘以对应该天线的短扰码后再发射。其特点在于用户信源产生器产生的二进制信号，首先经过BPSK调制和串并转换，分为M个并行数据流；每个用户对应一个扩频码，经过扩频器后频带扩展N倍；各用户扩频后的信号按发射天线分别相加，对应于发射天线的相加器，叠加信号再乘以对应发射天线的短扰码，最后从天线发射出去。对应发射天线M的操作与此类似。由于扰码具有良好的自相关特性和互相关特性，可以在不牺牲码域资源的前提下，降低同一用户不同天线之间的强干扰，从而获得较好的链路性能。

Description

基于扰码的CDMA-BLAST空时编码发射与接收方法

技术领域

本发明涉及一种无线通信系统空时编码方法，尤其涉及一种多用户多天线下行链路中基于扰码的CDMA-BLAST(Bell Lab Layered Space Time)空时编码的发射与接收方法。

现有技术：

下一代的移动通信系统要求支持不同服务质量要求的高速多媒体传输业务。高速传输的主要指标是频谱效率，即在给定误码率和掉话率的前提下，单位小区单位带宽内所能达到的最大传输速率。

BLAST是一种由贝尔实验室首先提出的，在发射端和接收端都采用多天线技术，充分利用空域资源来提高通信系统的频谱效率的通信技术。BLAST将每个用户的数据流分割为多个独立的子数据流并行分配在各发射天线上，所有的子数据流以同样的频带传输。在接收端，同样使用阵列天线接收来自所有发射天线的信号及其散射信号，这些子数据流的散射差异使子数据流能够被识别和检出。在通常的独立锐利(Rayleigh)散射信道假设前提下，当发射天线数固定的情况下，理论容量和接收天线数呈线性关系。

在BLAST技术中，假设信道传输特性对于发射天线来说是未知的，对于接收天线来说是已知的，接收天线的阵元数目大于等于发射天线的阵元数目。最早的BLAST主要针对单用户窄带传输系统。假设一个(M，P)多输入多输出(MIMO)传输系统，有M个发射天线和P个接收天线，将用户发送的数据流首先分为M个子数据流，分别由不同的天线进行传输，在接收端利用传输信道的空间特性区分不同的数据流。为了将BLAST推广到多用户宽带传输的码分多址CDMA系统，在文献Huang.H，Viswanathan.H，Multipleantennas and multiuser detection in high data rate CDMA systems，IEEEVTC’00[C]，Tokyo，2000，vol.1，556-560。中提出的CDMA-BLAST系统将不同用户的数据用相互正交的扩频码扩频后相加，然后在同一天线上发射，这样就可以支持下行链路中多用户通信。

在已有的CDMA-BLAST编码扩频方案中，同一用户在不同天线上的数据流可以使用相同的扩频码，也可以使用不同的扩频码，二者各有利弊。采用不同的扩频码，接收端不仅可以利用空域信息，而且可以使用扩频码信息区分数据流，因此可以获得较好的链路性能，即较低的误码率；然而这相应地使用了较多的扩频码资源，而对于一定长度的正交扩频码组，其有效码数目是有限的，这样就减少了小区内可能容纳的用户数。使用相同的扩频码，虽然可以提高频谱效率，但由于同一用户不同天线之间存在强干扰，链路性能较差。

发明内容

本发明的目的是为了克服上述两种编码方案的的缺点，提出一种基于扰码的CDMA-BLAST下行链路空时编码发射与接收方法。在不牺牲码域资源的前提下，降低同一用户不同天线之间的强干扰，取得较好的链路性能。

本发明实现上述目的所采用的技术方案是用可变长度正交扩频码(OVSF)区分不同用户，用扰码区分不同发射天线，各用户的数据流用不同的可变长度正交扩频码(OVSF)码扩频后叠加在一起，乘以对应该天线的扰码后再发射，由于扰码具有良好的自相关和互相关特性，可以显著降低同一用户不同天线之间的干扰，仿真结果显示，采用正交扩频码和扰码二级扩频的空时编码方案可以取得较好的链路性能。

本发明所采用基于扰码的CDMA-BLAST空时编码发射与接收技术方案，其技术特点包括以下步骤：

A、发射步骤：

(1)每个用户的数据流经过串并转换分割为多个独立的子数据流并行分配在各发射天线上，子数据流的数目等于发射天线数；

(2)可变长度正交扩频码(OVSF)对各用户的子数据流进行扩频，不同用户采用不同的正交扩频码，而同一用户不同天线上的子数据流采用相同的可变长度正交扩频码(OVSF)码；

(3)在同一天线上，将来自不同用户的已扩频的子数据流相加；

(4)相加后的数据流与对应该天线的S(2)短扰码相乘后发射，不同发射天线对应不同扰码；

B、接收步骤：

(1)每个天线接收到的数据流包括各用户、各天线的数据以及噪声叠加，首先将接收信号乘以相应信道矩阵的共轭转置进行解信道；

(2)解信道后的子数据流乘以对应发射天线的扰码共轭进行解扰；

(3)解扰后的子数据流乘以目标用户对应的OVSF码进行解扩；

(4)解扩后的子数据流按用户分组，经过并串转换后变为每用户一支数据流；

(5)数据流经BPSK解调后输出。

可变长度正交扩频码(OVSF)采用沃尔什(walsh)码，它是一种由哈达码(Hadamard)矩阵生成的可变长度正交扩频码，每个用户对应一个不同的沃尔什码。扰码采用S(2)短扰码，它是由三个序列生成的复值序列。

本发明是一种基于扰码的CDMA-BLAST下行链路空时编码发射与接收方法，该方法主要是增加了扰码算法，与不增加扰码算法相比，本发明算法对应的平均误码率更低。仿真条件为发射信号采用BPSK调制，各用户的发射总功率固定为1，采用扩频因子N＝256的Walsh码和周期为256的S(2)短扰码，信道为(M，P)的MIMO信道，各子信道为相互独立的平坦Rayleigh衰落信道，信道参数在一个符号周期内保持不变，接收端为有理想信道估计的同步接收，采用时空联合匹配滤波接收算法，缺省信噪比为话音业务要求的E_b/N₀＝7dB，采用蒙特卡罗算法仿真。

本发明提出的空时编码方法与以往的单纯利用正交扩频码区分用户的方案相比，码域资源利用率不变，但由于扰码具有良好的自相关和互相关特性，其链路性能即误码率有显著降低。在4用户、2发2收、信噪比为7dB时，误码率下降一个数量级。这种改善在用户数小于253时成立，仿真结果也显示：发射天线越多，误码率越大；接收天线越多，误码率越小。

附图说明

图1为基于扰码的CDMA-BLAST下行链路的发射过程图；

图2为基于扰码的CDMA-BLAST下行链路的接收过程图；

图3为S(2)短扰码产生示意图；

图4为信噪比与平均误码率的关系；

图5为用户数K与平均误码率的关系；

图6为发射天线数M和接收天线数P与平均误码率的关系。

具体实施方式

下面结合附图对本发明作进一步的详细说明。假设用户数为K、发射天线数为M、接收天线数为P。

参照图1的基于扰码的CDMA-BLAST下行链路的发射过程，具体步骤包括：

(1)每个用户的数据流经过串并转换分割为多个独立的子数据流并行分配在各发射天线上，子数据流的数目等于发射天线数。用户1的信源产生器110产生的二进制信号，首先经过BPSK调制111和串并转换112，分为M个并行数据流，其中M为发射天线数。其余用户的数据进行类似的处理。

(2)可变长度正交扩频码(OVSF)对各用户的子数据流进行扩频，每个用户对应一个扩频码S_k(k＝1，2….K)，不同用户采用不同的正交扩频码，而同一用户不同天线上的子数据流采用相同的OVSF码。用户1的数据经过扩频器113A和113B后频带扩展N倍，其中N为扩频因子。其余用户的数据进行类似的处理。

(3)在同一天线上，将来自不同用户的已扩频的子数据流按天线分别相加；其中对应发射天线1的113A信号与123A信号相加，对应发射天线M的113B信号与123B信号相加。

(4)相加后的数据流与对应该天线的S(2)短扰码相乘后发射，不同发射天线对应不同扰码；其中对应发射天线1的叠加信号114乘以对应天线116的扰码Vm(m＝1，2….M)115，对应发射天线M的叠加信号124乘以对应天线126的扰码Vm(m＝1，2….M)125，最后分别从天线116和126发射出去。

参照图2的基于扰码的CDMA-BLAST下行链路的接收过程。具体步骤包括：

(1)每个天线接收到的数据流包括各用户各天线的数据流以及噪声的叠加，首先将接收信号乘以相应信道矩阵的共轭转置；第一个接收天线211接收到的信号，乘以对应第一个发射天线的信道矩阵的共轭转置H1进行解信道212，第P个接收天线221进行类似的处理。

(2)解信道后的子数据流乘以对应发射天线的扰码共轭进行解扰；经过解信道212的数据流乘以对应发射天线1的扰码的共轭213进行解扰，对应发射天线M的一路进行类似的共轭处理223。

(3)每个解扰后的子数据流分别复制给各用户，乘以目标用户对应的可变长度正交扩频码(OVSF)码进行解扩，用户1对应的操作214，用户K对应的操作224；

(4)解扩后的子数据流以用户为分组单位，用户1经过并串转换215后变为一支数据流，用户K也要进行相应的并串转换225；

(5)数据流经BPSK解调后输出。用户1数据流经过BPSK解调216后输出，用户K也要进行相应的BPSK解调226；

在上述的链路框图中，接收端是发射端的逆过程，在以下部分详细介绍发射部分。

对于用户数K，发射天线数M＝2，接收天线数P＝2的系统，同一用户在不同发射天线的数据使用相同的OVSF码，不同发射天线对应不同的短扰码，发射信号为

$t_1=\mathrm{diag}\left(v_1\right)(s_1{b}_{\mathrm{1,1}}+...+s_K{b}_{K,1})/\sqrt{2}---\left(1a\right)$

$t_2=\mathrm{diag}\left(v_2\right)(s_1{b}_{\mathrm{1,2}}+...+s_K{b}_{K,2})/\sqrt{2}---\left(1b\right)$

其中t_m为第m(m＝1，2…M)个天线发送的信号；s_k是用户k(k＝1，2…K)对应的沃尔什(Walsh)扩频码，它是一种由哈达码(Hadamard)矩阵生成的可变长度正交扩频码；b_k，m是第k个用户第m个天线发送的数据，采用BPSK调制；表示发射功率的归一化；v_m为对应第m个发射天线的扰码，扰码采用S(2)短扰码。经过(M，P)的多输入多输出(MIMO)信道后，第p个接收天线收到的信号为N×1维向量

$r_p=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{Ah}}_{m,p}{t}_m+n_p,p=1...P---\left(2\right)$

其中A为路径衰落幅度，本发明假设为1；t_m为来自发射天线m的信号；n_p为均值为0，方差为σ²的N维高斯白噪声向量；N为扩频因子。h_m，p为发射天线m和接收天线p之间信道传递函数，信道为平坦锐利(Rayleigh)衰落，各子信道之间相互独立，即

(2)式用矩阵形式可表示为

$\left[\begin{array}{c}{r}_1\\ r_2\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}{q}_{\mathrm{1,1}}& q_{\mathrm{1,2}}& & \\ & & q_{\mathrm{1,1}}& q_{\mathrm{1,2}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}{h}_{11}& \\ & h_{21}\\ h_{12}& \\ & h_{22}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{b}_{\mathrm{1,1}}\\ b_{\mathrm{1,2}}\end{array}\right]+...+\left[\begin{array}{cccc}{q}_{K,1}& q_{K,2}& & \\ & & q_{K,1}& q_{K,2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}{h}_{11}& \\ & h_{21}\\ h_{12}& \\ & h_{22}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{b}_{K,1}\\ b_{K,2}\end{array}\right]+n---\left(4\right)$

其中q_k，m＝s_kv_m表示第k个用户的扩频码s_k和第m个发射天线的扰码v_m共同作用的综合扩频码，为两向量对应元素相乘的结果。

参照图3的短扰码产生的结构示意图。本发明所采用的S(2)短扰码产生步骤：

a.将十进制的扰码序列编号n(0≤n≤16777215)用24位二进制n₂₃…n₀表示。其中n₀代表最低的关键位。

b.生成一个四进制序列a(i)301，初值由n₇…n₀确定；四进制序列a(i)由多项式g₀(x)＝x⁸+x⁵+3x³+x²+2x+1递归生成，过程如下：

a(0)＝(2n₀+1)mod 4；

a(i)＝(2n_i)mod 4，i＝1，2，…，7；

a(i)＝(3a(i-3)+a(i-5)+3a(i-6)+2a(i-7)+3a(i-8))mod 4，

i＝8，9，…，254；

c.生成一个二进制序列b(i)302，初值由n₁₅…n₈确定；二进制序列b(i)由多项式g₁(x)＝x⁸+x⁷+x⁵+x+1递归生成，过程如下：

b(i)＝n_8+i mod 2，i＝0，1，2，…，7；

b(i)＝(b(i-1)+b(i-3)+b(i-7)+b(i-8))mod 2，

i＝8，9，…，254；

d.生成一个二进制序列d(i)303，初值由n₂₃…n₁₆确定；二进制序列d(i)由多项式g₂(x)＝x⁸+x⁷+x⁵+x⁴+1递归生成，过程如下：

d(i)＝n_16+i mod 2，i＝0，1，2，…，7；

d(i)＝(d(i-1)+d(i-3)+d(i-4)+d(i-8))mod 2，i＝8，9，…，254。

e.生成四进制的序列z_n(i)304，它是将三个序列a(i)、b(i)和d(i)求和后再作模4运算得到304。255位长的序列z_n(i)由下面的关系得到：

z_n(i)＝(a(i)+2b(i)+2d(i))mod 4，i＝0，1，…，254；

最后令z_n(255)＝z_n(0)，这样z_n(i)就变成了256码片长的序列。

f.将z_n(i)映射305到实值二进制序列c_{short，1，n}(i)和c_{short，2，n}(i)，其中i＝0，1，…，255；映射关系如表1：

     表1短扰码实值到二进制序列

zn(i)	cshort，1，n(i)	cshort，2，n(i)
			0	+1	+1
1	-1	+1
			2	-1	-1
3	+1	-1

g.将两个二进制实序列生成复值扰码306。复值扰码序列C_short，n定义如下：

其中i＝0，1，…，254； 是向下取整运算。

另外，图3中，表示模n相加，表示乘法运算

在图4～图6中，主要比较不增加扰码的已有技术方法(以下简称“已有方法”)和增加扰码的本发明方法(以下简称“本发明方法”)，两种方法中信噪比E_b/N₀、用户数K、发射天线数M和接收天线数P等参数对系统平均误码率的影响。仿真条件为发射信号采用BPSK调制，各用户的发射总功率固定为1，采用扩频因子N＝256的Walsh码和周期为256的S(2)短扰码，信道为(M，P)的MIMO信道，各子信道为相互独立的平坦Rayleigh衰落信道，信道参数在一个符号周期内保持不变，接收端为有理想信道估计的同步接收，采用时空联合匹配滤波接收算法，缺省信噪比为话音业务要求的E_b/N₀＝7dB，采用蒙特卡罗算法仿真。

图4为M＝2，P＝2，K＝4条件下平均误码率和信噪比(E_b/N₀)的关系。在已有方法中，由于同一用户不同天线上的数据流采用相同的扩频码，相互之间干扰较大，在接收端只能利用空间特性区分数据流，故误码率较高；而本发明方法采用扰码和Walsh码组成的综合扩频码，其良好的自相关和互相关特性，使其误码率相比已有技术方法降低了很多：在E_b/N₀＝7dB时，误码率下降了一个数量级。

图5为M＝2，P＝2，E_b/N₀＝7dB条件下平均误码率和用户数(K)的关系。结果显示，当用户数K＜253时，本发明方法的误码率低于已有方法，究其原因是：综合扩频码具有良好的自相关和互相关特性，使得同一用户不同天线之间的干扰降低，这样在一定的误码率要求的条件下可以容纳更多的用户。

图6反映了发射天线数M和接收天线数P与平均误码率的关系。此时K＝4，E_b/N₀＝7dB。可以看出，随着接收天线数的增加，误码率下降，这是因为多天线接收会带来分集增益；随着发射天线数增加，误码率增加，这是因为发射天线数的增加会造成干扰信号的加强，信干比下降。

Claims (2)

1、一种基于扰码的CDMA-BLAST空时编码发射与接收方法，其特征在于包括以下步骤：

A、发射步骤：

(1)每个用户的数据流经过串并转换分割为多个独立的子数据流并行分配在各发射天线上，子数据流的数目等于发射天线数；

(2)可变长度正交扩频码(OVSF)对各用户的子数据流进行扩频，不同用户采用不同的正交扩频码，而同一用户不同天线上的子数据流采用相同的可变长度正交扩频码(OVSF)码；

(3)在同一天线上，将来自不同用户的已扩频的子数据流相加；

(4)相加后的数据流与对应该天线的S(2)短扰码相乘后发射，不同发射天线对应不同扰码；

B、接收步骤：

(1)每个天线接收到的数据流包括各用户、各天线的数据以及噪声叠加，首先将接收信号乘以相应信道矩阵的共轭转置进行解信道；

(2)解信道后的子数据流乘以对应发射天线的S(2)短扰码共轭进行解扰；

(3)解扰后的子数据流乘以目标用户对应的可变长度正交扩频码(OVSF)码进行解扩；

(4)解扩后的子数据流按用户分组，经过并串转换后变为每用户一支数据流；

(5)数据流经BPSK解调后输出。

2、根据权利要求1中所述的空时编码发射与接收方法，其特征在于可变长度正交扩频码(OVSF)采用沃尔什(walsh)码。

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