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CN113422510A - Dc-dc转换器 - Google Patents

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CN113422510A
CN113422510A CN202110066672.2A CN202110066672A CN113422510A CN 113422510 A CN113422510 A CN 113422510A CN 202110066672 A CN202110066672 A CN 202110066672A CN 113422510 A CN113422510 A CN 113422510A
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CN
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transistor
output
current
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韩东官
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Samsung Display Co Ltd
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Abstract

本申请涉及DC‑DC转换器。电压转换器包括：输入电压线；耦接到输入电压线的电感器；耦接到电感器的多个晶体管；耦接到多个晶体管中的至少一个晶体管的输出电压线；耦接到输入电压线、电感器和输出电压线中的至少一个的电流传感器；以及耦接在电流传感器和多个晶体管之间的比较器。DC‑DC转换器可包括：电压转换器，电压转换器具有电感器和多个晶体管并且被配置为将输入电压转换为电力电压并且将电力电压输出到输出端子；输入电流传感器，被配置为感测电压转换器的输入电流；以及控制器，被配置为响应于电压转换器的输入电流和预设的参考电流来改变电感器电压的压摆率。

Description

DC-DC转换器
相关申请的交叉引用
本申请要求2020年3月3日向韩国知识产权局提交的韩国专利申请第10-2020-0026695号的优先权，其全部内容通过引用并入。
技术领域
本公开总体上涉及DC-DC转换器，并且更具体地涉及具有可调整的电感电压压摆率的DC-DC转换器。
背景技术
例如，显示装置可包括直流到直流(Direct Current To Direct Current，DC-DC)转换器，其被配置为通过转换从外部供给的输入电力来提供驱动像素所需的高电势电力和低电势电力。例如，DC-DC转换器可通过电力线将生成的正电势电力和负电势电力供给到像素。然而，随着包括在显示装置中的显示面板的尺寸的增加或者随着能显示的亮度的范围的增加，供给到显示面板的驱动电流的范围会增加。如果使用设计为响应于大驱动电流的DC-DC转换器，但是却以低驱动电流在低亮度下驱动该DC-DC转换器，则DC-DC转换器的转换效率可能降低。
发明内容
本公开的优选实施例针对DC-DC转换器，该DC-DC转换器可在低亮度和高亮度下提供高转换效率，而无需增加诸如电感器的无源元件的数量或者增加由诸如晶体管的有源元件所使用的面积。
本公开的实施例不限于上述实施例，并且可在不脱离本公开的精神和范围的情况下进行各种扩展。
本公开的实施例可提供DC-DC转换器。DC-DC转换器可包括：第一转换器，具有电感器和多个晶体管并且被配置为将输入电压转换为第二电力电压，并且将第二电力电压输出到第一输出端子；输入电流传感器，被配置为感测第一转换器的输入电流；以及控制器，被配置为响应于第一转换器的输入电流和预设的参考电流来改变电感器电压的压摆率。
电感器电压的压摆率可是每单位时间电感器电压的变化速率。
当感测的第一转换器的输入电流高于参考电流时，控制器可将电感器电压的压摆率设定为参考压摆率，并且当第一转换器的输入电流低于参考电流时，控制器可将电感器电压的压摆率改变成比参考压摆率高的压摆率。
第一转换器可包括：第一晶体管，耦接在输入电压被施加的输入端子和第一节点之间；第一电感器，耦接在第一节点和地之间；以及第二晶体管，耦接在第一节点和第一输出端子之间。
第一转换器可还包括：多个第一开关晶体管，并联耦接到第一晶体管的栅电极；以及多个第二开关晶体管，并联耦接到第二晶体管的栅电极。
当感测的第一转换器的输入电流高于参考电流时，控制器可通过多个第一开关晶体管中的一个将第一栅极控制信号供给到第一晶体管的栅电极，并且当感测的第一转换器的输入电流低于参考电流时，控制器可通过多个第一开关晶体管中的至少两个将第一栅极控制信号供给到第一晶体管的栅电极。
当感测的第一转换器的输入电流高于参考电流时，控制器可通过多个第二开关晶体管中的一个将第二栅极控制信号供给到第二晶体管的栅电极，并且当感测的第一转换器的输入电流低于参考电流时，控制器可通过多个第二开关晶体管中的至少两个将第二栅极控制信号供给到第二晶体管的栅电极。
控制器可交替地导通第一晶体管和第二晶体管。
DC-DC转换器可还包括第二转换器，第二转换器具有电感器和多个晶体管并且被配置为将输入电压转换成第一电力电压并且将第一电力电压输出到第二输出端子。
第二转换器可包括：第二电感器，耦接在输入电压被施加的输入端子与第二节点之间；第三晶体管，耦接在第二节点与地之间；以及第四晶体管，耦接在第二节点与第二个输出端子之间。
第一电力电压可是正电压，并且第二电力电压可是负电压。
本公开的实施例包括DC-DC转换器，该DC-DC转换器具有：转换器，耦接在具有输入电压的输入端子和具有输出电压的输出端子之间，具有多个电感器和多个晶体管；输出传感器，耦接到输出端子；模式选择器，具有开关并且被配置为选择其中电流流过多个电感器中的一个的单模式和其中电流流过多个电感器中的至少两个的双模式中的任何一个；以及控制器，被配置为响应于转换器的输出电压来改变参考电流，并且响应于通过输出端子的输出电流和参考电流来选择单模式和双模式中的任何一个。
本公开的实施例可提供DC-DC转换器。该DC-DC转换器可包括：第一转换器，具有多个电感器和多个晶体管，并且被配置为将输入电压转换为第二电力电压并且将第二电力电压输出到第一输出端子；输出电流传感器，被配置为感测第一转换器的输出电流；模式选择器，具有开关且被配置为选择其中电流仅在多个电感器中的一个中流动的单模式和其中电流在多个电感器中的全部电感器中流动的双模式中的任何一个；以及控制器，被配置为响应于第一转换器的输出电压来改变参考电流，并且响应于参考电流和第一传感器的输出电流来选择单模式和双模式中的任何一个。
随着第一转换器的输出电压越高，控制器可将参考电流设定得越高。
第一转换器的输出电压可包括第一输出电压至第四输出电压，并且当第一转换器的输出电压是第一输出电压时，控制器可将第一参考电流设定为参考电流，当第一转换器的输出电压是第二输出电压时，控制器可将第二参考电流设定为参考电流，当第一转换器的输出电压是第三输出电压时，控制器可将第三参考电流设定为参考电流，以及当第一转换器的输出电压是第四输出电压时，控制器可将第四参考电流设定为参考电流。当第一输出电压低于第二输出电压时，当第二输出电压低于第三输出电压时，并且当第三输出电压低于第四输出电压时，第一参考电流可低于第二参考电流，第二参考电流可低于第三参考电流，并且第三参考电流可低于第四参考电流。
控制器可在第一转换器的输出电流低于参考电流时以单模式驱动第一转换器，并且可在第一转换器的输出电流高于参考电流时以双模式驱动第一转换器。
第一转换器可包括：第一晶体管，耦接在输入电压被施加的输入端子和第一节点之间；第一电感器和第二电感器，第一电感器和第二电感器中的至少一个耦接在第一节点和地之间；以及第二晶体管，耦接在第一节点和第一输出端子之间。
当第一转换器的输出电流低于参考电流时，控制器可在第一节点和地之间耦接从第一电感器和第二电感器中选择的任何一个电感器，并且当第一转换器的输出电流高于参考电流时，控制器可将并联耦接的第一电感器和第二电感器耦接在第一节点和地之间。
DC-DC转换器可还包括输出电压传感器，输出电压传感器被配置为感测第一转换器的输出电压。
DC-DC转换器可还包括第二转换器，第二转换器具有电感器和多个晶体管，并且被配置为将输入电压转换成第一电力电压并且将第一电力电压输出到第二输出端子。
第二转换器可包括：第三电感器，耦接在输入电压被施加的输入端子与第二节点之间；第三晶体管，耦接在第二节点与地之间；以及第四晶体管，耦接在第二节点与第二个输出端子之间。
第一电力电压可是正电压，并且第二电力电压可是负电压。
本公开的实施例包括电压转换器，电压转换器具有：输入电压线；耦接到输入电压线的至少一个电感器；耦接到至少一个电感器的多个晶体管；分别耦接到多个晶体管中的至少一个晶体管的至少一个输出电压线；分别耦接到输入电压线、至少一个电感器和输出电压线中的至少一个的电流传感器；以及耦接在至少一个电流传感器与多个晶体管之间的比较器。
电压转换器可包括锁存比较器，锁存比较器调整至少一个电感器两端的压摆率。电压转换器可包括耦接到比较器的参考电流源。电压转换器可包括模式开关，模式开关可控制地耦接到比较器并且可开关地耦接在至少一个电感器和与至少一个电感器并联设置的另一电感器之间。电压转换器可包括耦接在比较器和多个晶体管之间的控制器，控制器基于至少一个电流传感器来实现连续传导模式(Continuous Conduction Mode，CCM)、不连续传导模式(Discontinuous Conduction Mode，DCM)、脉冲跳跃模式(Pulse Skip Mode，PSM)和脉冲频率调制模式(Pulse Frequency Modulation Mode，PFM)中的至少一种。
电压转换器可包括：多个晶体管中的设置在输入电压线和输出电压线之间的至少一个晶体管，以及并联耦接到多个晶体管中的该至少一个晶体管的栅电极的多个开关晶体管。电压转换器可包括多个晶体管中的并联布置在输入电压线和输出电压线之间的至少两个晶体管，该至少两个晶体管包括第一晶体管和第一子晶体管。
电压转换器可包括设置在输入电压线和输出电压线之间的至少一个电感器。电压转换器可包括设置在输入电压线与地之间的至少一个电感器。
电压转换器可包括多个晶体管中的设置在至少一个电感器与输入电压线和输出电压线中的至少一个之间的至少一个晶体管。电压转换器可包括多个晶体管中的设置在至少一个电感器和输出电压线之间的至少一个晶体管。电压转换器可包括多个晶体管中的设置在至少一个电感器与地之间的至少一个晶体管。
附图说明
图1是示出根据本公开的实施例的显示装置的示意性框图；
图2是示出图1中所示的像素的实施例的示意性电路图；
图3是示出包括在图1的DC-DC转换器中的第一转换器的示例的混合示意性图；
图4是简要地示出了包括在图3的第一转换器中的晶体管的相对尺寸的示例的比较框图；
图5A是示出包括在图1的DC-DC转换器中的第二转换器的示例的示意性电路图；
图5B是示出包括在图1的DC-DC转换器中的第一转换器的示例的示意性电路图；
图6A是说明根据本公开的实施例的响应于所使用的开关晶体管的数量的电感器电压的压摆率的曲线图；
图6B是说明根据本公开的实施例的响应于所使用的开关晶体管的另一数量的电感器电压的压摆率的曲线图；
图7是说明根据本公开的实施例的当改变电感器电压的压摆率时可获得的效果的比较曲线图；
图8A是示出了其中图1的DC-DC转换器生成电感器电流的驱动方法的示例的混合信号图；
图8B是示出了其中图1的DC-DC转换器生成电感器电流的驱动方法的示例的混合信号图；
图8C是示出了其中图1的DC-DC转换器生成电感器电流的驱动方法的示例的混合信号图；
图9A是示出包括在图1的DC-DC转换器中的第二转换器的另一示例的示意性电路图；
图9B是示出包括在图1的DC-DC转换器中的第一转换器的另一示例的示意性电路图；
图10是示出包括在图1的DC-DC转换器中的第二转换器的另一示例的示意性电路图；
图11A是在激活的电感器的数量方面说明图10的第二转换器的操作的比较曲线图；
图11B是在激活的电感器的数量方面说明图10的第二转换器的操作的比较曲线图；以及
图12是示出包括在图1的DC-DC转换器中的第二转换器的另一示例的示意性电路图。
具体实施方式
包括装置和操作方法的本公开的示例性实施例将通过参照附图考虑的以下描述而变得显而易见。然而，应当注意，本公开不限于以下示例性实施例，并且可以各种形式实现。因此，提供示例性实施例以通过示例的方式来公开本公开，以使本领域技术人员能够知道本公开的种类、范围和精神，其中，本公开的边界仅基于所附权利要求来限定。
在整个说明书中，相同或相似的附图标记或指示符可表示相同或相似的元件。因为在附图中示出的用于描述本公开的示例性实施例的形状、尺寸、比率、角度、数量和类似特征仅是示例性的，所以本公开不限于此。
诸如“第一”和“第二”的术语可用于描述各种组件，但是它们不应限制该各种组件。这些术语用于将组件与其他组件区分开的目的。例如，在不脱离本公开的精神和范围的情况下，第一组件可被称为第二组件，并且第二组件可被称为第一组件，等等。
本公开的各种实施例的特征，诸如不限于第一转换器和第二转换器、第一电感器和第二电感器、并联晶体管和/或每个栅电极的多个并联开关晶体管，能部分地或全部地彼此结合或彼此组合，以及能以各种技术方式互相关联和操作，并且实施例能彼此独立地或彼此关联地实施。
在下文中，将参照附图描述具体实施例。
本公开的实施例包括DC-DC转换器，DC-DC转换器具有：电压转换器，具有输入电压线、耦接到输入电压线的电感器、耦接到电感器的多个晶体管、耦接到多个晶体管中的至少一个晶体管的电力电压线以及与电力电压线耦接的输出端子；输入电流传感器，耦接到电压转换器的输入电压线；以及控制器，具有耦接在输入电流传感器和多个晶体管的栅电极之间的锁存比较器，锁存比较器具有参考电流源。
图1示出根据本公开的实施例的显示装置1000。
参照图1，显示装置1000可包括DC-DC转换器100、显示面板300和驱动器400。驱动器400可包括栅极驱动器410、数据驱动器420和时序控制器430。
显示面板300可包括耦接到多个栅极线S1、S2、......、Sn和多个数据线D1、D2、......、Dm并且以矩阵形式布置的多个像素PX。在此，n和m是正整数。多个像素PX中的每个可通过从DC-DC转换器100接收第一电力电压ELVDD、从DC-DC转换器100接收第二电力电压ELVSS、经由多个栅极线S1、S2、......、Sn中的一个从栅极驱动器410接收栅极信号以及经由多个数据线D1、D2、......、Dm中的一个从数据驱动器420接收数据信号来操作。在实施例中，第二电力电压ELVSS可低于第一电力电压ELVDD。例如，第一电力电压ELVDD可是正电压，并且第二电力电压ELVSS可是负电压，而没有限制。
根据本公开的实施例，当启动显示装置1000时，显示面板300可在预设的启动时段期间显示黑色图像。在启动时段期间，显示黑色图像，并且可稳定地初始化DC-DC转换器100的启动。
时序控制器430可从外部图形控制器接收多个RGB图像信号R、G和B、垂直同步信号Vsync、水平同步信号Hsync、主时钟信号CLK、数据使能信号DE和类似信号，并且可基于接收的信号生成与多个RGB图像信号R、G和B对应的输出图像数据DAT、数据控制信号DCS、栅极控制信号GCS和第一控制信号CON1。时序控制器430可将栅极控制信号GCS供给到栅极驱动器410，将输出图像数据DAT和数据控制信号DCS供给到数据驱动器420，并且将第一控制信号CON1供给到DC-DC转换器100。例如，栅极控制信号GCS可包括：垂直同步开始信号，用于控制栅极信号的输出的开始；栅极时钟信号，用于控制栅极信号的输出时间；以及输出使能信号，用于控制栅极信号的持续时间和类似特征。数据控制信号DCS可包括：水平同步开始信号，用于控制数据信号的输入的开始；加载信号，用于将数据信号施加到多个数据线D1、D2、......、Dm；以及数据时钟信号，用于控制数据信号的输出时间和类似特征。第一控制信号CON1可是用于控制DC-DC转换器100的驱动的开始的信号。
栅极驱动器410可基于从时序控制器430供给的栅极控制信号GCS，将栅极信号顺序地施加到显示面板300的多个栅极线S1、S2、......、Sn。
数据驱动器420可基于从时序控制器430供给的数据控制信号DCS和输出图像数据DAT将数据信号施加到多个数据线D1、D2、......、Dm。
DC-DC转换器100可包括：第一转换器110，被配置为通过响应于第一控制信号CON1而转换输入电力，将第一电力电压ELVDD输出到第一输出端子；以及第二转换器120，被配置为通过转换输入电力而将第二电力电压ELVSS输出到第二输出端子。
不按顺序地参照图3的示例性实施例，尽管不限于此，但是第一转换器110可包括耦接在输入电力VIN的源和第一节点N1之间的第一电感器L1、耦接在第一节点N1和地之间的第一晶体管M1以及耦接在第一节点N1和第一输出端子之间的第二晶体管M2。在这样的实施例中，第一转换器110可通过使用第一晶体管M1和第二晶体管M2转换输入电力VIN来输出第一电力电压ELVDD。这里，第一电容器C1可耦接在第一输出端子和地之间。
例如，第一转换器110可在正常模式中使用第一驱动方法来输出第一电力电压ELVDD，该第一驱动方法被配置为通过交替地导通多个晶体管来生成第一电感器电流。在实施例中，第一驱动方法可是其中第一电感器电流的大小基于第一驱动频率的第一脉宽调制(Pulse Width Modulation，PWM)信号而连续变化的驱动方法。例如，第一驱动方法可是连续传导模式(CCM)方法。
第一转换器110可在省电模式中使用第二驱动方法来输出第一电力电压ELVDD，该第二驱动方法被配置为通过比第一驱动方法少的导通事件的数量来生成第一电感器电流。在实施例中，第二驱动方法可包括其中第一电感器电流的大小基于第二驱动频率的第一PWM信号而不改变的第一不连续时段。例如，第二驱动方法可是不连续传导模式(DCM)方法。而且，第二驱动频率可等于或低于第一驱动频率。
在实施例中，通过第一驱动方法生成的第一电感器电流可具有第一峰值，并且通过第二驱动方法生成的第一电感器电流可具有小于第一峰值的第二峰值。
在省电模式中，第一电感器电流的大小不改变的时段可对应于其中停止第一转换器110中包括的晶体管的开关(switching)的时段。换句话说，第一不连续时段可对应于第一转换器110中包括的全部晶体管都处于截止状态的时段。
即，第一转换器110可在第一驱动方法中在连续改变第一电感器电流的大小的同时输出第一电力电压ELVDD，并且可在第二驱动方法中在利用第一电感器电流的大小不改变的时段的同时输出第一电力电压ELVDD。因此，可通过在省电模式中增加第一电感器电流的大小不改变的时段来减少因开关而引起的功率损耗。
与第一转换器110可是相同类型或不同类型而没有限制的第二转换器120，可在省电模式中使用第三驱动方法来输出第二电力电压ELVSS。第三驱动方法可能够使可是第二转换器120内部的电流的第二电感器电流以比第二驱动方法少的导通事件的数量来生成。在实施例中，第二转换器120可使用第三驱动方法来输出第二电力电压ELVSS，该第三驱动方法包括第二电感器电流的大小基于第二PWM信号而不改变的第二不连续时段。第二不连续时段可对应于第二转换器120中包括的全部晶体管都处于截止状态的时段。例如，第三驱动方法可是脉冲跳跃模式(PSM)方法。
替代地，通过使用脉冲频率调制(PFM)方法来降低频率，第三驱动方法可减少晶体管导通的次数或开关操作的次数。例如，可通过在省电模式中降低用于驱动晶体管的信号的频率来减少第二转换器120中包括的晶体管的开关操作的数量，并且第二电力电压ELVSS的绝对值的大小可降低。
这里，第二不连续时段可长于第一不连续时段。因此，第三驱动方法中第二转换器120中包括的晶体管的导通的次数或开关操作的次数可远小于第二驱动方法中的晶体管的导通次数或开关操作的次数。因此，还可减小在上述省电模式中的任何下的第二转换器120的功率损耗。
在实施例中，通过依据负载的大小(诸如，以正常模式中的显示面板300的光发射亮度为例)来选择第一驱动方法至第三驱动方法中的一种，可驱动第二转换器120。第二转换器120也可依据第一驱动方法至第三驱动方法来调整第二电力电压ELVSS的大小。例如，当第二电力电压ELVSS是负电压时，通过第三驱动方法输出的第二电力电压ELVSS可比通过第一驱动方法输出的第二电力电压ELVSS更高或负的更低。因此，在省电模式中的第一电力电压ELVDD和第二电力电压ELVSS之间的电势差可小于正常模式中的电势差。
图2示出了图1中所示的像素PX的实施例。特别地，为了便于描述，图2示出了耦接到第n扫描线Sn和第m数据线Dm的像素，但是不限于此。
参照图2，每个像素PX包括有机发光二极管OLED和用于通过耦接到数据线Dm和扫描线Sn来控制有机发光二极管OLED的像素电路PC。
有机发光二极管OLED的阳极电极耦接到像素电路PC，并且其阴极电极耦接到第二电力电压ELVSS。
有机发光二极管OLED响应于从像素电路PC供给的电流而生成具有预定亮度的光。
当扫描信号被供给到扫描线Sn时，像素电路PC响应于供给到数据线Dm的数据信号来控制供给到有机发光二极管OLED的电流量。像素电路PC包括：第二晶体管T2，耦接在第一电力电压ELVDD和有机发光二极管OLED的阳极之间；第一晶体管T1，耦接在第二晶体管T2、数据线Dm和扫描线Sn之间；以及存储电容器Cst，耦接在第二晶体管T2的栅电极和第二晶体管T2的第一电极之间。
第一晶体管T1的栅电极耦接到扫描线Sn，并且其第一电极耦接到数据线Dm。
而且，第一晶体管T1的第二电极耦接到存储电容器Cst的在第二晶体管T2的栅电极一侧的端子。
这里，第一电极被设定为源电极和漏电极中的任何一个，并且第二电极被设定为除第一电极以外的电极。例如，当第一电极设定为源电极时，第二电极设定为漏电极。
当从扫描线Sn供给扫描信号时，耦接到扫描线Sn和数据线Dm的第一晶体管T1导通，从而将从数据线Dm供给的数据信号供给到存储电容器Cst。在此，存储电容器Cst被充电有与数据信号对应的电压。
第二晶体管T2的栅电极耦接到存储电容器Cst的一侧上的端子，并且其第一电极耦接到存储电容器Cst的另一侧上的端子并且耦接到第一电力电压ELVDD。而且，第二晶体管T2的第二电极耦接到有机发光二极管OLED的阳极电极。
第二晶体管T2响应于存储在存储电容器Cst中的电压值，控制从第一电力电压ELVDD经由有机发光二极管OLED流动到第二电力电压ELVSS的电流量。在此，有机发光二极管OLED生成与从第二晶体管T2供给的电流量对应的光。
图2的上述像素结构是本公开的实施例，并且本公开的像素PX不限于此。像素电路PC具有能够向有机发光二极管OLED供给电流的电路结构，并且可为像素电路PC选择当前已知的各种结构中的任何一个。
按顺序现在返回图3，图3示出了包括在图1的DC-DC转换器100中的第一转换器110的示例。图4简要地示出了可包括在图3的第一转换器110中的晶体管的相对尺寸的示例。
参照图1和图3，第一转换器110可包括开关(switch)和控制器140。开关可包括第一电感器L1、第一晶体管M1、第一子晶体管PSM1、第二晶体管M2和第二子晶体管PSM2。
第一转换器110转换输入电力VIN，从而输出第一电力电压ELVDD。例如，第一转换器110可包括升压转换器。
第一电感器L1可耦接在施加了输入电力VIN的电压的输入端子与第一节点N1之间。可基于流过第一电感器L1的第一电感器电流来控制第一电力电压ELVDD。
第一晶体管M1可耦接在第一节点N1和地之间。第一晶体管M1可通过从控制器140接收第一控制信号G1而导通，并且可执行控制以使得电流流过第一电感器L1。
第一子晶体管PSM1可并联耦接到第一晶体管M1。第一子晶体管PSM1可通过从控制器140接收第一子控制信号G11而导通，并且可执行控制以使得电流流过第一电感器L1。第一子晶体管PSM1可执行与第一晶体管M1相同的操作。
第一子晶体管PSM1可具有比第一晶体管M1小的尺寸。在这种情况下，第一子晶体管PSM1的额定电流量可小于第一晶体管M1的额定电流量。然而，第一子晶体管PSM1的尺寸和第一子晶体管PSM1的数量不限于此。例如，第一子晶体管PSM1的尺寸可增加或与第一晶体管M1的尺寸相同，和/或第一子晶体管PSM1的数量可不同地改变，以便在并联布置时调整多个第一子晶体管PSM1的总额定电流量。
第二晶体管M2可耦接在第一节点N1和第一输出端子之间，第一电力电压ELVDD输出到第一输出端子。在正常模式中，第二晶体管M2可与第一晶体管M1交替地导通。因此，在电动势因为第一晶体管M1导通而在第一电感器L1中生成之后，第二晶体管M2可导通，由此第一节点N1的电压V1可被转换为第一电力电压ELVDD。可通过从控制器140接收第二控制信号G2来使第二晶体管M2导通。
第二子晶体管PSM2可并联耦接到第二晶体管M2。第二子晶体管PSM2可通过从控制器140接收第二子控制信号G22来导通。第二子晶体管PSM2可与第一子晶体管PSM1交替地导通。第二子晶体管PSM2可执行与第二晶体管M2相同的操作。
第二子晶体管PSM2可具有比第二晶体管M2小的尺寸。然而，第二子晶体管PSM2的尺寸和第二子晶体管PSM2的数量不限于此。例如，第二子晶体管PSM2的尺寸可与第二晶体管M2的尺寸相同，和/或第二子晶体管PSM2的数量可不同地改变，以便在并联布置时调整多个第二子晶体管PSM2的总额定电流量。
根据本公开的实施例，当第一输出电流Iout1增加时，可驱动第一晶体管M1和第一子晶体管PSM1的全部以减小电阻损耗，并且第二晶体管M2和/或第二子晶体管PSM2中的一些或全部也可被驱动。这里，第一子晶体管PSM1和第二子晶体管PSM2的尺寸可分别与第一晶体管M1和第二晶体管M2的尺寸相同。例如，当第一输出电流Iout1增加时，第一晶体管M1可通过第一控制信号G1导通，并且第一子晶体管PSM1可通过第一子控制信号G11导通。而且，第二晶体管M2可通过第二控制信号G2截止或导通，和/或第二子晶体管PSM2可通过第二子控制信号G22截止或导通。
而且，当第一输出电流Iout1为低的时，第一子晶体管PSM1和第二子晶体管PSM2设定为截止状态，并且可驱动第一晶体管M1和第二晶体管M2。例如，当第一输出电流Iout1为低的时，第一晶体管M1可通过第一控制信号G1导通，并且第一子晶体管PSM1可通过第一子控制信号G11截止。而且，第二晶体管M2可通过第二控制信号G2导通，并且第二子晶体管PSM2可通过第二子控制信号G22截止。
根据本公开的另一实施例，第一晶体管M1和第二晶体管M2在正常模式中操作以执行开关操作，并且第一子晶体管PSM1和第二子晶体管PSM2可在省电模式中操作。这里，第一子晶体管PSM1和第二子晶体管PSM2的尺寸可分别小于第一晶体管M1和第二晶体管M2的尺寸。例如，当第一输出电流Iout1为低的时，第一晶体管M1和第二晶体管M2可通过第一控制信号G1和第二控制信号G2截止并且保持截止状态。而且，第一子晶体管PSM1和第二子晶体管PSM2可通过第一子控制信号G11和第二子控制信号G22导通并且保持导通状态。
当晶体管被开关时，晶体管的电极之间的寄生电容可引起一些功率损耗。寄生电容通常随着晶体管的尺寸的增加而增加，并且功率损耗量也会随着寄生电容的增加而增加。因此，在用于省电的省电模式中，可开关具有小尺寸的第一子晶体管PSM1和第二子晶体管PSM2，从而可降低功率损耗。
例如，如图4中所示，第一子晶体管PSM1可具有比第一晶体管M1小的尺寸。例如，第一子晶体管PSM1的沟道宽度和/或沟道长度可小于第一晶体管M1的沟道宽度和/或沟道长度。而且，第一晶体管M1和第一子晶体管PSM1可是n沟道金属氧化物半导体(N-ChannelMetal Oxide Semiconductor，NMOS)晶体管。
第二子晶体管PSM2可具有比第二晶体管M2小的尺寸。例如，第二子晶体管PSM2的沟道宽度和/或沟道长度可小于第二晶体管M2的沟道宽度和/或沟道长度。而且，第二晶体管M2和第二子晶体管PSM2可是p沟道金属氧化物半导体(P-Channel Metal OxideSemiconductor，PMOS)晶体管。
例如，当单独使用时，第一晶体管M1和第二晶体管M2可用于传递高达约600mA或更高的电流，以覆盖高达750nit到800nit的亮度，但是第一子晶体管PSM1和第二子晶体管PSM2可用于传递较低范围的电流，以覆盖约等于或小于约100nit的亮度。当一起使用时，最大亮度可进一步增加。
在实施例中，正常模式被配置为使得第一转换器110使用第一晶体管M1和第二晶体管M2通过CCM或第一驱动方法来输出第一电力电压ELVDD，并且省电模式被配置为使得第一转换器110使用第一子晶体管PSM1和第二子晶体管PSM2通过DCM或第二驱动方法来输出第一电力电压ELVDD。
控制器140可对第一晶体管M1、第二晶体管M2、第一子晶体管PSM1和/或第二子晶体管PSM2执行导通/截止控制。第一晶体管M1和第二晶体管M2可在控制器140的控制下交替地导通和截止。类似地，第一子晶体管PSM1和第二子晶体管PSM2可通过在它们的栅电极处使用不同的控制信号和/或通过使用互补技术(诸如NMOS和PMOS)，在控制器140的控制下交替地导通和截止。
在实施例中，控制器140可为正常模式和省电模式设定不同的驱动频率。例如，控制器140可在正常模式中以约1.5MHz的驱动频率来控制第一晶体管M1、第二晶体管M2、第一子晶体管PSM1和第二子晶体管PSM2，并且可在省电模式中以约500KHz的驱动频率来控制它们。
例如，控制器140可生成具有预定频率的PWM信号，以控制第一控制信号G1、第一子控制信号G11、第二控制信号G2和第二子控制信号G22的驱动频率。PWM信号可对应于方波信号。可使用各种技术中的任何来执行生成PWM信号和调整驱动频率的方法。
在实施例中，随着显示面板300的负载的大小的减小，省电模式中的第一驱动频率可减小到预设值。因此，随着显示面板300的负载减小，第一子晶体管PSM1和第二子晶体管PSM2的开关操作的数量可减少，从而可减少由晶体管开关而引起的功率损耗。尽管在图3中示出了图1的第一转换器110，但是可不同地或类似地实现第二转换器120，因此可省略重复的描述。
图5A和图5B分别示出了包括在图1的DC-DC转换器100中的第二转换器120和第一转换器110a的示例性实施例。图6A和图6B用于说明响应于所使用的开关晶体管的数量的电感器电压的压摆率。
参照图1、图5A以及图6A和图6B，第二转换器120可包括输入电流传感器150、开关和控制器140。
根据本公开的实施例，第二转换器120可响应于显示面板300的负载的大小，诸如基于形成帧的灰度之和、从第一电力电压ELVDD流动到第二电力电压ELVSS的全局电流的大小、光发射亮度和/或类似特征，来转换驱动模式。
例如，当基于参考电流Iref，比较器130确定显示面板300的电流负载的大小小于由参考电流源132提供的参考电流Iref的大小时，可以脉冲跳跃模式(PSM)驱动第二转换器120，并且当显示面板300的电流负载的大小大于参考电流Iref的大小时，可以连续传导模式(CCM)或不连续传导模式(DCM)来驱动第二转换器120。每当将高电流信号或低电流信号施加到比较器130的与其参考电流输入相对的感测电流输入时，比较器130可连续输出逻辑二进制“1”或逻辑二进制“0”，并且在输入更新时可快速更改，而没有限制。在优选实施例中，比较器130可是接收来自图1的时序控制器430的第一控制信号CON1或类似时钟或控制信号的锁存比较器，并且为了更高的精度和更低的功率损耗，可以相应的距离或间隔来提供锁存输出。例如，锁存比较器可在时钟或控制信号为高的时在再生阶段期间采用正反馈，并且在时钟或控制信号为低时具有复位阶段。
这里，参考电流Iref可根据显示面板300的尺寸而预先设定。例如，由于显示面板300的负载的大小可与显示面板300的尺寸成比例地增加，所以对于相同类型的显示面板，参考电流Iref的大小可被设定为随着显示面板300的尺寸的增加而增加。
替代地，可根据环境的周围亮度、一天中的时间或类似特征来设定参考电流Iref。例如，因为显示面板300的负载的大小可预料地与环境的周围亮度成比例地增加，所以参考电流Iref的大小可被设定为随着环境的周围亮度的增加而增加。
根据实施例，当以脉冲跳跃模式(PSM)驱动第二转换器120时，控制器140可通过输入电流传感器150感测输入电流Iin。在脉冲跳跃模式(PSM)的情况下，由于在第二输出端子处消耗的电压量不大，因此输入电流Iin的大小可相对大于第二输出电流Iout2的大小。因此，当控制器140通过基于输入电流Iin而转换输入电力VIN来输出第二电力电压ELVSS时，可进行更精确的转换。
开关可包括第二电感器L2、第三晶体管M3、多个第一开关晶体管SWM1、第四晶体管M4和多个第二开关晶体管SWM2。
第二转换器120基于由输入电流传感器150感测的输入电流Iin以及基于参考电流Iref来转换输入电力VIN，从而输出第二电力电压ELVSS。
第二电感器L2可耦接在第二节点N2与地之间。可基于流过第二电感器L2的第二电感器电流来控制第二电力电压ELVSS。
第三晶体管M3可耦接在输入电力VIN的源和第二节点N2之间。第三晶体管M3可通过从控制器140接收第三控制信号G3来导通，并且可执行控制以使得电流流过第二电感器L2。
第四晶体管M4可耦接在第二节点N2和第二输出端子之间。这里，第二电容器C2可耦接在第二输出端子和地之间。响应于从控制器140供给的第四控制信号G4，第四晶体管M4可与第三晶体管M3交替地导通。这里，第三晶体管M3和第四晶体管M4的全部可是n沟道金属氧化物半导体(NMOS)晶体管。而且，第四控制信号G4可通过穿过反相器144而成为第三控制信号G3的反相信号，但是不限于此。例如，依据反相器144的特性、第一开关晶体管SWM1、第二开关晶体管SWM2、第三晶体管M3和/或第四晶体管M4的特性和/或从控制器140输出的第三控制信号G3，可存在第三晶体管M3和第四晶体管M4都导通的短暂的重叠时段。例如，第一开关晶体管SWM1和第二开关晶体管SWM2的阈值电压可彼此不同。
因此，在电动势因为第三晶体管M3导通而在第二电感器L2中生成之后，第四晶体管M4导通，由此输入电力VIN可转换为第二电力电压ELVSS并且第二电力电压ELVSS可被输出到第二输出端子。这里，第三晶体管M3的一个电极、第四晶体管M4的一个电极和第二电感器L2的一个电极可共同耦接到第二节点N2。
根据本公开的实施例，多个第一开关晶体管SWM1可布置在第三晶体管M3和控制器140之间，并且可并联耦接到第三晶体管M3的栅电极。而且，多个第二开关晶体管SWM2可布置在第四晶体管M4和控制器140之间，并且可并联耦接到第四晶体管M4的栅电极。多个第一开关晶体管SWM1和多个第二开关晶体管SWM2可是p沟道金属氧化物半导体(PMOS)晶体管。尽管在图5A中示出了其中第一开关晶体管SWM1和第二开关晶体管SWM2的数量均为四个的这种情况，但是第一开关晶体管SWM1和第二开关晶体管SWM2的数量可不同地改变，而不限于此。当由输入电流传感器150感测的输入电流Iin小于预设的参考电流Iref时，控制器140使多个第一开关晶体管SWM1中的两个或更多个导通，从而将第三晶体管M3的栅电极耦接到第一电力VDD。
而且，当由输入电流传感器150感测的输入电流Iin小于预设的参考电流Iref时，控制器140使多个第二开关晶体管SWM2中的两个或更多个导通，从而将第四晶体管M4的栅电极耦接到第一电力VDD，而没有限制。例如，在替代实施例中，输入电流传感器150进一步感测第二输出电流Iout2，当第二输出电流Iout2低于另一参考电流时，控制器140使多个第二开关晶体管SWM2中的两个或更多个导通，从而将第四晶体管M4的栅电极耦接到第一电力VDD。
当多个第一开关晶体管SWM1中的两个或更多个同时导通时，或者当多个第二开关晶体管SWM2中的两个或更多个同时导通时，电感器电压V2的压摆率可迅速增加，如图6A中所示。这里，电感器电压V2的压摆率可被定义为电感器电压V2跟随栅极控制信号或第三控制信号G3的速率。换句话说，压摆率可指示每单位时间的电感器电压V2的变化速率。
当电感器电压V2的压摆率迅速增加时，可引起电磁干扰(Electro MagneticInterference，EMI)，从而可在显示面板300中引起抖动现象和/或可影响通信。
然而，当由输入电流传感器150感测的输入电流Iin低于预设的参考电流Iref时，第二转换器120可被视为以脉冲跳跃模式(PSM)驱动。与连续传导模式(CCM)或不连续传导模式(DCM)相比，在脉冲跳跃模式(PSM)中，可存在较小的EMI的影响。因此，如图6A中所示，通过增加电感器电压V2的压摆率，以使得电流开始在第二电感器L2中流动所花费的时间t1比图6B中的电流开始在第二电感器L2中流动所花费的时间t2短，由此其可减小开关损耗。
当由输入电流传感器150感测的输入电流Iin高于预设的参考电流Iref时，控制器140通过第三控制信号G3使多个第一开关晶体管SWM1中的一个导通，从而降低压摆率。而且，当由输入电流传感器150感测的输入电流Iin高于预设的参考电流Iref时，控制器140使多个第二开关晶体管SWM2中的一个导通，从而降低压摆率。
在这种情况下，如图6B中所示，电感器电压V2的压摆率可比图6A中所示的电感器电压V2的压摆率更缓慢地增加。当电感器电压V2的压摆率更加缓慢地增加时，引起电磁干扰(EMI)的可能性可降低。
也就是说，当由输入电流传感器150感测的输入电流Iin高于预设的参考电流Iref时，因为显示面板300被视为以连续传导模式(CCM)或不连续传导模式(DCM)驱动，所以EMI的影响会大于脉冲跳跃模式(PSM)中的EMI的影响。因此，如图6B中所示，通过减小电感器电压V2的压摆率，以使得电流开始在第二电感器L2中流动所花费的时间t2比在图6A中示出的电流开始在第二电感器L2中流动所花费的时间t1长，由此可降低引起EMI的可能性。
根据实施例，当感测的输入电流Iin低于预设的参考电流Iref时，随着感测的输入电流Iin越低，多个第一开关晶体管SWM1中的越多第一开关晶体管SWM1可被导通。而且，当感测的输入电流Iin低于预设的参考电流Iref时，随着感测的输入电流Iin越低，多个第二开关晶体管SWM2中的越多第二开关晶体管SWM2可被导通。因此，可响应于输入电流Iin而有效地改变压摆率。
如图5B中所示，第一转换器110a可类似于第二转换器120地实现，但是可替代地，第一转换器110a可通过基于由输入电流传感器150a感测的输入电流Iin以及基于参考电流Iref1来转换输入电力VIN，输出第一电力电压ELVDD。在其它方面，包括在图5B中所示的第一转换器110a中的组件及其操作与图5A中所示的第二转换器120的那些组件及其操作类似，并且因此可省略重复的描述。
图7示出了当基于与固定压摆相对的示例性实施例的自适应压摆来改变电感器电压的压摆率时可获得的效果。
参照图7，可理解的是，与电感器电压的压摆率被固定时相比，当改变电感器电压的压摆率时，可提高总的转换效率。然而，如上所述，当输入电流Iin低于参考电流Iref时，因为显示面板300能被视为以脉冲跳跃模式(PSM)驱动，所以可存在较小的EMI的影响。因此，可通过减少电流流过第二电感器L2期间的时间来降低开关损耗。而且，当输入电流Iin高于参考电流Iref时，由于显示面板300能被视为以不连续传导模式(DCM)驱动，因此增加了电流流过第二电感器L2期间的时间，由此可降低引起EMI的可能性。
图8A至图8C示出了其中图1的DC-DC转换器100生成电感器电流的驱动方法的示例。
参照图1、图3以及图8A至图8C，第一转换器110可在正常模式中使用第一驱动方法来操作并且在省电模式中使用第二驱动方法来操作，并且第二转换器120可在正常模式中使用第一驱动方法至第三驱动方法中的一种来操作，并且在省电模式中使用第三驱动方法来操作。
在图8A至图8C中，将描述图3的第一转换器110使用第一驱动方法至第三驱动方法来操作以输出第一电力电压ELVDD的实施例。第二转换器120可通过相同或类似的操作来输出第二电力电压ELVSS，因此可省略重复的描述。
第一驱动方法可使第一电感器电流IL能够通过交替地导通第一晶体管M1和第二晶体管M2来生成。如图8A中所示，第一晶体管M1和第二晶体管M2可以预定的开关时段T重复地导通和截止，其中在第二晶体管M2基本上导通时第一晶体管M1基本上截止，反之亦然。例如，在开关时段T中，第一晶体管M1的导通状态和第二晶体管M2的导通状态不需要彼此重叠。
当第一晶体管M1在第一连续时段t1期间导通时，第一节点N1的电压V1具有地电平GND，并且第一电感器电流IL的大小会由于输入端子的电压与第一节点N1的电压V1之间的差异而增加。
当在第二连续时段t2期间第一晶体管M1截止并且第二晶体管M2导通时，第一节点N1的电压V1通过增加而具有第一电力电压ELVDD的电平，并且第一电感器电流IL的大小可由于输入端子的电压与第一节点N1的电压V1之间的差异而朝向基本上零安培(0A)减小。
重复图8A的包括第一连续时段t1和第二连续时段t2的开关时段T，并且第一电感器电流IL的大小可连续改变。例如，第一驱动方法可是CCM驱动方法。第一种驱动方法具有高输出稳定性，因为它使输出纹波最小化。
如图8B中所示，第二驱动方法被配置为使得开关时段T还包括第一晶体管M1和第二晶体管M2在第一不连续时段t3期间同时截止的时间段。在此，第一节点N1的电压V1可保持输入电力VIN的电平。因为第一电感器L1的一端是开路的，所以电流保持为基本上零安培(0A)的水平，并且第一电感器电流IL在第一不连续时段t3期间基本上不变化。而且，第一电感器电流IL的幅度可小于第一驱动方法中的第一电感器电流IL的幅度。例如，第二驱动方法中的第一电感器电流IL的峰值可小于第一驱动方法中的第一电感器电流IL的峰值。例如，第二驱动方法可是DCM驱动方法。
第一转换器110可根据显示面板300的负载来调整第二驱动方法中的驱动频率。基于相同的时间，随着驱动频率的大小减小，第一晶体管M1和第二晶体管M2的开关操作的数量(导通事件的数量)可减少。因此，可减少依据第一晶体管M1和第二晶体管M2的开关操作的数量的由寄生电容引起的功率损耗。
如图8C中所示，第三驱动方法被配置为使得开关时段替代地包括其中第一晶体管M1和第二晶体管M2同时截止的第二不连续时段t4。第二不连续时段t4的长度可大于图8B的第一不连续时段t3的长度。在实施例中，第三驱动方法可跳过一些开关时段。在这种情况下，第一晶体管M1和第二晶体管M2的开关被跳过，并且第一电感器电流IL可不流动。因此，第一电感器电流IL的幅度可小于第二驱动方法中的第一电感器电流IL的幅度。例如，第三驱动方法可是PSM驱动方法。
基于相同的时间，因为第三驱动方法在预定时段中跳过了第一晶体管M1和第二晶体管M2的开关操作，所以可减少开关操作的总数量(导通事件的数量)。因此，可减少依据第一晶体管M1和第二晶体管M2的开关操作的数量由寄生电容而引起的功率损耗。
第二转换器120的操作可与上述操作相同或类似，并且因此可省略重复的描述。
在下文中，将描述其他实施例。在以下实施例中，可简化或省略与上述配置相同或类似的配置的描述，以避免重复的描述，并且将提供着重于差异的描述。
图9A和图9B分别示出了包括在图1的DC-DC转换器100中的第二转换器120_1和第一转换器110_1的其他示例。
图9A中所示的实施例与图5A中所示的实施例的不同在于第二转换器120_1还包括第三子晶体管PSM3和第四子晶体管PSM4。图9A中所示的第二电感器L2、第三晶体管M3、第四晶体管M4和输入电流传感器150以及控制器140与参照图5A所述的那些基本上相同，并且因此可省略其描述。
第三子晶体管PSM3可并联耦接到第三晶体管M3。第三子晶体管PSM3可通过从控制器140接收第三子控制信号G33而导通，并且可执行控制以使得电流流过第二电感器L2。第三子晶体管PSM3可执行与第三晶体管M3相同的操作。
第三子晶体管PSM3可具有比第三晶体管M3小的尺寸。在这种情况下，第三子晶体管PSM3的额定电流量可小于第三晶体管M3的额定电流量。然而，第三子晶体管PSM3的尺寸和第三子晶体管PSM3的数量不限于此。例如，第三子晶体管PSM3的尺寸可与第三晶体管M3的尺寸相同，和/或第三子晶体管PSM3的数量可不同地改变。
第四子晶体管PSM4可并联耦接到第四晶体管M4。第四子晶体管PSM4可通过从控制器140接收第四子控制信号G44来导通。第四子晶体管PSM4可与第三子晶体管PSM3交替地导通。第四子晶体管PSM4可执行与第四晶体管M4相同的操作。
第四子晶体管PSM4可具有比第四晶体管M4小的尺寸。然而，第四子晶体管PSM4的尺寸和第四子晶体管PSM4的数量不限于此。例如，第四子晶体管PSM4的尺寸可与第四晶体管M4的尺寸相同，和/或第四子晶体管PSM4的数量可不同地改变。
根据本公开的实施例，当第二输出电流Iout2增加时，可以减小的电阻损耗来驱动第三晶体管M3和第三子晶体管PSM3的全部，并且也可驱动第四晶体管M4和第四子晶体管PSM4的全部。这里，第三子晶体管PSM3和第四子晶体管PSM4的尺寸可分别与第三晶体管M3和第四晶体管M4的尺寸相同。例如，当第二输出电流Iout2增加时，第三晶体管M3可通过第三控制信号G3导通，并且第三子晶体管PSM3可通过第三子控制信号G33导通。而且，第四晶体管M4可通过第四控制信号G4导通，并且第四子晶体管PSM4可通过第四子控制信号G44导通。
而且，当第二输出电流Iout2为低的时，第三子晶体管PSM3和第四子晶体管PSM4被设定为截止状态，并且第三晶体管M3和第四晶体管M4可被驱动。例如，当第二输出电流Iout2为低的时，第三晶体管M3可通过第三控制信号G3导通，并且第三子晶体管PSM3可通过第三子控制信号G33截止。而且，第四晶体管M4可通过第四控制信号G4导通，并且第四子晶体管PSM4可通过第四子控制信号G44截止。
根据本公开的另一实施例，第三晶体管M3和第四晶体管M4在正常模式中操作以执行开关操作，并且第三子晶体管PSM3和第四子晶体管PSM4可在省电模式中操作。这里，第三子晶体管PSM3和第四子晶体管PSM4的尺寸可分别小于第三晶体管M3和第四晶体管M4的尺寸。例如，当第二输出电流Iout2为低的时，第三晶体管M3和第四晶体管M4可通过第三控制信号G3和第四控制信号G4保持截止状态。而且，第三子晶体管PSM3和第四子晶体管PSM4可通过第三子控制信号G33和第四子控制信号G44保持导通状态。
当晶体管被开关时，功率损耗可由晶体管的电极之间的寄生电容引起。寄生电容随着晶体管的尺寸的增加而增加，并且功率损耗量也会随着寄生电容的增加而增加。因此，在用于省电的省电模式中，具有小尺寸的第三子晶体管PSM3和第四子晶体管PSM4被开关，从而可减少功率损耗。
在实施例中，控制器140可为正常模式和省电模式设定不同的驱动频率。例如，控制器140可在正常模式中以约1.5MHz的驱动频率来控制第三晶体管M3、第四晶体管M4、第三子晶体管PSM3和第四子晶体管PSM4，并且可在省电模式中以约500KHz的驱动频率来控制它们。
例如，控制器140可生成具有预定频率的PWM信号，以控制各个第三控制信号G3、第三子控制信号G33、第四控制信号G4和第四子控制信号G44的驱动频率。PWM信号可对应于方波信号。可使用各种技术中的任何来执行生成PWM信号和调整驱动频率的方法。
在实施例中，随着显示面板300的负载的大小的减小，省电模式中的第一驱动频率可减小到预设值。因此，随着显示面板300的负载减小，可减少第三子晶体管PSM3和第四子晶体管PSM4的开关操作的数量。因此，可减少由晶体管开关引起的功率损耗。
如图9B中所示，第一转换器110_1可通过基于由输入电流传感器150_1感测的输入电流Iin以及基于参考电流Iref1来转换输入电力VIN，来输出第一电力电压ELVDD。图9B中所示的包括在第一转换器110_1中的包括第二电感器L2、第三晶体管M3、第四晶体管M4、输入电流传感器150_1和控制器140_1的组件及其操作可与图5B或图9A中所示的那些组件及其操作基本上类似，并且因此可省略其重复描述。
图10示出了包括在图1的DC-DC转换器100中的第二转换器120_2的另一示例。图11A和图11B示出了图10的第二转换器120_2的操作。
参照图10、图11A和图11B，该示例性实施例与图5A中所示的示例性实施例的不同之处在于：不需要包括多个开关晶体管，并且还包括双电感器和输出电流传感器160。
参照图1和图10，第二转换器120_2可包括输出电压传感器、输出电流传感器160、开关172和控制器140_2。可省略关于其他示例性实施例所描述的元件的重复描述。
根据本公开的实施例，第二转换器120_2可响应于负载的大小(诸如但是不限于显示面板300的光发射亮度)来改变驱动模式。
根据本公开的实施例，当以上述连续传导模式(CCM)或以上述不连续传导模式(DCM)来驱动显示面板300时，第二转换器120_2可通过输出电压传感器来感测输出电压Vout。
控制器140_2可响应于由输出电压传感器所感测的输出电压Vout来改变参考电流Iref的大小。当输出电压Vout为高的时，参考电流Iref的大小可被设定为大的。
第二转换器120_2的输出电压Vout可包括第一输出电压至第四输出电压。当第二转换器120_2的输出电压Vout是第一输出电压时，控制器140_2可将第一参考电流设定为参考电流Iref；当第二转换器120_2的输出电压Vout是第二参考电压时，控制器140_2可将第二参考电流设定为参考电流Iref；当第二转换器120_2的输出电压Vout为第三输出电压时，控制器140_2可将第三参考电流设定为参考电流Iref；以及当第二转换器120_2的输出电压Vout为第四输出电压时，控制器140_2可将第四参考电流设定为参考电流Iref。在这种情况下，当第一输出电压低于第二输出电压时，当第二输出电压低于第三输出电压时，以及当第三输出电压低于第四输出电压时，第一参考电流可低于第二参考电流，第二参考电流可低于第三参考电流，并且第三参考电流可低于第四参考电流。
例如，当输出电压Vout具有-4V、-3V、-2V和-1V的大小时，参考电流Iref可分别是325mA、350mA、375mA和400mA，如图11A中所示。即，随着负的输出电压Vout越高，参考电流Iref可被设定为越高。换句话说，随着输出电压Vout的绝对值越大，参考电流Iref可被设定为越低。
这里，参照图11A和图11B，图11A中示出的各个曲线表示自适应效率曲线。即，以与输出电压Vout对应的参考电流Iref为基础，在第二输出电流Iout2高于参考电流Iref的时段中，当第二转换器120_2以单模式驱动时，效率变得比其以双模式驱动时差。因此，期望在第二输出电流Iout2低于参考电流Iref的时段中以单模式驱动第二转换器120_2，并且在第二输出电流Iout2高于参考电流Iref的时段中以双模式驱动第二转换器120_2。
因此，当由输出电流传感器160感测的第二输出电流Iout2的大小小于改变的参考电流Iref的大小时，控制器140_2可以其中电流仅在单个电感器中流动的单模式来驱动第二转换器120_2，并且当由输出电流传感器160感测的第二输出电流Iout2的大小大于改变的参考电流Iref的大小时，控制器140_2可以其中电流流过两个电感器的全部的双模式来驱动第二转换器120_2。
再次参照图11B，以325mA的参考电流Iref为基础，在第二输出电流Iout2低于参考电流Iref的时段中，对于-4V的输出电压Vout的转换效率在单模式中更好，但是在第二输出电流Iout2高于参考电流Iref的时段中，对于-4V的输出电压Vout的转换效率在双模式中更好。即，在第二输出电流Iout2高于参考电流Iref的时段中，当使用两个电感器时，电流被分流以在各个电感器中流动，从而与当使用单个电感器时相比可将功率损耗降低一半。然而，当在第二输出电流Iout2低于参考电流Iref的时段中使用两个电感器时，与使用单个电感器时相比，引起了更多的开关损耗，因此可降低转换效率。
开关可包括两个第二电感器L2_1和L2_2、用于控制两个第二电感器L2_1和L2_2的耦接的单/双模式选择器170、第三晶体管M3和第四晶体管M4。
第二转换器120_2基于由输出电流传感器160感测的第二输出电流Iout2以及基于响应于输出电压Vout而改变的参考电流Iref来转换输入电力VIN，从而输出第二电力电压ELVSS。
两个第二电感器L2_1和L2_2可耦接在第二节点N2与地之间。如上所述，当由输出电流传感器160感测的第二输出电流Iout2的大小小于改变的参考电流Iref的大小时，控制器140_2可通过单/双模式选择器170使开关172断开来以其中电流仅流过两个第二电感器L2_1和L2_2中的一个第二电感器L2_1的单模式驱动第二转换器120_2。而且，当由输出电流传感器160感测的第二输出电流Iout2的大小大于改变的参考电流Iref的大小时，控制器140_2可通过单/双模式选择器170使开关172导通来将两个电感器彼此并联耦接，来以其中电流流过两个第二电感器L2_1和L2_2中的全部的双模式驱动第二转换器120_2。
基于流过第二电感器L2_1和L2_2的第二电感器电流，可控制第二电力电压ELVSS。
第三晶体管M3可耦接在输入电力VIN的源和第二节点N2之间。第三晶体管M3可通过从控制器140_2接收第三控制信号G3来导通，并且可执行控制以使得电流流过第二电感器L2_1和L2_2。
第四晶体管M4可耦接在第二节点N2和第二输出端子之间。响应于从控制器140_2供给的第四控制信号G4，第四晶体管M4可与第三晶体管M3交替地导通。在此，第三晶体管M3和第四晶体管M4的全部可是n沟道金属氧化物半导体(NMOS)晶体管。而且，第四控制信号G4可是第三控制信号G3的反相信号，但是不限于此。
因此，在电动势由于第三晶体管M3导通而在第二电感器L2_1和/或L2_2中生成之后，第四晶体管M4导通，由此输入电力VIN可转换为第二电力电压ELVSS并且第二电力电压ELVSS可输出到第二输出端子。在此，第二节点N2可被定义为第三晶体管M3、第四晶体管M4和至少第二电感器L2_1所共有的节点。
可替代地，第二转换器120_2可通过基于由输出电流传感器160感测的第二输出电流Iout2并且基于响应于输出电压Vout而改变的参考电流Iref来转换输入电力VIN，以输出第一电力电压ELVDD。
在替代实施例中，至少第三电感器可被开关为与第二电感器L2_1和L2_2并联配置，其中模式选择器可基于另一参考电流，与类似于至少一个上述电流的输入电流和/或输出电流相比较，来开关第三电感器。因此，可省略重复的描述。
图12示出了包括在图1的DC-DC转换器100中的第二转换器120_3的另一示例。
图12中所示的实施例与图10中所示的实施例的不同之处在于，第二转换器120_3还包括第三子晶体管PSM3和第四子晶体管PSM4。如图12中所示的第二电感器L2_1和L2_2、第三晶体管M3、第四晶体管M4、输出电流传感器160、单/双模式选择器170可与参照图10所描述的那些基本上相同，并且因此可省略其描述。
第三子晶体管PSM3可并联耦接到第三晶体管M3。第三子晶体管PSM3可通过从控制器140_3接收第三子控制信号G33来导通，控制器140_3在其它方面类似于图10的控制器140_2，并且第三子晶体管PSM3可执行控制以使得电流流过第二电感器L2_1和L2_2。第三子晶体管PSM3可执行与第三晶体管M3基本上相同的操作。
第三子晶体管PSM3可具有比第三晶体管M3小的尺寸。在这种情况下，第三子晶体管PSM3的额定电流量可小于第三晶体管M3的额定电流量。然而，第三子晶体管PSM3的尺寸和第三子晶体管PSM3的数量不限于此。例如，第三子晶体管PSM3的尺寸可与第三晶体管M3的尺寸相同，并且第三子晶体管PSM3的数量可不同地改变。
第四子晶体管PSM4可并联耦接到第四晶体管M4。第四子晶体管PSM4可通过从控制器140_3接收第四子控制信号G44来导通。第四子晶体管PSM4可与第三子晶体管PSM3交替地导通。第四子晶体管PSM4可执行与第四晶体管M4相同的操作。
第四子晶体管PSM4可具有比第四晶体管M4小的尺寸。然而，第四子晶体管PSM4的尺寸和第四子晶体管PSM4的数量不限于此。例如，第四子晶体管PSM4的尺寸可与第四晶体管M4的尺寸相同，并且第四子晶体管PSM4的数量可不同地改变。
根据本公开的实施例，当第二输出电流Iout2增加时，可以减小的电阻损耗来驱动第三晶体管M3和第三子晶体管PSM3的全部，并且第四晶体管M4和第四子晶体管PSM4的全部也可被驱动。这里，第三子晶体管PSM3和第四子晶体管PSM4的尺寸可分别与第三晶体管M3和第四晶体管M4的尺寸相同。例如，当第二输出电流Iout2增加时，第三晶体管M3可通过第三控制信号G3导通，并且第三子晶体管PSM3可通过第三子控制信号G33导通。而且，第四晶体管M4可通过第四控制信号G4导通，并且第四子晶体管PSM4可通过第四子控制信号G44导通。
而且，当第二输出电流Iout2为低的时，第三子晶体管PSM3和第四子晶体管PSM4被设定为截止状态，并且第三晶体管M3和第四晶体管M4可被驱动。例如，当第二输出电流Iout2为低的时，第三晶体管M3可通过第三控制信号G3导通，并且第三子晶体管PSM3可通过第三子控制信号G33截止。而且，第四晶体管M4可通过第四控制信号G4导通，并且第四子晶体管PSM4可通过第四子控制信号G44截止。
根据本公开的另一实施例，第三晶体管M3和第四晶体管M4仅在正常模式中操作以执行开关操作，并且第三子晶体管PSM3和第四子晶体管PSM4可仅在省电模式中操作。这里，第三子晶体管PSM3和第四子晶体管PSM4的尺寸可分别小于第三晶体管M3和第四晶体管M4的尺寸。例如，当第二输出电流Iout2为低的时，第三晶体管M3和第四晶体管M4可通过第三控制信号G3和第四控制信号G4保持截止状态。而且，第三子晶体管PSM3和第四子晶体管PSM4可通过第三子控制信号G33和第四子控制信号G44保持导通状态。
当晶体管被开关时，功率损耗由晶体管的电极之间的寄生电容引起。寄生电容随着晶体管的尺寸的增加而增加，并且功率损耗量也会随寄生电容的增加而增加。因此，在用于省电的省电模式中，具有小尺寸的第三子晶体管PSM3和第四子晶体管PSM4被开关，从而可减少功率损耗。
在实施例中，控制器140_3可为正常模式和省电模式设定不同的驱动频率。例如，控制器140_3可在正常模式中以约1.5MHz的驱动频率来控制第三晶体管M3、第四晶体管M4、第三子晶体管PSM3和第四子晶体管PSM4，并且可在省电模式中以约500KHz的驱动频率来控制它们。
例如，控制器140_3可生成具有预定频率的PWM信号，以控制各个第三控制信号G3、第三子控制信号G33、第四控制信号G4和第四子控制信号G44的驱动频率。PWM信号可对应于方波信号。可使用各种已知方法中的任何来执行生成PWM信号和调整驱动频率的方法。
在实施例中，随着显示面板300的负载的大小减小，省电模式中的第一驱动频率可减小到预设值。因此，随着显示面板300的负载减小，可减少第三子晶体管PSM3和第四子晶体管PSM4的开关操作的数量。因此，可减少由晶体管开关引起的功率损耗。
可替代地，第二转换器120_3可通过基于由输出电流传感器160感测的第二输出电流Iout2以及基于响应于输出电压Vout而改变的参考电流Iref来转换输入电力VIN，以输出第一电力电压ELVDD。第二转换器120_3中包括的组件及其操作与图12中所示的那些组件及其操作相同，并且因此将省略重复的描述。
通过根据实施例的DC-DC转换器，可通过响应于转换器的输入电流自适应地控制电感器电压的压摆率来减小开关损耗，从而可提供具有提高的转换效率的DC-DC转换器。
在替代实施例中，通过控制器140_3基于参考电流，与类似于至少一个上述这种电流的输入电流和/或输出电流相比较，可将如关于图5A、图5B、图9A和/或图9B中所描述的开关晶体管应用于第二转换器120_3的第三晶体管M3、第四晶体管M4、第三子晶体管PSM3和/或第四子晶体管PSM4的栅电极。因此，可省略重复的描述。
通过根据实施例的DC-DC转换器，可根据转换器的输出电压来改变参考电流，并且响应于改变的参考电流和转换器的输出电流来自适应地控制多个电感器的操作，由此可提供具有提高的转换效率的DC-DC转换器。尽管本文中所讨论的示例性输入电压和输出电压可基本上是直流电(Direct Current，DC)，但是应当理解，本公开不限于此。替代实施例可接收作为输入的(和/或提供作为输出的)非严格为DC的电压信号电平(诸如，以具有交流电(Alternating Current，AC)分量的信号为例)。
从各种实施例可获得的效果不受上述效果的限制，并且在本描述中包括各种效果以介绍各种实施例的精神和潜力。
尽管已经参考附图详细描述了本公开的示例性实施例，但是相关领域的普通技术人员将理解的是，能以其他特定形式来实现本公开的实施例而不脱离本公开的技术范围或精神。前述实施例在全部方面仅是示例性的，并且不应被解释为限制本公开。

Claims (20)

1.一种DC-DC转换器，包括：
转换器，包括电感器和多个晶体管，并且所述转换器被配置为将输入电压转换为电力电压并且将所述电力电压输出到输出端子；
输入电流传感器，被配置为感测所述转换器的输入电流；以及
控制器，被配置为响应于所述转换器的所述输入电流和预设的参考电流来改变电感器电压的压摆率，
其中，所述电感器电压的所述压摆率是每单位时间所述电感器电压的变化速率。
2.根据权利要求1所述的DC-DC转换器，其中，当感测的所述转换器的所述输入电流高于所述预设的参考电流时，所述控制器将所述电感器电压的所述压摆率设定为参考压摆率，并且当所述转换器的所述输入电流低于所述预设的参考电流时，所述控制器将所述电感器电压的所述压摆率改变成比所述参考压摆率高的压摆率。
3.根据权利要求1所述的DC-DC转换器，其中，所述转换器包括：
第一晶体管，耦接在所述输入电压被施加的输入端子与第一节点之间；
第一电感器，耦接在所述第一节点与地之间；以及
第二晶体管，耦接在所述第一节点与所述输出端子之间。
4.根据权利要求3所述的DC-DC转换器，其中，所述转换器还包括：
多个第一开关晶体管，并联耦接到所述第一晶体管的栅电极；以及
多个第二开关晶体管，并联耦接到所述第二晶体管的栅电极。
5.根据权利要求4所述的DC-DC转换器，其中：
当感测的所述转换器的所述输入电流高于所述预设的参考电流时，所述控制器通过所述多个第一开关晶体管中的一个第一开关晶体管将第一栅极控制信号供给到所述第一晶体管的所述栅电极，并且
当感测的所述转换器的所述输入电流低于所述预设的参考电流时，所述控制器通过所述多个第一开关晶体管中的至少两个第一开关晶体管将所述第一栅极控制信号供给到所述第一晶体管的所述栅电极。
6.根据权利要求4所述的DC-DC转换器，其中：
当感测的所述转换器的所述输入电流高于所述预设的参考电流时，所述控制器通过所述多个第二开关晶体管中的一个第二开关晶体管将第二栅极控制信号供给到所述第二晶体管的所述栅电极，并且
当感测的所述转换器的所述输入电流低于所述预设的参考电流时，所述控制器通过所述多个第二开关晶体管中的至少两个第二开关晶体管将所述第二栅极控制信号供给到所述第二晶体管的所述栅电极。
7.根据权利要求3所述的DC-DC转换器，其中，所述控制器交替地导通所述第一晶体管和所述第二晶体管。
8.根据权利要求1所述的DC-DC转换器，还包括：
另一转换器，包括另一电感器和另外多个晶体管，并且所述另一转换器被配置为将所述输入电压转换为另一电力电压，并且将所述另一电力电压输出到另一输出端子。
9.根据权利要求8所述的DC-DC转换器，其中，所述另一转换器包括：
第二电感器，耦接在所述输入电压被施加的输入端子与第二节点之间；
第三晶体管，耦接在所述第二节点与地之间；以及
第四晶体管，耦接在所述第二节点与所述另一输出端子之间。
10.根据权利要求8所述的DC-DC转换器，其中，所述电力电压是负电压，并且所述另一电力电压是正电压。
11.一种DC-DC转换器，包括：
转换器，包括多个电感器和多个晶体管，所述转换器耦接在具有输入电压的输入端子和具有输出电压的输出端子之间；
输出传感器，耦接到所述输出端子；
模式选择器，包括开关，所述模式选择器被配置为选择电流流过所述多个电感器中的一个的单模式和所述电流流过所述多个电感器中的至少两个电感器的双模式中的任何一个；以及
控制器，被配置为响应于所述输出电压来改变参考电流，并且响应于通过所述输出端子的输出电流和所述参考电流来选择所述单模式和所述双模式中的任何一个。
12.根据权利要求11所述的DC-DC转换器，其中，随着所述转换器的所述输出电压越高，所述控制器将所述参考电流设定得越高。
13.根据权利要求11所述的DC-DC转换器，其中：
所述转换器的所述输出电压包括第一输出电压、第二输出电压、第三输出电压和第四输出电压，
当所述转换器的所述输出电压为所述第一输出电压时，所述控制器将第一参考电流设定为所述参考电流；当所述转换器的所述输出电压为所述第二输出电压时，所述控制器将第二参考电流设定为所述参考电流；当所述转换器的所述输出电压为所述第三输出电压时，所述控制器将第三参考电流设定为所述参考电流；并且当所述转换器的所述输出电压为所述第四输出电压时，所述控制器将第四参考电流设定为所述参考电流；并且
当所述第一输出电压低于所述第二输出电压时，当所述第二输出电压低于所述第三输出电压时，并且当所述第三输出电压低于所述第四输出电压时，所述第一参考电流低于所述第二参考电流电流，所述第二参考电流低于所述第三参考电流，并且所述第三参考电流低于所述第四参考电流。
14.根据权利要求11所述的DC-DC转换器，其中，当通过所述输出端子的输出电流低于所述参考电流时，所述控制器以所述单模式驱动所述转换器，并且当所述输出电流高于所述参考电流时，所述控制器以所述双模式驱动所述转换器。
15.根据权利要求11所述的DC-DC转换器，其中，所述转换器包括：
第一晶体管，耦接在所述输入电压被施加的所述输入端子与第一节点之间；
第一电感器和第二电感器，所述第一电感器和所述第二电感器中的至少一个耦接在所述第一节点与地之间；以及
第二晶体管，耦接在所述第一节点与所述输出端子之间。
16.根据权利要求15所述的DC-DC转换器，其中：
当通过所述输出端子的所述输出电流低于所述参考电流时，所述控制器将从所述第一电感器和所述第二电感器中选择的一个电感器耦接在所述第一节点与所述地之间，并且
当所述输出电流高于所述参考电流时，所述控制器将彼此并联耦接的所述第一电感器和所述第二电感器耦接在所述第一节点与所述地之间。
17.根据权利要求11所述的DC-DC转换器，
其中，所述输出传感器是被配置为感测通过所述输出端子的所述输出电流的输出电流传感器，
所述转换器还包括输出电压传感器，所述输出电压传感器被配置为感测所述输出端子处的所述输出电压。
18.根据权利要求11所述的DC-DC转换器，
其中，所述输出电压是电力电压，
所述DC-DC转换器还包括另一转换器，所述另一转换器包括另一电感器和另外多个晶体管，并且所述另一转换器被配置为将所述输入电压转换为另一电力电压，并且将所述另一电力电压输出到另一输出端子。
19.根据权利要求18所述的DC-DC转换器，其中，所述另一转换器包括：
第三电感器，耦接在所述输入电压被施加的所述输入端子与第二节点之间；
第三晶体管，耦接在所述第二节点与地之间；以及
第四晶体管，耦接在所述第二节点与所述另一输出端子之间。
20.根据权利要求18所述的DC-DC转换器，其中，所述电力电压是负电压，并且所述另一电力电压是正电压。
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