CN113542181B - 频偏估计方法、装置、设备及计算机可读存储介质 - Google Patents
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Abstract
本申请公开了一种频偏估计方法、装置、设备及计算机可读存储介质，其中，该方法应用于接收端，包括：基于过采倍数和同步序列生成本地序列，所述本地序列具有第一预设数量个数值，并且所述第一预设数量大于所述同步序列的符号的数量；获取预设的同步点和过采序列，以预设的同步点为起点，在所述过采序列中抽取第二预设数量个数值组成第一候选序列，其中，所述第二预设数量和所述第一预设数量相等；根据所述第一候选序列与所述本地序列的差值得到频偏序列，并以所述频偏序列的平均值作为频偏估计的输出。本公开通过结合过采倍数，增加了本地序列的样点数值，提高了频偏估计的准确率和精度。
Description
技术领域
本公开涉及移动通信领域，尤其涉及一种频偏估计方法、装置、设备及计算机可读存储介质。
背景技术
在现有的对讲机通信技术领域中，一般采用DMR（digital Mobile Radio，数字集群通信标准）通信系统。在本公开的说明书附图中，由图1示出了通信系统中的基带发射机与基带接收机的逻辑图，具体的，在基带发射机的数据处理流程中，首先，待发送的同步序列数据（比特结构）经“比特-符号”转换，得到待发送的同步序列数据（符号结构），具体的，图2示出了基于上述基带发射机的4FSK调制示意图，可以看出，由于DMR的调制方式是4FSK（Frequency Shift key，频移键控），具有比特结构的待发送的同步序列，会按照图2中的定义的映射方式每两个比特映射到1个频域符号上。现阶段，DMR系统定义了三种同步序列：语音同步序列、数据同步序列、反向信令同步序列，示例的，每种同步序列可由48个比特构成，则对应4FSK调制之后的符号长度是24个，图3示出了同步序列的符号转换示意图。然后，该同步序列数据（符号结构）经“符号-数值”转换，得到待发送的同步序列数据（数值结构），具体的，具有比特结构的待发送的同步序列，会按照图9中的定义的转换方式，将每个符号转换为数值，其中，横坐标表示和符号相关的索引，纵坐标表示对应的数值输出，则经过数值转换后的每种同步序列具有24个数值。再然后，按照过采样倍数对同步序列数据（数值结构）补0，并经RRC（Radio Resource Control，无线资源控制）滤波器滤波后，发送至无线信道，由该无线信道将发射数据发送至接收端；在基带接收机的数据处理流程中，首先，得到IQ（in-phase，同相，quadrature正交）过采数据，并对该过采数据求相位，得到相位之间的差分，然后，经过RRC滤波器得到时域同步信号，再然后，对该时域同步信号进行载波频偏估计，最后，进行解调和解码，由此，实现基带发射机与基带接收机的完整数据处理流程。
发明内容
基于上述技术背景，相关的频偏估计算法是：在接收机中，首先，从同步模块获得同步点index；然后，在接收端的RRC滤波器中获得过采序列R（n），其中，以发射机发送的24个数值的同步序列为例，过采序列R（n）的获取步骤如下：（1）对获得的同步序列补充过采样点（即数值），例如，在24个数值中的每个数值后面均补充Nsample-1个0，得到包含24Nsample个数值的序列senddata.0，Nsample为过采倍数，Nsample>=2;（2）序列senddata.0依次经过两级阶数为L的RRC滤波器的滤波后，得到长度为24Nsample+x*L-2个数值的过采序列R（n）；接着，以index为起始点，过采倍数Nsample为间隔，从过采序列R（n）中抽取24个数值组成候选序列C（m）；最后，对抽取到的候选序列C（m）取平均值作为频偏估计值。另外，DMR系统中已经定义了RRC滤波器的参数，但由于各个厂家的接收机处理能力不同，其过采样倍数也不尽相同。可以看出，上述频偏估计方案，是基于无符号间串扰点抽取数值来估计载波频偏的。这一方案由于仅抽取了24个样点数值，因此它难免存在样点数值少、抗噪声能力差的技术缺陷，并且，该方案未考虑由于RRC滤波器的原因导致的同步序列外的数值对同步序列造成的干扰，从而影响了频偏估计的精度。
由于上述常规方案存在有效数值少、抗噪声能力差的技术缺陷，很大程度地影响了频偏估计的精度，因此，需要改进的方法。
通过本公开要实现的技术目标不仅限于解决上述问题，对于本领域普通技术人员来说，从公开的实施例中，其他未提及的技术问题将变得显而易见。
解决问题的技术方案：
根据公开的第一方面，提供一种频偏估计方法，用于接收机，该方法包括：
基于过采倍数和同步序列生成本地序列，所述本地序列具有第一预设数量个数值，并且所述第一预设数量大于所述同步序列的符号的数量。
获取预设的同步点和过采序列，以预设的同步点为起点，在所述过采序列中抽取第二预设数量个数值组成第一候选序列，其中，所述第二预设数量和所述第一预设数量相等。
根据所述第一候选序列与所述本地序列的差值得到频偏序列，并以所述频偏序列的平均值作为频偏估计的输出。
优选地，所述基于过采倍数和同步序列生成本地序列，包括：
在所述同步序列的每个数值点后补上第三预设数量个0，得到过采向量，其中，所述第三预设数量与所述过采倍数相关。
将所述过采向量经过RRC滤波器的滤波，得到滤波向量filteredData。
在所述滤波向量filteredData中，以滤波延迟点为起始点，顺序地取第四预设数量个数值，作为所述本地序列。
优选地，所述获取预设的同步点和过采序列，以预设的同步点为起点，在所述过采序列中抽取第二预设数量个数值组成第一候选序列，之后包括：
在过采序列中，从所述第一候选序列的起点外侧抽取一个数值作为待硬判决的第一干扰点的数值，以及，从所述第一候选序列的终点外侧抽取一个数值作为待硬判决的第二干扰点的数值。
根据所述第一干扰点的数值和所述第二干扰点的数值对所述第一候选序列进行干扰抵消，得到第二候选序列。
由所述第二候选序列与所述本地序列的差值得到所述频偏序列，并以所述频偏序列的平均值作为频偏估计的输出。
优选地，所述根据所述第一干扰点的数值和所述第二干扰点的数值对所述第一候选序列进行干扰抵消，得到第二候选序列，包括：
对所述第一干扰点的数值进行硬判决，得到第一干扰点的硬判决值，以及对所述第二干扰点的数值进行硬判决，得到第二干扰点的硬判决值。
计算所述第一干扰点的硬判决值对应的第一干扰向量，以及所述第二干扰点的硬判决值对应的第二干扰向量。
根据所述第一候选序列、所述第一干扰向量以及所述第二干扰向量计算得到所述第二候选序列。
优选地，所述计算所述第一干扰点的硬判决值对应的第一干扰向量，以及所述第一干扰点的硬判决值对应的第二干扰向量，包括：
预设用于抵消被干扰的符号长度p。
根据所述符号长度p、所述过采倍数、所述第一干扰点对所述第一候选序列的起始干扰符号i1、所述第二干扰点对所述第一候选序列的起始干扰符号i2、所述第一干扰点与同步点之间相隔的数值j1、所述第二干扰点与所述第一候选序列的终点之间相隔的数值j2，以及经RRC滤波器卷积后，在峰值点一侧取第i1个符号过采后的数值symboli1、在峰值点另一侧取第i2个符号过采后的数值symboli2，得到所述第一干扰向量和所述第二干扰向量。
优选地，所述根据所述符号长度p、所述过采倍数、所述第一干扰点对所述第一候选序列的起始干扰符号i1、所述第二干扰点对所述第一候选序列的起始干扰符号i2、所述第一干扰点与同步点之间相隔的数值j1、所述第二干扰点与所述第一候选序列的终点之间相隔的数值j2，以及经RRC滤波器卷积后，在峰值点一侧取第i1个符号过采后的数值symboli1、在峰值点另一侧取第i2个符号过采后的数值symboli2，得到所述第一干扰向量和所述第二干扰向量，包括：
p取2，Ia=[A'* symboli1，A'* symbol(i1+1)]，Ib=[B'* symboli2，B'* symbol(i2+1)]，
，其中，所述A'为所述第一干扰点的硬判决值，所述B'为所述第二干扰点的硬判决值，所述Nsample为过采倍数。
优选地，所述根据所述第一候选序列、所述第一干扰向量以及所述第二干扰向量计算得到所述第二候选序列，包括：
确定所述第一干扰向量和所述第二干扰向量的预设长度。
在所述第一候选序列中，取出与所述第一干扰向量的位置和所述预设长度相对应的第一子序列，以及，取出与所述第二干扰向量的位置和所述预设长度相对应的第二子序列，并保留剩余的序列。
在所述第一候选序列中，将所述第一子序列的预设长度个值分别用所述第一子序列和所述第一干扰向量的差值代替，将所述第二子序列的预设长度个值分别用所述第二子序列和所述第二干扰向量的差值代替。
将代替的序列和剩余的序列作为所述第二候选序列。
优选地，所述同步序列为语音同步序列、数据同步序列以及反向信令同步序列中的任意一种。
根据公开的第二方面，提供一种频偏估计装置，该装置包括本地序列生成模块、第一候选序列生成模块以及频偏估计输出模块，其中：
所述本地序列生成模块用于，基于过采倍数和同步序列生成本地序列，所述本地序列具有第一预设数量个数值，并且所述第一预设数量大于所述同步序列的符号的数量；
所述第一候选序列生成模块用于，获取预设的同步点和过采序列，以预设的同步点为起点，在所述过采序列中抽取第二预设数量个数值组成第一候选序列，其中，所述第二预设数量和所述第一预设数量相等；
所述频偏估计输出模块用于，根据所述第一候选序列与所述本地序列的差值得到频偏序列，并以所述频偏序列的平均值作为频偏估计的输出。
根据公开的第三方面，提供一种频偏估计设备，该设备包括存储器、处理器及存储在所述存储器上并可在所述处理器上运行的计算机程序，所述计算机程序被所述处理器执行时实现如上任一项所述的频偏估计方法的步骤。
根据公开的第四方面，提供一种计算机可读存储介质，该计算机可读存储介质上存储有频偏估计程序，频偏估计程序被处理器执行时实现如上述任一项所述的频偏估计方法的步骤。
在本公开中提出的方法在利用更多的有效样点数值，以此提高频偏估计的精度方面是有利的，同时，考虑到滤波器的影响，使用干扰抵消的方法进一步地提高频偏估计的精度。
附图说明
下面将结合附图及实施例对本公开作进一步说明，附图中：
图1是示出根据公开的实施例的通信系统中的基带发射机与基带接收机的逻辑图；
图2是示出根据公开的实施例的4FSK调制示意图；
图3是示出根据公开的实施例的同步序列的符号转换示意图；
图4是示出根据公开的实施例的频偏估计的流程图1；
图5是示出根据公开的实施例的频偏估计的另一流程图2；
图6是示出根据公开的实施例的频偏估计的另一流程图3；
图7是示出根据公开的实施例的频偏估计的另一流程图4；
图8是示出根据公开的实施例的频偏估计的另一流程图5；
图9是示出根据公开的实施例的频偏估计的本地序列示意图；
图10是示出根据公开的实施例的频偏估计的干扰抵消数值位置示意图；
图11是示出根据公开的实施例的频偏估计的干扰系数示意图；
图12是示出根据公开的实施例的频偏估计的抵消干扰后的候选序列示意图；
图13是示出根据公开的实施例的频偏估计的装置框图；
图14是示出根据公开的实施例的频偏估计的设备框图；
图15是示出根据公开的实施例的频偏估计的介质框图。
具体实施方式
参考附图详细描述了本公开的示例性实施例。在整个附图中，相同的附图标记用于指代相同或相似的部分。可以省略在此并入的公知功能和结构的详细描述，以避免模糊本公开的主题。
可以省略对本领域公知的并且与本公开直接不相关的技术规范的详细描述，以避免模糊本公开的主题。这旨在省略不必要的描述，以便使本公开的主题清楚。
应当理解，流程图和/或框图的每个块，以及流程图和/或框图中的块的组合，可以通过计算机程序指令来实现。可以将这些计算机程序指令提供给通用计算机、专用计算机或其他可编程数据处理装置的处理器，使得经由计算机或其他可编程数据处理装置的处理器执行的指令创建用于实现流程图和/或框图中指定的功能/动作的装置。这些计算机程序指令也可以存储在非暂时性计算机可读存储器中，该存储器可以指导计算机或其他可编程数据处理装置以特定方式运行，使得存储在非暂时性计算机可读存储器中的指令产生嵌入指令装置的制品，该指令装置实现流程图和/或框图中指定的功能/动作。计算机程序指令也可以加载到计算机或其他可编程数据处理装置上，以使一系列操作步骤在计算机或其他可编程装置上执行，从而产生计算机实现的过程，使得在计算机或其他可编程装置上执行的指令提供用于实现流程图和/或框图中指定的功能/动作的步骤。
此外，各个框图可以示出包括至少一个或多个用于执行(多个)特定逻辑功能的可执行指令的模块、段或代码的部分。此外，应当注意，在几个修改中，可以以不同的顺序执行块的功能。例如，可以基本上同时执行两个连续的块，或者可以根据它们的功能以相反的顺序执行它们。
图4是示出根据公开的实施例的频偏估计的流程图1。本实施例提出了一种频偏估计方法，用于接收机，该方法包括：
S1、基于过采倍数和同步序列生成本地序列，所述本地序列具有第一预设数量个数值，并且所述第一预设数量大于所述同步序列的符号的数量。
具体的，本地序列D（m）的获取步骤如下：（1）在所述同步序列的每个数值点后补上第三预设数量个0，得到过采向量sendData.l，其中，第三预设数量与过采倍数Nsample相关；（2）将所述过采向量sendData.l经过RRC滤波器的滤波，得到滤波向量filteredData；（3）在所述滤波向量filteredData中，以滤波延迟点为起始点，顺序地取第四预设数量个数值，作为所述本地序列。可选的，以具有24个数值的同步序列为例，对上述本地序列D（m）的获取步骤作进一步说明：（1）对获得的同步序列补充过采数值，例如，对24个数值中的每一个后面均补充Nsample-1个0，得到包含24Nsample个数值的向量senddata.1;（2）向量senddata.1依次经过两级阶数为L的RRC滤波器的滤波后，得到长度为24Nsample+x*L-2个数值的滤波向量filteredData;（3）以x*L+1为起点，顺序地从滤波向量filteredData中取第一预设数量个数值，该第一预设数量大于同步序列的数值数量（即24），例如，该第一预设数量为23Nsample+1个数值，得到本地序列D（m）。
需要说明的是，上述RRC滤波器的阶数L是由RRC滤波器的自身特性决定。容易理解，当采用的RRC滤波器不同，其对应的阶数L也不尽相同；24Nsample+x*L-2表示经过两级阶数为L的RRC滤波器的滤波向量filteredData的长度，x*L+1表示滤波延迟点，其中，x表示经过的滤波器数量。
本地序列D（m）的长度为23Nsample+1的有益效果在于，能够满足更多样点数值的同时，避免获取滤波向量filteredData终端的数据（已知滤波向量filteredData终端的数据受干扰程度较大），能够减少干扰，但本地序列D（m）的长度不限定23Nsample+1。
S2、获取预设的同步点和过采序列，以预设的同步点为起点，在所述过采序列中抽取第二预设数量个数值组成第一候选序列，其中，所述第二预设数量和所述第一预设数量相等。
具体的，第一候选序列C（m）的获取步骤如下：（1）获取预设的同步点index和过采序列R（n）；（2）以预设的同步点index顺序地在过采序列R（n）中抽取第二预设数量个数值组成第一候选序列C（m）。可选的，如上例所述，以具有24个数值的同步序列为例，若得到的本地序列D（m）具有23Nsample+1个数值，则对应的第一候选序列C（m）也为23Nsample+1个数值。
S3、根据所述第一候选序列与所述本地序列的差值得到频偏序列，并以所述频偏序列的平均值作为频偏估计的输出。
在本实施例中，由所述第一候选序列C（m）与所述本地序列D（m）的差值得到频偏序列F（m），并以所述频偏序列F（m）的平均值作为频偏估计的输出。
在本实施例中，由同步模块获取本实施例的起始点index，该同步模块包括时域同步的功能模块。
在本实施例中，在接收端RRC滤波器获取本实施例的过采序列R（n）。
在本实施例中，频偏序列F（m）的计算公式为F（m）= C（m）- D（m）。
本实施例提供的频偏估计方法的有益效果在于，通过结合过采倍数，增加了本地序列的样点数值，提高了频偏估计的准确率和精度。
同样的，结合RRC滤波器的影响，为了进一步地提高频偏估计的准确率和精度，以下公开了干扰抵消的方法。
图5是示出根据公开的实施例的频偏估计的另一流程图2。基于上述实施例，为了实现干扰抵消，在获取预设的同步点和过采序列，以预设的同步点为起点，在所述过采序列中抽取第二预设数量个数值组成第一候选序列之后，还包括如下步骤：
S21、在过采序列中，从所述第一候选序列的起点外侧抽取一个数值作为待硬判决的第一干扰点的数值，以及，从所述第一候选序列的终点外侧抽取一个数值作为待硬判决的第二干扰点的数值。
可选的，将第一干扰点的数值和第二干扰点的数值分别记为A点值和B点值，在过采序列R（n）中，抽取第index-Nsample个数值作为待硬判决的A点值，以及，在过采序列R（n）中，抽取第index+24Nsample+1个数值作为待硬判决的B点值。
S22、根据所述第一干扰点的数值和所述第二干扰点的数值对所述第一候选序列进行干扰抵消，得到第二候选序列。
如上例所述，根据所述A点值和所述B点值对所述第一候选序列C（m）进行干扰抵消，得到第二候选序列C’（m）。
S23、由所述第二候选序列与所述本地序列的差值得到所述频偏序列，并以所述频偏序列的平均值作为频偏估计的输出。
如上例所述，由所述第二候选序列C’（m）与所述本地序列D（m）的差值得到频偏序列F（m），并以所述频偏序列F（m）的平均值作为频偏估计的输出。
图6是示出根据公开的实施例的频偏估计的另一流程图3。基于上述实施例，关于如何根据所述第一干扰点的数值和所述第二干扰点的数值对所述第一候选序列进行干扰抵消，得到第二候选序列，具体包括如下步骤：
S24、对所述第一干扰点的数值进行硬判决，得到第一干扰点的硬判决值，以及对所述第二干扰点的数值进行硬判决，得到第二干扰点的硬判决值。
S25、计算所述第一干扰点的硬判决值对应的第一干扰向量，以及所述第二干扰点的硬判决值对应的第二干扰向量。
S26、根据所述第一候选序列、所述第一干扰向量以及所述第二干扰向量计算得到所述第二候选序列。
在本实施例中，记第一干扰点为A点，第二干扰点为B点，A'为第一干扰点的硬判决值，B'为第二干扰点的硬判决值。首先，以对所述A点值进行硬判决为例进行说明。
如果A>2。
则A'=3。
否则如果A>=0。
则A'=1。
否则如果A>=-2。
则A'=-1。
否则A'=-3。
在本实施例中，以同样的方式对所述B点值进行硬判决，得到对应的B'点值。
图10是示出根据公开的实施例的频偏估计的干扰抵消数值位置示意图，其左侧为进行硬判决的数据A，其右侧为进行硬判决的数据B。在本实施例中，记第一干扰向量为干扰向量Ia，第二干扰向量为干扰向量Ib，基于上述硬判决得到的A'点值和B'点值，再分别计算得到对应的干扰向量Ia和干扰向量Ib；然后，在所述第一候选序列C（m）中，根据所述干扰向量Ia以及所述干扰向量Ib进行干扰抵消，以此得到了经干扰抵消后的第二候选序列C’（m）。
图7是示出根据公开的实施例的频偏估计的另一流程图4。基于上述实施例在，以下将进一步说明如何计算所述A'点值对应的干扰向量Ia，以及所述B'点值对应的干扰向量Ib，具体步骤包括：
S27、预设用于抵消被干扰的符号长度p。
S28、根据所述符号长度p、所述过采倍数、所述第一干扰点对所述第一候选序列的起始干扰符号i1、所述第二干扰点对所述第一候选序列的起始干扰符号i2、所述第一干扰点与同步点之间相隔的数值j1、所述第二干扰点与所述第一候选序列的终点之间相隔的数值j2，以及经RRC滤波器卷积后，在峰值点一侧取第i1个符号过采后的数值symboli1、在峰值点另一侧取第i2个符号过采后的数值symboli2，得到所述第一干扰向量和所述第二干扰向量。
在本实施例中，首先，确定抵消p个被干扰的符号，例如，p的取值可以取1、2、…、5等，该p的取值可以根据实际需求进行设定。
例如，当基于A'点值计算干扰向量Ia时：
如果p取一个符号，干扰向量Ia=[A'* symboli1]。
如果p取两个符号，干扰向量Ia=[A'* symboli1，A'* symbol(i1+1)]。
如果p取三个符号，干扰向量Ia=[A'* symboli1，A'* symbol(i1+1)，A'* symbol(i1+2)]。
又例如，当基于B'点值计算干扰向量Ib时：
如果p取一个符号，干扰向量Ib=[B'* symboli2]。
如果p取两个符号，干扰向量Ib=[B'* symbol i2，B'* symbol(i2+1)]。
如果p取三个符号，干扰向量Ib=[B'* symbol i2，B'* symbol(i2+1)，B'* symbol(i2+2)]。
i1表示A点对第一候选序列的起始干扰符号，i2表示B点对第一候选序列的起始干扰符号。如图11所示，是A点值（或B点值）的干扰系数示意图，根据图11可知，A点值（或B点值）对第一候选序列的干扰是以符号（即Nsample个数值）为单位；因此，有
。
在上述计算公式中，j1表示在过采序列R（n）中，A点与同步点之间相隔的数值数量，j2表示在过采序列R（n）中，B点与第一候选序列的终点之间相隔的数值数量，具体的，请参考图10所示出的过采序列R（n）中，A点与同步点之间相隔的数值数量j1，以及B点与第一候选序列的终点之间相隔的数值数量j2。
优选的，p取两个符号，当j1=Nsample时，i1=2，则干扰向量Ia=[A'* symbol2，A'*symbol3]。
以此类推，本实施例可以取多个符号的干扰向量，其中，Ia的数值长度等于p*Nsample，过采倍数Nsample的取值可以根据实际需求进行确定。
图11是示出根据公开的实施例的频偏估计的干扰系数示意图，其中，纵坐标表示干扰系数的幅值。需要说明的是，在本实施例中，symboli1（或symboli2）是经RRC滤波器卷积后，在峰值点一侧取第i1（或i2）个符号过采后的数值。
例如，当过采倍数取5时，以A点为例，经两个RRC滤波器卷积后的图形如图11所示，图中，A'的不同符号的干扰值值如下所示：
在本实施例中，以同样的方式计算干扰向量Ib，在此不再赘述。
可选的，在本实施例中，所选取的干扰点的个数不限于两个干扰点，可根据实际的干扰抵消需求设置三个或更多的干扰点。同时，在本实施例中，所选取的两个干扰点分别相对第一候选序列的起点和终点的间隔不限于上述列举的具体间隔，可根据实际的干扰抵消需求进行设置。
图8是示出根据公开的实施例的频偏估计的另一流程图5。基于上述实施例，为了进一步说明如何根据所述第一候选序列C（m）、所述干扰向量Ia以及所述干扰向量Ib计算得到所述第二候选序列C’（m），具体步骤包括：
S301、确定所述第一干扰向量和所述第二干扰向量的预设长度。
在本实施例中，在所述第一候选序列C（m）中，分别确定所述干扰向量Ia和所述干扰向量Ib各自对应的替代序列，并将经代替处理后的序列作为所述第二候选序列C’（m）。
在本实施例中，由p*Nsample可知，当P=2，Nsample=5时，此时的干扰向量Ia的数值预设长度n为10个。
在本实施例中，预设长度的数值n可以根据实际需求进行改变。
在本实施例中，在所述第一候选序列C（m）中，分别基于干扰向量Ia、干扰向量Ib的数值长度确定与所述干扰向量Ia和所述干扰向量Ib各自对应的替代序列，并将经代替处理后的序列作为所述第二候选序列C’（m）。
S302、在所述第一候选序列中，取出与所述第一干扰向量的位置和所述预设长度相对应的第一子序列，以及，取出与所述第二干扰向量的位置和所述预设长度相对应的第二子序列，并保留剩余的序列。
如上例所述，在所述第一候选序列C（m）中，取出与所述干扰向量Ia的位置和预设长度相对应一子序列Ca（n），以及，取出与所述干扰向量Ib的位置和预设长度相对应一子序列Cb（n），并将剩余的序列记作序列C0（y）。
S303、在所述第一候选序列中，将所述第一子序列的预设长度个值分别用所述第一子序列和所述第一干扰向量的差值代替，将所述第二子序列的预设长度个值分别用所述第二子序列和所述第二干扰向量的差值代替。
如上例所述，在所述第一候选序列C（m）中，将所述子序列Ca（n）的n个值分别用Ca（n）-Ia所得的值代替，将所述子序列Cb（n）的n个值分别用Cb（n）-Ib所得的值代替。
S304、将代替的序列和剩余的序列作为所述第二候选序列。
如上例所述，将代替的序列和所述序列C0（y）作为所述第二候选序列C’（m）。
在本实施例中，如上例所述，当n为10时，从第一候选序列C（m）中取出一子序列Ca（10），该子序列Ca（10）与干扰向量Ia位置、长度对应；同样的，取出一段与干扰向量Ib位置、长度对应的另一子序列Cb（10）；而第一候选序列C（m）中剩余部分记做C0（y）。
图12是示出根据公开的实施例的频偏估计的抵消干扰后的候选序列示意图。可以看出，在第一候选序列C（m）中，将上述子序列Ca（10）的10个值分别用Ca（10）-Ia所得的值代替，同样的，将子序列Cb（10）的10个值分别用Cb（10）-Ib所得的值代替。由此，得到干扰抵消后的第二候选序列C’（m），也即，将第二候选序列C’（m）作为干扰抵消后的输出。
可选地，在本实施例中，所述同步序列为语音同步序列、数据同步序列以及反向信令同步序列中的任意一种。
本公开实施例的频偏估计方法，在增加样点数值的同时，考虑了同步序列外的数值对同步序列产生的干扰，通过计算干扰点产生干扰向量并抵消干扰，进一步提高了频偏估计的准确率和精度。
图13是示出根据公开的实施例的频偏估计的装置框图。基于上述实施例，本公开实施例还提供一种频偏估计装置100，该频偏估计装置100包括本地序列生成模块10、第一候选序列生成模块20以及频偏估计输出模块30，其中：
本地序列生成模块10用于，基于过采倍数和同步序列生成本地序列，所述本地序列具有第一预设数量个数值，并且所述第一预设数量大于所述同步序列的符号的数量。
第一候选序列生成模块20用于，获取预设的同步点和过采序列，以预设的同步点为起点，在所述过采序列中抽取第二预设数量个数值组成第一候选序列，其中，所述第二预设数量和所述第一预设数量相等。
频偏估计输出模块30用于，根据所述第一候选序列与所述本地序列的差值得到频偏序列，并以所述频偏序列的平均值作为频偏估计的输出。
在本实施例中，在所述同步序列的每个数值点后补上第三预设数量个0，得到过采向量，其中，所述第三预设数量与所述过采倍数相关。
将所述过采向量经过RRC滤波器的滤波，得到滤波向量filteredData。
在所述滤波向量filteredData中，以滤波延迟点为起始点，顺序地取第四预设数量个数值，作为所述本地序列。
在本实施例中，在过采序列中，从所述第一候选序列的起点外侧抽取一个数值作为待硬判决的第一干扰点的数值，以及，从所述第一候选序列的终点外侧抽取一个数值作为待硬判决的第二干扰点的数值。
根据所述第一干扰点的数值和所述第二干扰点的数值对所述第一候选序列进行干扰抵消，得到第二候选序列。
由所述第二候选序列与所述本地序列的差值得到所述频偏序列，并以所述频偏序列的平均值作为频偏估计的输出。
在本实施例中，对所述第一干扰点的数值进行硬判决，得到第一干扰点的硬判决值，以及对所述第二干扰点的数值进行硬判决，得到第二干扰点的硬判决值。
计算所述第一干扰点的硬判决值对应的第一干扰向量，以及所述第二干扰点的硬判决值对应的第二干扰向量。
根据所述第一候选序列、所述第一干扰向量以及所述第二干扰向量计算得到所述第二候选序列。
在本实施例中，预设用于抵消被干扰的符号长度p。
根据所述符号长度p、所述过采倍数、所述第一干扰点对所述第一候选序列的起始干扰符号i1、所述第二干扰点对所述第一候选序列的起始干扰符号i2、所述第一干扰点与同步点之间相隔的数值j1、所述第二干扰点与所述第一候选序列的终点之间相隔的数值j2，以及经RRC滤波器卷积后，在峰值点一侧取第i1个符号过采后的数值symboli1、在峰值点另一侧取第i2个符号过采后的数值symboli2，得到所述第一干扰向量和所述第二干扰向量。
在本实施例中，当所述符号长度p取2时，所述第一干扰向量Ia=[A'* symboli1，A'* symbol(i1+1)]，所述第二干扰向量Ib=[B'* symboli2，B'* symbol(i2+1)]，其中，所述A'为所述第一干扰点的硬判决值，所述B'为所述第二干扰点的硬判决值。
在本实施例中，确定所述第一干扰向量和所述第二干扰向量的预设长度。
在所述第一候选序列中，取出与所述第一干扰向量的位置和所述预设长度相对应的第一子序列，以及，取出与所述第二干扰向量的位置和所述预设长度相对应的第二子序列，并保留剩余的序列。
在所述第一候选序列中，将所述第一子序列的预设长度个值分别用所述第一子序列和所述第一干扰向量的差值代替，将所述第二子序列的预设长度个值分别用所述第二子序列和所述第二干扰向量的差值代替。
将代替的序列和剩余的序列作为所述第二候选序列。
在本实施例中，所述同步序列为语音同步序列、数据同步序列以及反向信令同步序列中的任意一种。
需要说明的是，上述装置实施例与方法实施例属于同一构思，其具体实现过程详细见方法实施例，且方法实施例中的技术特征在装置实施例中均对应适用，这里不再赘述。
图14是示出根据公开的实施例的频偏估计的设备框图。基于上述实施例，本公开实施例还提供一种频偏估计设备200，该设备200包括存储器40、处理器50及存储在所述存储器40上并可在所述处理器上运行的计算机程序60，所述计算机程序60被所述处理器执行时实现如上任一项所述的频偏估计方法的步骤。
需要说明的是，上述设备实施例与方法实施例属于同一构思，其具体实现过程详细见方法实施例，且方法实施例中的技术特征在设备实施例中均对应适用，这里不再赘述。
图15是示出根据公开的实施例的频偏估计的介质框图。基于上述实施例，本公开实施例还提供一种计算机可读存储介质300，该计算机可读存储介质300上存储有频偏估计程序70，频偏估计程序70被处理器执行时实现如上述任一项所述的频偏估计方法的步骤。
需要说明的是，上述介质实施例与方法实施例属于同一构思，其具体实现过程详细见方法实施例，且方法实施例中的技术特征在介质实施例中均对应适用，这里不再赘述。
需要说明的是，在本文中，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者装置不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者装置所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括该要素的过程、方法、物品或者装置中还存在另外的相同要素。
通过以上的实施方式的描述，本领域的技术人员可以清楚地了解到上述实施例方法可借助软件加必需的通用硬件平台的方式来实现，当然也可以通过硬件，但很多情况下前者是更佳的实施方式。基于这样的理解，本发明的技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品存储在一个存储介质（如ROM/RAM、磁碟、光盘）中，包括若干指令用以使得一台终端（可以是手机，计算机，服务器，空调器，或者网络设备等）执行本发明各个实施例所述的方法。
上面结合附图对本发明的实施例进行了描述，但是本发明并不局限于上述的具体实施方式，上述的具体实施方式仅仅是示意性的，而不是限制性的，本领域的普通技术人员在本发明的启示下，在不脱离本发明宗旨和权利要求所保护的范围情况下，还可做出很多形式，这些均属于本发明的保护之内。
Claims (11)
1.一种频偏估计方法，应用于接收端，其特征在于，所述方法包括：
基于过采倍数和同步序列生成本地序列，所述本地序列具有第一预设数量个数值，并且所述第一预设数量大于所述同步序列的符号的数量；
获取预设的同步点和过采序列，以预设的同步点为起点，在所述过采序列中抽取第二预设数量个数值组成第一候选序列，其中，所述第二预设数量和所述第一预设数量相等；
根据所述第一候选序列与所述本地序列的差值得到频偏序列，并以所述频偏序列的平均值作为频偏估计的输出。
2.根据权利要求1所述的频偏估计方法，其特征在于，所述基于过采倍数和同步序列生成本地序列，包括：
在所述同步序列的每个数值点后补上第三预设数量个0，得到过采向量，其中，所述第三预设数量与所述过采倍数相关；
将所述过采向量经过RRC滤波器的滤波，得到滤波向量filteredData；
在所述滤波向量filteredData中，以滤波延迟点为起始点，顺序地取第四预设数量个数值，作为所述本地序列。
3.根据权利要求1或2所述的频偏估计方法，其特征在于，所述获取预设的同步点和过采序列，以预设的同步点为起点，在所述过采序列中抽取第二预设数量个数值组成第一候选序列，之后包括：
在过采序列中，从所述第一候选序列的起点外侧抽取一个数值作为待硬判决的第一干扰点的数值，以及，从所述第一候选序列的终点外侧抽取一个数值作为待硬判决的第二干扰点的数值；
根据所述第一干扰点的数值和所述第二干扰点的数值对所述第一候选序列进行干扰抵消，得到第二候选序列；
由所述第二候选序列与所述本地序列的差值得到所述频偏序列，并以所述频偏序列的平均值作为频偏估计的输出。
4.根据权利要求3所述的频偏估计方法，其特征在于，所述根据所述第一干扰点的数值和所述第二干扰点的数值对所述第一候选序列进行干扰抵消，得到第二候选序列，包括：
对所述第一干扰点的数值进行硬判决，得到第一干扰点的硬判决值，以及对所述第二干扰点的数值进行硬判决，得到第二干扰点的硬判决值；
计算所述第一干扰点的硬判决值对应的第一干扰向量，以及所述第二干扰点的硬判决值对应的第二干扰向量；
根据所述第一候选序列、所述第一干扰向量以及所述第二干扰向量计算得到所述第二候选序列。
5.根据权利要求4所述的频偏估计方法，其特征在于，所述计算所述第一干扰点的硬判决值对应的第一干扰向量，以及所述第一干扰点的硬判决值对应的第二干扰向量，包括：
预设用于抵消被干扰的符号长度p；
根据所述符号长度p、所述过采倍数、所述第一干扰点对所述第一候选序列的起始干扰符号i1、所述第二干扰点对所述第一候选序列的起始干扰符号i2、所述第一干扰点与同步点之间相隔的数值j1、所述第二干扰点与所述第一候选序列的终点之间相隔的数值j2，以及经RRC滤波器卷积后，在峰值点一侧第i1个符号过采后的数值symboli1、在峰值点另一侧取第i2个符号过采后的数值symboli2，得到所述第一干扰向量和所述第二干扰向量。
6.根据权利要求5所述的频偏估计方法，其特征在于，所述根据所述符号长度p、所述过采倍数、所述第一干扰点对所述第一候选序列的起始干扰符号i1、所述第二干扰点对所述第一候选序列的起始干扰符号i2、所述第一干扰点与同步点之间相隔的数值j1、所述第二干扰点与所述第一候选序列的终点之间相隔的数值j2，以及经RRC滤波器卷积后，在峰值点一侧取第i1个符号过采后的数值symboli1、在峰值点另一侧取第i2个符号过采后的数值symboli2，得到所述第一干扰向量和所述第二干扰向量，包括：
p取2，所述第一干扰向量Ia=[A'* symboli1，A'* symbol(i1+1)]，所述第二干扰向量Ib=[B'* symboli2，B'* symbol(i2+1)]，
，
，其中，所述A'为所述第一干扰点的硬判决值，所述symbol(i1+1)为在峰值点一侧取第(i1+1)个符号过采后的数值，所述B'为所述第二干扰点的硬判决值，所述symbol(i2+1)为在峰值点另一侧取第(i2+1)个符号过采后的数值，所述Nsample为过采倍数。
7.根据权利要求4-6任一项所述的频偏估计方法，其特征在于，所述根据所述第一候选序列、所述第一干扰向量以及所述第二干扰向量计算得到所述第二候选序列，包括：
确定所述第一干扰向量和所述第二干扰向量的预设长度；
在所述第一候选序列中，取出与所述第一干扰向量的位置和所述预设长度相对应的第一子序列，以及，取出与所述第二干扰向量的位置和所述预设长度相对应的第二子序列，并保留剩余的序列；
在所述第一候选序列中，将所述第一子序列的预设长度个值分别用所述第一子序列和所述第一干扰向量的差值代替，将所述第二子序列的预设长度个值分别用所述第二子序列和所述第二干扰向量的差值代替；
将代替的序列和剩余的序列作为所述第二候选序列。
8.根据权利要求7所述的频偏估计方法，其特征在于，所述同步序列为语音同步序列、数据同步序列以及反向信令同步序列中的任意一种。
9.一种频偏估计装置，其特征在于，所述装置包括本地序列生成模块、第一候选序列生成模块以及频偏估计输出模块，其中：
所述本地序列生成模块用于，基于过采倍数和同步序列生成本地序列，所述本地序列具有第一预设数量个数值，并且所述第一预设数量大于所述同步序列的符号的数量；
所述第一候选序列生成模块用于，获取预设的同步点和过采序列，以预设的同步点为起点，在所述过采序列中抽取第二预设数量个数值组成第一候选序列，其中，所述第二预设数量和所述第一预设数量相等；
所述频偏估计输出模块用于，根据所述第一候选序列与所述本地序列的差值得到频偏序列，并以所述频偏序列的平均值作为频偏估计的输出。
10.一种频偏估计设备，其特征在于，所述设备包括存储器、处理器及存储在所述存储器上并可在所述处理器上运行的计算机程序，所述计算机程序被所述处理器执行时实现如权利要求1至8中任一项所述的频偏估计方法的步骤。
11.一种计算机可读存储介质，其特征在于，所述计算机可读存储介质上存储有频偏估计程序，所述频偏估计程序被处理器执行时实现如权利要求1至8中任一项所述的频偏估计方法的步骤。
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