CN1132356C - 相关检测的方法和装置,和通信终端装置 - Google Patents

Abstract

一种能够以简单的结构从输入信号中检测规定码序列的相关检测装置。在输入信号的幅度被限制为固定值后，因为这个信号(S40)被输入到匹配滤波装置(71)，则可以避免具有大的信号电平的相关值的匹配滤波装置的偶然输出，只有待检测的码序列可以被正确地检测，因此可以利用简单的结构实现能够从输入信号中正确检测规定码序列的相关检测装置。

Description

相关检测的方法和装置，和通信终端装置

技术领域

本发明涉及一种相关检测装置，及其用于检测含在输入信号中的专用码的方法和通信终端，和特别是在无线LAN中以无线连接多个终端装置中适合应用在利用专用码设置时间的情况下。

背景技术

近年来，随着计算机高技术的发展，通过连接多个计算机已经形成计算机LAN(局域网)和公共使用各种文件和数据以及大范围地传送数据和电子邮件。在常规的LAN中，经诸如光纤、同轴电缆、或互相扭绞的电缆对连接各个计算机。

但是，在有线LAN中，因为安装工作是必须的，以便连接这些计算机和这种有线LAN要求非常复杂的布缆工作，所以安装LAN是非常困难的。因此，无线LAN已经变为解决常规的LAN电缆系统的布缆问题所观注之焦点。

作为无线LAN，已经提出按照利用扩频CDMA(码分多址)系统执行数据通信的系统。在这种CDMA系统中，发送的数据被PN码(伪噪声码)相乘和发送数据的频谱将被扩展。当已经被扩频的发送数据被解调时，被乘以与发送端相同的PN码。这种CDMA系统具有良好的抗干扰性，以及具有足够的保密性。

近年来，随着通过多媒体的信息的传播，已然广泛地处理诸如视频和音频之类的大规格的数据。因此，要求增加传送速率，以便使得诸如视频和音频之类的大规格的数据可以在无线LAN上传输。但是，在扩频调制中，如果数据以诸如大约30Mbps的高速率进行传输，则需要宽于300MHz的带宽。按照当前的频率分配，这样宽的带宽是不能保密的，并且利用这样宽的带宽进行通信也是非常困难的。

再有，在扩频中，当解调时用于匹配发送的数据码相位和接收机中待产生的用于解调的码相位是需要同步恢复时间的。因此，在扩频中，用于同步的比特序列被插入到每个数据分组之中，以便在高速率下获得同步，并且由于这种用于同步的每个比特序列，这种序列会引起将要增加非有效数据比特的问题。

从而，本申请人提出数据将通过OFDM(正交频分复用)方法进行发送，以及数据通信将通过TDMA(时分多址)方法作成一帧为一个单元进行传送，和M序列码在一帧的首端将被发送，发送/接收定时将被相对于M序列码进行设置，和每个通信终端的发送/接收定时将通过来自通信控制终端装置的控制信息进行规定。因为在这种OFDM方法中，数据将利用大量正交安排的副载波按并行进行发送，所以发送速率容易增加，和如果有抖动发生时，数据可以无差错地进行解调。另外，当接收时，因为发送/接收定时被相对于在一帧的首端上的M-序列码进行设置，所以可以通过利用这个时间信息仅解调帧中需要的码元再生数据。

因此，在接收M-序列码和设置定时的情况下，必须从正在接收的信号中检测M-序列码。作为检测这种M-序列码的电路，可以考虑利用匹配滤波器的相关检测电路。

为此，将参照图1描述具有匹配滤波器的相关检测电路。如图1所示，接收信号S1经由在相关检测电路1中的输入端IN被输入到匹配滤波器2。匹配滤波器2是由诸如FIR滤波器之类的数字滤波器构成的，和如图2所示，该电路包括延迟电路D₁-D_n，乘法器K₁-K_n和加法器A₁。按照将被检测的码，乘法器K₁-K_n相乘的系数将被设置为“+1”或“-1”。如果该码设置的乘法器K₁-K_n的系数和接收的输入码之间的相关性强，则加法器A₁的输出电平变高。

然后，匹配滤波器2发送加法器A₁的输出信号到后级的比较器3作为相关值信号S2。比较器3比较待从匹配滤波器2发送的相关值信号S2的信号电平与从外部待馈送的阈值信号TH的电平信号，和如果相关值信号S2的信号电平大于阈值信号，则经输出端子OUT输出表示具有相关性的信号已经被接收到的检测输出。

在M-序列码被馈送作为接收信号S1的情况下，匹配滤波器的输出变大和因为相关值信号S2的信号电平大于阈值信号TH，则表示M-序列码已经接收到的检测输出S3从相关检测电路1发送出去。

但是，在上述构成的相关检测电路1中，存在着这样一些情况，即如果紧前面接收到的非M-序列码的信号的信号电平是大的情况下，即使M-序列码被接收到，检测输出S3也将不被发送出去。

一般，在相关检测电路1的前级，是要设置AGC(自动增益控制)电路的和这个电路调节接收信号S1到规定的电平。如上所述，由于这个AGC电路的存在，即使接收到M-序列码，检测输出S3也将不被输出的情况。例如，如图3A所示，M-序列码被简单地嵌入在其它信号中，如果AGC电路起作用，将实行均匀功率调节。和因此当M-序列码被接收到时，匹配滤波器2输出的相关值信号S2增加。结果，由于超过阈值TH的相关值信号S2，使可以发送表示M-序列码被正常接收到的检测输出S3。

但是，如图3B所示，当在M-序列码紧前面接收到的其它接收信号大时，由AGC电路检测处理增益的降低。但是，因为对于AGC电路增加增益要求恢复时间，所以存在即使M-序列码被接收到，低增益状态也要持续一些时间。因此，M-序列码的接收信号将不被放大，结果，匹配滤波器的输出，相关值信号S2将不超过阈值TH，和存在即使已经接收到M-序列码，检测信号S3也不被发送的情况。

再有，如果紧前面接收的非M-序列码的接收信号非常的大，则即使M-序列码尚未被接收到，由于误操作有可能匹配滤波器2的输出的相关值信号S2输出超过阈值TH的检测输出S3。

发明内容

鉴于上面所述，本发明的目的是提供一种相关检测装置及其能够以简单的结构从输入信号中正确地检测规定码序列的方法。

根据本发明的一个方面，一种利用相关性从输入信号中检测码序列的相关检测装置，包括：

限幅装置，用于根据所述输入信号的正/负值，限制所述输入信号的幅度到规定的恒定值；

匹配滤波装置，当检测从所述限幅装置馈送的输出信号与所述待检测的码序列的相关性时，用于输出相关值信号；和

比较装置，用于通过比较所述相关值信号的信号电平与规定阈值，判断是否所述输入信号是待检测的码序列。

根据本发明的另一个方面，一种利用相关性从输入信号中检测码序列的相关检测装置，包括：

信号提取装置，用于从所述输入信号中提取同相分量和正交分量；

第一限幅装置，用于限制所述同相分量的幅度到第一规定的恒定值；

第二限幅装置，用于限制所述正交分量的幅度到第二规定的恒定值；

匹配滤波装置，用于检测从所述第一和第二限幅装置发送的输出信号与每个同相分量和每个正交分量待检测的码序列之间的相关性和用于输出第一和第二相关值信号；

第一乘法装置，用于平方所述第一相关值信号；

第二乘法装置，用于平方所述第二相关值信号；

相加装置，用于通过相加所述第一和第二乘法装置的输出信号，输出第三相关值信号；和

比较装置，用于通过比较所述第三相关值的信号电平与规定阈值，判断所述输入信号是否待检测的码序列。

根据本发明的又一个方面，一种利用相关性从输入信号中检测码序列的相关检测装置，包括：

信号提取装置，用于从所述输入信号中提取同相分量和正交分量；

第一限幅装置，用于限制所述同相分量的幅度到第一规定的恒定值；

第二限幅装置，用于限制所述正交分量的幅度到第二规定的恒定值；

匹配滤波装置，用于检测从所述第一和第二限幅装置发送的输出信号与为每个同相分量和每个正交分量待检测的所述码序列之间的相关性和用于输出第一和第二相关值信号；

第一绝对值装置，用于计算所述第一相关值信号的绝对值；

第二绝对值装置，用于计算所述第二相关值信号的绝对值；

相加装置，用于通过相加所述第一和第二绝对值装置的输出信号，输出第三相关值信号；和

比较装置，用于通过比较所述第三相关值信号的信号电平与规定阈值，判断所述输入信号是否待检测的码序列。

根据本发明的再一个方面，一种利用相关性从输入信号中检测码序列的相关检测方法，包括以下步骤：

根据所述输入信号的正/负值，限制所述输入信号的幅度为规定的恒定值；

检测幅度被固定为规定值的输入信号与待检测的码序列之间的相关值，

通过比较所述相关值的信号电平与规定阈值，判断所述输入信号是否待检测的码序列。

根据本发明的别的一个方面，用于基于待发送的数据通过执行预定调制处理产生发送码元序列，和发送和接收由对发送码元序列执行规定发送处理产生的发送信号的通信终端装置，所述通信终端装置包括：

接收装置，用于接收所述发送信号作为接收信号；

解调装置，用于对所述接收信号执行规定的解调处理；

相关检测装置，包括：

限幅器装置，用于根据所述输入信号的正/负值，限制输入信号的幅度为规定的恒定值；

匹配滤波装置，用于当检测从所述限幅器装置提供的输出信号和待检测的码序列之间的相关性时，输出相关值信号；和

比较装置，用于通过比较所述相关值信号的信号电平与规定阈值，判断所述输入信号是否待检测的码序列；以及

控制装置，用于当所述相关检测装置判断所述输入信号是待检测的码序列时，利用定时控制所述调制处理和所述解调处理。

根据本发明的还有一个方面，用于基于待发送的数据通过执行预定调制处理产生发送码元序列，和发送和接收由对发送码元序列执行规定发送处理而产生的发送信号的通信终端装置，所述通信终端装置包括：：

接收装置，用于接收所述发送信号作为接收信号；

解调装置，用于对所述接收信号执行规定的解调处理；

所述相关检测装置，包括：

信号提取装置，用于从输入信号中提取同相分量和正交分量；

第一限幅装置，用于限制所述同相分量的幅度到第一规定的恒定值；

第二限幅装置，用于限制所述正交分量的幅度到第二规定的恒定值；

匹配滤波装置，用于检测要从所述第一和第二限幅装置发送的输出信号与每个同相分量和每个正交分量待检测的码序列之间的相关和用于输出第一和第二相关值信号；

第一乘法装置，用于平方所述第一相关值信号；

第二乘法装置，用于平方所述第二相关值信号；

相加装置，用于通过相加所述第一和第二乘法装置的输出信号，输出第三相关值信号；和

比较装置，用于通过比较所述第三相关值信号的信号电平与规定阈值，判断所述输入信号是否待检测的码序列；以及

控制装置，用于当所述相关检测装置判断所述输入信号是待检测的码序列时，利用定时控制所述调制处理和所述解调处理。

根据本发明的还有一个方面，用于基于待发送的数据通过执行预定调制处理产生发送码元序列，和发送和接收由对发送码元序列执行规定发送处理产生的发送信号的通信终端装置，所述通信终端装置包括：：

接收装置，用于接收所述发送信号作为接收信号；

解调装置，用于对所述接收信号执行规定的解调处理；

相关检测装置包括：

信号提取装置，用于从输入信号中提取同相分量和正交分量；

第一限幅装置，用于限制所述同相分量的幅度到第一规定的恒定值；

第二限幅装置，用于限制所述正交分量的幅度到第二规定的恒定值；

匹配滤波装置，用于检测要从所述第一和第二限幅装置发送的输出信号与每个同相分量和每个正交分量待检测的码序列之间的相关和用于输出第一和第二相关值信号；

第一绝对值装置，用于计算所述第一相关值信号的绝对值；

第二绝对值装置，用于计算所述第二相关值信号的绝对值；

相加装置，用于通过相加所述第一和第二绝对值装置的输出信号，输出第三相关值信号；和

比较装置，用于通过比较所述第三相关值信号的信号电平与规定阈值，判断所述输入信号是否待检测的码序列；以及

控制装置，用于当所述相关检测装置判断所述输入信号是待检测的码序列时，利用定时控制所述调制处理和所述解调处理。当结合各附图进行阅读时，从下面的详细描述中本发明的特点、原理和用途将会变得显而易见，各附图中相同部件是由相同标号或字符表示的。

附图说明

在各附图中：

图1是表示常规的相关检测电路的方框图；

图2是表示匹配滤波器结构的方框图；

图3A和3B是表示受AGC电路影响相关检测电路的检测灵敏度恶化的简单线性图；

图4是表示按照本发明的无线LAN系统的结构方框图；

图5是表示设置在通信控制终端装置中的无线通信单元的结构的方框图；

图6是表示OFDM系统的副载波的线性图；

图7是表示OFDM系统的信号处理的简化方框图；

图8是表示OFDM系统的码元结构简单线性图；

图9是表示设置在通信控制终端装置中的无线通信单元的结构的方框图；

图10是表示相关检测电路的结构的方框图；

图11A到11E是表示相关检测电路的特性的特性曲线图；

图12是表示一帧的结构的简单线性图；

图13是表示通信序列的序列图；

图14是表示在一帧中的数据结构的简单线性图；

图15是表示按照另外的实施例的相关检测电路的结构的方框图；

图16是表示按照另外的实施例的相关检测电路的结构的方框图；

图17是表示按照另外的实施例的M-序列码发送方法的简单线性图；

图18是表示分配参考相位给各副载波的简单线性图。

具体实施方式

将参照各附图描述本发明的各优选实施例：

(1)第一实施例

(1-1)无线LAN系统的一般结构

在图4中，10一般表示按照本发明的无线LAN系统。这个无线LAN粗略地包括多个通信终端装置11A和11B和一个通信控制终端装置12。通信终端装置11A和11B包括分别与无线通信单元14A和14B相连的数据终端装置13A和13B。通信控制装置12包括与数据终端装置15相连的无线通信单元16。在这个无线LAN系统10中，在通信终端装置11A和11B之间进行的数据通信将受通信控制终端装置12的控制。在这种连接中，通信控制终端装置12可以仅由无线通信单元16构成。

设置在通信终端装置11A和11B中的无线通信单元14A和14B分别包括发送机17A、17B、接收机18A、18B、控制单元19A、19B、天线20A、20B、天线转换单元21A、21B。这些发送机17A、17B、接收机18A、18B是如此构成，使得装置可以按照OFDM系统经由无线电路执行数据通信。

另一方面，设置在通信控制终端装置12中的无线通信单元16包括发送机22、接收机23、控制单元24、资源信息存储单元25、天线26和天线转换单元27。这些发送机22、接收机23是如此构成的，使这些装置可以按照OFDM系统经由无线电路执行数据通信。再有，在资源信息存储单元25中将存储与通信终端装置11A和11B的数据通信的分配时间有关的资源信息。

如上所述，在这种无线LAN系统10中按照无线LAN系统进行数据通信。在这种无线LAN系统中，例如作成147455个OFDM(等效为4ms)码元作为一帧的时分复用数据在这个帧中将被传输。

用于同步获得的M-序列码将被从无线控制终端单元12的无线通信单元16发送到一帧的首端。这个用于同步获得的M-序列码将分别被通信终端装置11A和11B的无线通信单元14A和14B接收，用于数据发送/接收的定时将相对于这个接收的定时进行设置。

当在通信终端装置11A和11B中存在数据通信请求时，发送请求将被从通信终端装置11A和11B的无线通信单元14A和14B发送到无线控制终端单元12的无线通信单元16。在这个无线控制终端单元12的无线通信单元16中，每个通信终端装置11A和11B的发送发送分配时间将基于发送请求和资源信息被确定，和和含在发送分配时间中的控制信息将分别被从无线控制终端单元12的无线通信单元16发送到通信终端装置11A和11B的无线通信单元14A和14B。在通信终端装置11A和11B的无线通信单元14A和14B中，按照这个发送分配时间将进行数据的发送/接收。此刻，数据的发送/接收相对于将被发送到一帧的首端的用于获得同步的M-序列码将予以进行。

(1-2)通信控制终端装置和无线通信单元

在这一节中，将参照图5描述设置在无线控制终端单元12中的无线通信单元16。如图5所示，通信控制器30被设置在无线通信单元16中数据发送可以利用数据终端装置15经由这个通信控制器30进行。

来自通信控制器30的发送数据S10将被馈送到DQPSK(差分编码正交相移键控)调制电路31。DQPSK调制电路31 DQPSK调制这个发送数据S10和输出产生的发送信号S11到串-并变换器32。

串-并变换器32变换将按串行输入的数据序列S11为并行数据序列的发送信号S12并输出这个信号到反相快速富利叶变换电路(IFFT)33。反相快速富利叶变换电路33对发送信号S12进行反相富利叶变换，映射发送信号S12到频域数据和输出产生的发送信号S13到并-串变换电路34。并-串变换电路34变换将按并行数据序列提供的发送信号S13为串行序列和输出产生的发送信号S14到转换开关35。

其中，串-并变换器32、反相快速富利叶变换电路33和并-串变换电路34是按照OFDM系统变换发送信号S11为多载波信号的电路。OFDM系统是分配低比特率信号到利用多载波的每个载波的系统，这些载波是互相正交的，使得频率间隔为f₀，以至于在各个码之间没有干扰发生和对于整体来讲，按照这种系统可以获得高比特速率。

这种OFDM的发送波形的频谱如图6所示。如图6所示，在这种OFDM系统中，发送信号S11将被分配到鉴于频率间隔f₀的互相正交的各个副载波上和所述发送信号将被进行发送。

在这种OFDM方法中，发送信号S11被变换为并行信号，和对这个并行变换的发送信号S12进行反相富利叶变换，所述发送信号S12将被分配到每个载波上。另一方面，当解码时，每个f₀间隔的载波的信号分量通过富利叶变换处理将被取出。

如图7所示，在这个例子中，从DQPSK调制电路31发送的51个样值通过串并变换电路32将被变换为并行数据和并映射为频域。这个串并变换电路32的输出被反相快速富利叶变换电路33进行反相富利叶变换处理64个样值的有效码元将被从所述反相快速富利叶变换电路33进行输出。8个样值的保护间隔将被附加到这64个样值的有效码元上。

因此，在这个例子中，如图8所示，一个码元由72个样值构成，即64个码元的有效码元和8个样值的保护间隔。码元间隔T_码元是诸如T_码元＝1.953μs，样值间隔T_样值是诸如T_样值＝27.127ns，和样值频率f_样值是诸如f_样值＝36.864Mhz。

在OFDM系统中，因为数据被分为多个载波和进行发送，每一个码元的时间变长些。和因为保护间隔被按时基进行设置，这种系统具有对抖动和多径影响不敏感的优点。保护间隔被选择得大约有效码元长度的10-20％。

更具体地，在OFDM系统中，从一个接收信号的序列中断出一个有效码元长度是需要的和当进行解调时实现富利叶变换处理。即使当断出一个有效码元时由于抖动存在差错，频率分量也不会变化和仅由于存在保护间隔而出现相位差。因此，通过插入已知码型到信号中进行相位校正，或者利用差分编码减少相位差，解调是可能的。在正常QPSK调制中，需要每个比特的定时匹配。但是，在OFDM系统中，少量比持差在灵敏度上仅引起几个dB的恶化，和解调仍然是可能的。

此时，再回到图5，继续进行解释。从并串变换电路34待发送的发送信号S14将被馈送到转换开关35的输入端35A。在M-序列码发生电路36形成的M-序列码S15将被馈送到转换开关的35的输入端35B。

在发送作为同步信号M-序列码S15的情况下，开关35选择并输出所述M-序列码S15，和在所有其他情况下，它选择和输出发送信号S14。从开关35的输出信号S16将被馈送到频率变换电路36。来自PLL合成器37的本机振荡信号S17被馈送到频率变换电路36。频率变换电路36通过将输出信号S16与本机振荡信号S17相乘形成频率被变换到固定频率上的发送信号S18和输出这个信号到功率放大器38，作为被用作这个发送信号S18的频率，可以考虑诸如2.4GHz、5.7GHz或19GHz的亚微波频带。

功率放大器38放大发送信号S18到规定功率和馈送产生的发送信号S19到天线开关单元27上的开关的输入端27A。天线开关27是一个当发送信号时和当接收信号时转换到天线26上的开关，即当发送数据时该开关转换到输入端27A，而当接收数据时，该开关转换到输入端27B。因此，发送信号S19经由这个开关27被馈送到天线26和从所述天线26进行发送。

另一方面，当接收数据时，由天线26所接收的接收信号S20经由开关27被馈送到接收放大器39(一般称为LNA低噪声放大器)和然后被进行放大，该信号被馈送到频率变换电路40。

在这个频率变换电路40中，馈送来自PLL合成器37的本机振荡信号S21和该频率变换电路40通过将本机振荡信号S21与接收信号S20相乘形成具有中频频率的接收信号S22，和输出这个信号到串并变换电路41。

串并变换电路41并行变换接收信号S22和输出产生的接收信号S23到快速富利叶变换电路42(FFT)。快速富利叶变换电路42对接收信号S23进行富利叶变换处理和输出产生的接收信号S24到并串变换电路43。并串变换电路43变换接收信号S24为串行数据流的接收信号S25和输出这个信号到DQPSK解调电路44。

这里，串并变换电路41、快速富利叶变换电路42和并串变换电路43对接收信号S22进行OFDM方式解码。更具体地，在串并变换电路41中，有效数据被断出和接收信号波形将按每个f₀间隔被捕捉和被变换为并行数据。这个串并变换电路41的输出将被馈送到快速富利叶变换电路42和将被执行富利叶变换处理。因此，通过对按每f₀取样的波形进行富利叶变换处理，将执行OFDM方式解码。

对接收信号S25进行DQPSK解调电处理的DQPSK解调电路44恢复接收数据S26和输出这个数据到通信控制器30。通信控制器30输出这个接收数据S26到数据终端装置15。

在这个无线通信单元16中，整个操作将由控制器45进行控制。数据发送和数据接收将基于来自控制器45的命令进行控制，和通信控制器30在数据终端装置15之间进行发送数据S10和接收数据S26的数据传送。

在这个无线LAN系统中，通过制成一帧作为一个单元的TDMA方式，数据将被进行发送，和用于获得同步的M-序列码将在一帧的首端按一个码元进行发送。为了实现这种在通信控制终端装置12的无线通信单元16中的控制，设置M-序列码产生电路36和包括资源信息存储单元25和定时器46的一个存储器。在这种情况下，在一帧的首端码元的定时上，开关35将被转到输入端35B和因此，在该帧的首端M-序列码将被发送。

当从通信终端装置11A、11B的无线通信单元14A、14B的通信请求被发送时，这个发送请求被天线26接收和由快速富利叶变换电路42进行OFDM解调和随后由DQPSK解调电路44进行DQPSK解调和被馈送到通信控制器30上。和被解调的显示出发送请求的接收数据将被从通信控制器30发送到控制器45。

控制器45连接到资源信息存储单元25。在这个资源信息存储单元25中，存储在每帧待发送的每个通信终端装置11A、11B的配时间上的资源信息。控制器45基于接收的发送请求和通信资源剩余，确定每个通信终端装置11A、11B的发送分配时间。表示这种发送分配时间的控制信息将从控制器45发送到通信控制器30。通信控制器30馈送作为一个发送数据S10的这个控制信息到DQPSK解调电路31并因此，经由DQPSK调制电路31和反向快速富利叶变换电路33将施加调制处理和从天线26作为发送信号S19被发送到通信终端装置11A、11B的无线通信单元14A、14B。

(1-3)通信终端装置的无线通信单元

而后，在这一节中将参照图9解释分别设置在通信终端装置11A、11B中的无线通信单元14A、14B。在这种连接中，因为基本上无线通信单元14A、14B具有相同的结构，下面仅描述无线通信单元14A。如图9所示，在无线通信单元14A中，经由通信控制器51输入发送数据S30。从通信控制器51发出的发送数据被馈送到DQPSK调制电路52。DQPSK调制电路52对发送数据S30进行DQPSK调制和输出产生的发送数据S31和输出该产生的发送数据S31到串并变换电路53。

串并变换电路53变换串行数据流的发送数据S31为并行数据流的发送数据S32和输出这个数据到反向快速富利叶变换电路54。反向快速富利叶变换电路54对发送信号S32进行反向快速富利叶变换，映射发送数据S32为频域数据和输出产生的发送数据S33到并串变换电路55。并串变换电路55变换按并行数据流的馈送的发送信号S33为串行数据流和馈送产生的发送信号S34到频率变换电路56。串并变换电路53、反向快速富利叶变换电路54和并串变换电路55变换发送信号S31为利用OFDM方式的多载波信号，正如在无线通信单元16的情况一样。

在频率变换电路56中，本机振荡信号S35从PLL合成器57被进行馈送，频率变换电路56将发送信号S34乘以本机振荡信号S35，形成频率被变换为规定频率的发送信号S36，和输出这个信号到功率放大器58。

功率放大器58放大发送信号S36到预定功率和馈送产生的发送信号S37到包括天线开关单元21A的开关的输入端21AA。当接收数据时和当发送数据时，这个开关21A转变连接到天线20A。在当发送数据时，开关21A被转变到输入端21AA侧，而当接收数据时，被转变到输入端21AB侧。因此，发送信号S37经这个开关被馈送到天线20A和从这个天线进行发送。

另一方面，当接收数据时，由天线20A接收的接收信号经开关21A被馈送到接收放大器59，和被进行放大以后该信号被馈送到频率变换电路60。

在频率变换电路60中，提供来自PLL合成器57的本机振荡信号S39，并且频率变换电路60通过将接收信号S38乘以本机振荡信号S39形成中频的接收信号S40并输出这个信号到串并变换电路61和相关检测电路62。

串并变换电路61变换接收信号S40为并行信号和输出产生的接收信号S41到快速富利叶变换电路63。快速富利叶变换电路63对接收信号S41施加富利叶变换处理和输出产生的接收信号S42到并串变换电路64。并串变换电路64变换接收信号S42为串行数据序列的接收信号S43和输出这个信号到DQPSK解调电路65。此时，串并变换电路61、快速富利叶变换电路63和M-序列码、和并串变换电路64按照上面描述的无线通信单元16相同的方式进行OFDM方式的解码。

DQPSK解调电路65对接收信号S43施加DQPSK解调处理，恢复接收信号S44和输出该信号到通信控制器51。通信控制器51发送这个接收信号S44到数据终端装置13A。

这里，在无线通信单元14A中，整个功能将由控制器66进行控制。数据发送和数据接收将通过来自控制器66的命令进行和基于这个控制，通信控制器51在和数据终端装置13A之间进行发送数据和接收数据的数据传输。

在这个无线LAN系统10中，数据通过制成一帧作为一个单元的TDMA方式将被发送，和用于获得同步的M-序列码将被从通信控制终端装置12的无线通信单元16发送到一帧的首端一个码元。为了实现这种控制，这个无线通信单元14A装备相关检测电路62和定时器67。从通信控制终端装置12的无线通信单元16进行发送的M-序列码在帧的前端的定时将被天线20A所接收和传送到相关检测电路62。相关检测电路62检测接收的码与预置码之间的相关性。和如果判断相关性非常强，则表示该码具有相关性，即M-序列码已经被接收的检测输出S45将被传送到定时器67。定时器67进行使在这个检测输出S45上的定时被设置为参考时间的时间管理。

在存在着用户希望发送数据的情况下，发送请求按照控制器66的命令将从通信控制器51进行发送。这个发送请求在DQPSK调制电路52中进行DQPSK调制和在反向快速富利叶变换电路54中进行OFDM变换和从天线20A发送到通信控制终端装置12。发送请求在通信控制终端装置12被接收而含有发送分配时间的控制信息将被从通信控制终端装置12发回。

这个控制信息将被天线20A接收和在快速富利叶变换电路63中进行解调，和然后在DQPSK解调电路65中进行DQPSK解调和被馈送到通信控制器51。然后，表示解调的控制信息的接收数据从通信控制器51馈送到控制器66。

这个控制信息含有涉及发送时间的信息。这些时间参考定时器67的时间进行设置。定时器67设置定时，在该定时上相关检测电路62规定检测输出S45(即，在该定时上M-序列码被从通信控制终端装置12进行发送)作为参考时间，控制相关于这个参考时间的发送时间和包含在控制信息中的时间信息。

当定时器67判断发送开始时间已经到来，控制器66输出发送数据的发送命令到通信控制器51。接收这个命令后，通信控制器51开始发出发送数据S30。发出的发送数据S30在DQPSK调制电路52中进行DQPSK调制和由反向快速富利叶变换电路54中进行OFDM变换处理和经天线20A进行发送。再有，当定时器67判断接收时间已经到来时，控制器66发出一个接收开始命令给快速富利叶变换电路63。因此，由天线20A接收的接收信号S38经快速富利叶变换电路63进行解调。

利用这种安排，在这个无线LAN系统10中，数据按照OFDM方式利用多载波被发送。如上所述，OFDM波相对于抖动是强信号并且解调是可能的，即使当少量样值漏掉时也是如此。但是，再有一些漏掉和包含两个码元时就不能解调了。因此，定时应当被设置在某种程度。在这个无线LAN系统10中，例如设置147455个码元(4ms)为一帧，数据将在这个帧中通过TDMA方式进行发送，和M-序列码将被设置在每帧的首端的一个码元中，和利用M-序列码，解调定时将被设置。

如果接收的时钟相对于接收的OFDM波具有6.8ppm的延迟，则2.7.2ns的时间差在4ms的一帧之间进行累加。这等效于36.864MHz的取样速率。因此，如果可能准备具有大约6.8ppm精度的时钟，则解调可能无故障地进行。

在这种连接中，作为用于同步的码元，除M-序列码外，准备两种具有相同频率的M-序列码和附加上这些码，可以使用合成码序列、金色码、Burker码或分组码。

(1-4)相关检测电路的构成

接下来，在这一节中将参照图10解释上述的相关检测电路62。如图10所示，相关检测电路62大致地包括限幅器70、匹配滤波器71和比较器72。首先，从频率变换电路60发出的接收信号S40经由输入端IN输入到限幅器70。限幅器70是按照接收信号S10的信号幅度的正/负限制所述接收信号S40的幅度为固定电平的电路。

如果假设接收信号S40的幅度函数是r(t)，限幅器70限制接收信号S40的幅度为一个固定电平，使得幅度值变为对应于接收信号S40的幅度的正/负的“+1”或“-1”和输出其幅度被固定到如以下方程所表示的规定电平的接收信号S50：

匹配滤波器71具有近似与表示在图2相同的结构，和这个匹配滤波器71将待输入的接收信号S50的码序列和检测的码序列分别与相应的系数待进行相乘和通过相加该相乘的结果，获得一个相关值信号S51和输出这个信号到随后的比较器72。在这个匹配滤波器71中的相关值计算处理可以利用接收信号S50的幅度函数进行解释和将被检测的码序列P(t)按如下表示： $\mathrm{cor}\left(t\right)={\∫}_0^{\mathrm{TS}}\hat{r}\left(t\right)P*(t-\mathrm{\τ})\mathrm{d\τ}---\left(2\right)$

其中r(t)：接收信号S50的幅度函数

    P(t)：将被检测的码序列

    cor(t)：将被发送输出的相关值信号

匹配滤波器71输出如在方程(2)所示的相关值cor(t)作为相关值信号S51。

比较器72比较这个相关值信号S51与将被从外部馈送的阈值信号TH的信号电平。如果结果表示相关值信号S51的电平超过TH信号的信号电平，则比较器72发送一个检测输出S45表示待检测的码序列(即，M-序列码)已经经由输出端OUT被接收到定时器67中。

在这种连接中，因为待从匹配滤波器71发送出的相关值信号S51被表示在方程(2)中，这个信号正比于将被输入的接收信号的幅度。因此，一般这个匹配滤波器71的输出信号电平变得低于常规匹配滤波器的输出。因此，待输入到比较器72的阈值TH信号的信号电平被设置为低于常规值的规定值。

这里，在接收信号S40是M-序列码的情况下，，因为M-序列码是将被检测的码，所以具有相关性，和即使其幅度通过限幅器70被调整为固定值也是如此，并因此，具有大的信号电平的相关值信号S51将被从匹配滤波器进行发送。从而，因为相关值信号S51是大的，表示相关值信号S51电平的检测输出S45超过阈值TH信号并在比较器72中被检测的M-序列码将被输出。

另一方面，在具有大的信号电平的接收信号的情况下，但不是所述的M-序列码，则接收信号S40的幅度将被固定在“+1”或“-1”和因此所接收的固定信号将被输入到匹配滤波器71。因为该不是M-序列码的信号不具有与设置在匹配滤波器71中的乘法器中的系数的相关性，具有小电平的相关值信号S51将被从匹配滤波器71进行发送，即使各个系数曾被相乘和相乘的结果曾被相加。因此，在比较器72中，相关值信号S51的信号电平没有超过阈值TH信号的信号电平和检测输出S45将不会被输出。

因此，在这个相关检测电路70中，因为接收信号S40的幅度被设置为固定值，仅M-序列码可以被正确地检测。在这种连接中，通过下面解释当不是M-序列码的信号被接收机到时相关值信号的信号电平变大，当不是M-序列码的信号被接收时相关值信号S51的信号电平变小的原因可以很容易地知道。

一般，，如果待输入的信号定为x(t)和待检测的码序列定为p(t)，则在匹配滤波器中的信号处理清楚地表示为以下形式： $\mathrm{cor}\left(t\right)={\∫}_0^{\mathrm{TS}}x\left(t\right)P*(t-\mathrm{\τ})\mathrm{d\τ}---\left(3\right)$

其中x(t)是输入信号

    p(t)是待检测的码序列

此刻，如果其信号电平为10倍的这个x(t)的输入信号x(t)′被输入，则从匹配滤波器将被输出的相关值信号可以被表示为如下方程的形式： $\mathrm{cor}\left(t\right)={\∫}_0^{\mathrm{TS}}x{\left(t\right)}^{\′}P*(t-\mathrm{\τ})\mathrm{d\τ}$ $={\∫}_0^{\mathrm{TS}}10x\left(t\right)P*(t-\mathrm{\τ})\mathrm{d\τ}$ $=10{\∫}_0^{\mathrm{TS}}x\left(t\right)P*(t-\mathrm{\τ})\mathrm{d\τ}$ …(4)

如上所述，相关值信号的信号电平变得10倍大。因此，当与由匹配滤波器将要检测的码序列不相关的输入信号输入时，如果该信号非常大，则具有大信号电平的相关值信号将被进行发送，即使它们根本不相关。

在这个相关检测电路62中，为了避免这样的问题，待输入的接收信号S40的信号电平被限幅器70设置为固定的恒定电平和即使输入了具有大的信号电平的接收信号，但是并不相关，也可以事先防止作为待检测的码序列被误断定。

此刻，当相关被利用相关检测电路62进行检测时每个单元在时间上的信号波形被表示在图11A到11E。图11A和11B表示接收信号S40的同相分量(即I分量)和正交分量(即Q分量)的信号电平(在图中由输入表示)，和接收信号S50的信号电平(在图中由输出表示)，该信号是限幅器70的输出。图11C表示接收信号S40的信号分量，和图11D表示相关值信号S51的信号电平，该信号是匹配滤波器71的输出，和图11E常规相关检测电路的匹配滤波器的输出。从图11D和11E之间的比较可以清楚看出，在常规情况下，如果接收信号S48的信号电平是大的，则相关值信号的信号电平变大，即使是没有M-序列码(在图中由“M-阵列”表示)的情况也是如此，和结果，由于M-序列码曾经被接收而作出误判断。但是，在按照本发明的的相关检测电路62的情况下，因为接收信号S40的幅度被设置为恒定电平，可以获得其信号电平仅由于M-序列码将被检测到才增加的相关值信号S51和因此，M-序列码的接收可以被正确地检测。

(1-5)通信协议

然后接下来，在下面的章节将描述无线LAN系统10的通信协议。首先，在图12表示出按照这个无线LAN系统10的在数据通信时间上的帧结构。如图12所示，一帧被分为控制数据发送时间和信息数据发送时间。在控制数据发送时间中将进行异步数据通信，而在信息数据发送时间中将进行同步数据通信。当用于同步的码元被从通信控制终端装置12进行发送时，各个通信终端装置11A、11B基于这个用于同步的码元(即，M-序列码)的接收，发送发送请求到通信控制终端装置12。通信控制终端装置12响应这个发送请求，发送包含发送分配时间的控制信息到各个通信终端装置11A、11B。控制信息的发送是在控制数据发送时间中按照异步通信进行的。在通信终端装置11A、11B之间进行数据通信的情况下，通信终端装置11A、11B按照这个发送分配时间执行数据通信。通信终端装置11A、11B之间的数据通信将利用信息数据发送时间同步地进行。

在信息数据通信时间中将被进行的数据通信可以按异步方式进行和也可以按异步通信和同步通信共存的方式进行。

此刻，在通信终端装置11A和通信终端装置11B之间进行数据通信的情况下的通信序列被表示在图13，和在时间上将按一帧进行的TDMA通信的数据内容将被表示在图14中。

如图13所示，在一帧的一个码元中，M-序列码被从通信控制终端装置12向每个通信终端装置11A、11B发送。这个M-序列码分别被每个通信终端装置11A、11B的无线通信单元14A和14B所接收，和进行时间控制的定时器67将基于这个接收的M-序列码的定时被进行设置。

然后，在时间点t₁，通信控制终端装置12通过轮询处理，呼叫通信终端装置11A、11B。当接收到这个呼叫时，在时间点t₂，通信终端装置11A发出一个证实信号，即一个应答信号。另外，通信终端装置11B在时间点t₃回答发送一个证实信号，该时间点从时间点t₂进行了延迟。在这个时间点上，如果请求发送，则这个证实信号包含发送请求。在这个时间点上，假设通信终端装置11A发送表示到通信终端装置11B的数据转移的发送请求，和通信终端装置11B发送表示到通信终端装置11A的数据转移的发送请求。

通信控制终端装置12基于这些发送请求确定发送分配时间，和在时间点t₄，控制信息被发送到通信终端装置11A、11B。这里，假设通信终端装置11A的发送开始时间被确定为t₅和通信终端装置11B的发送开始时间被确定为t₆。

当接收到包括发送分配时间的控制信息时，通信终端装置11A在时间点t₅开始向通信终端装置11B的数据发送。同样，当来自通信终端装置11A的数据发送结束时，接收控制信息的通信终端装置11B在接着的时间点t₆开始向通信终端装置11A的数据发送。在这种连接中，在通信终端装置11A、11B中的时间点t₅和t₆的定时判断是由定时器67进行的，该定时器操作按所接收的M-序列码作为参考时间进行定时。

当上述操作已经被进行时，如图14所示的数据将被按一帧进行发送。更具体地，如图14所示，M-序列码被发送到一帧的首端，每个通信终端装置11A、11B在时间点t₁被呼叫，和在时间点t₂和t₃呼叫的证实信号被返回，包含发送分配时间的控制信息在时间点t₄被发送，和从通信终端装置11A到通信终端装置11B的数据发送在时间点t₅开始，和从通信终端装置11B到通信终端装置11A的数据发送在时间点t₅开始。

因此，因为OFDM方式被用在这个无线LAN系统，所以可能实现高速的数据速率。数据将被按照TDMA作成一帧为一个单元进行发送，M-序列码将被在一帧的首端进行发送和发送/接收定时将利用这个M-序列码做参考被设置。

每个通信终端装置11A、11B的发送/接收时间将由来自通信控制终端装置12的控制信息被进行分配。和因为每个通信终端装置11A、11B的定时器67被相对于在一帧的首端的M-序列码进行设置，各个通信终端装置11A、11B的定时器67被设置的相等。因此，当接收时，数据可以被再生，仅解调在该帧中所要求的码元。再有，数据可以在相同帧中对来自多个通信终端装置11A、11B的被复用，和数据可以按相同的解调定时被解调，即使是存在着抖动。

在这种连接中，即使在发送端的定时器和接收端的定时器中存在着小的差别，由于OFDM方式的特性，数据也可以无故障地进行解调。因此，不需要每个脉冲串接收前获得同步和不需要对每个脉冲串提供同步。因此，在帧中的各个比特可以被有效地利用。

(1-6)操作和效果

按照上述结构，在无线LAN系统10中，M-序列码在帧的首端被从通信控制终端装置12进行发送，和M-序列码在通信终端装置11A、11B被接收，和时间控制将相对于接收的M-序列码的定时被进行控制。将由相关检测电路62进行判断是否M-序列码已经被接收。

在相关检测电路62中，首先，限制器70限制接收信号S40的幅度为恒定值，和输入产生的接收信号S50到匹配滤波器71。在匹配滤波器71中，接收的码序列将被对应于待检测的M-序列码的系数相乘和相加该相乘的结果，相关值信号S51将被发送出去。因此，通过在比较器72中比较这个相关值信号S51与阈值TH，该M-序列码是被接收到还是未被接收到将被确定。在这种情况下，因为接收信号S40的幅度被固定在或者“+1”或者“-1”，可以获得仅当M-序列码被接收到时其信号电平才增加的相关值信号S51，和因此，基于这个相关值信号S51，可以肯定地判断是否M-序列码已经被接收到。

再有，在这种情况下，如果在接收M-序列码的紧前面存在着具有大信号电平的接收信号和由AGC电路产生减少M-序列码的增益的操作，但因为幅度被限幅器70设置为固定的电平，则由AGC电路的增益减少完全没有影响。

代替接收信号S40的幅度调整为固定电平，可以考虑计算接收信号S40的平均幅度和利用这个平均值归一化将被从匹配滤波器71发送的相关值信号的方法。但是，在这种方法的情况下，当具有非常大的信号电平的接收信号被接收时，存在在平均幅度计算电路中溢出的可能性和除法器执行归一化处理和M-序列码不能被检测到。再有，按照这种方法，因为需要提供平均幅度计算电路和除法器，电路结构变得非常复杂和结果，存在着一种相关检测电路不能小型化的担心。

另外一个方面，按照本发明的相关检测电路62，因为接收信号S40的幅度被限幅器70固定为“+1”或者“-1”，该电路将不会引起溢出和M-序列码可以被肯定地检测。再有，因为不需要提供平均幅度计算电路和除法器电路，相关检测电路可以被构成为简单的结构。

按照上述结构，因为接收信号S40的幅度被限制为固定的电平，和输入幅度固定的接收信号S50到匹配滤波器71，相关值信号S51被检测和这个相关值信号S51与阈值TH进行比较，将可以确定待检测的码序列已经被接收到，还是未被接收到，按照接收信号S50的信号电平的检测差错可以被事先防止，和待检测的码序列可以利用简单的结构进行检测。

(2)其它实施例

上述实施例已经论及从接收信号S40中检测相关值信号S51。但是，本发明不仅限于此。而且同相分量(即I分量)和正交分量(即Q分量)也可以从接收信号S40中提取和相关值信号可以对每个分量进行检测。这种情况的例子将参照图15和16进行描述。如图15所示，在相关检测电路80中，接收信号S40被首先输入到第一和第二乘法器81和82。本机振荡信号60被输入到乘法器81和82，本机振荡信号60的相位被移相器83延迟了2/π的本机振荡信号61也被输入到乘法器81和82。乘法器81将本机振荡信号60乘以所输入的接收信号S40，提取基带信号的同相信号S_I。另外，乘法器82通过将本机振荡信号61乘以所输入的接收信号S40，提取基带信号的正交信号S_Q。

在各不必要分量被消除后，这些同相分量S_I和正交分量S_Q分别经由低通滤波器83和84将被输入到限幅器85和86。限幅器85和86具有与图10所示的限幅器70相同的结构和这些限幅器产生的同相分量S_I和正交分量S_Q将被变换成对应于所述幅度的正或负的固定电平“+1”或者“-1”，和输出产生的同相分量S62和正交分量S63到匹配滤波器87。匹配滤波器87检测每个分量的相关值信号S64和S65和分别发送这些信号到乘法器88和89。

利用这种安排，在这些相关值信号S64和S65被乘法器88和89平方后，可以获得利用加法器90将同相分量和正交分量相加的相关值信号S66。这个相关值信号S66被输入到比较器72并且通过这个信号与阈值TH进行比较，可以判断出要检测的M-序列码是已经被接收到，还是未被接收到。

因此，如果利用信号提取装置(81-83)从接收信号S40中提取同相分量和正交分量相，每个分量的相关值信号S64和S65被检测和相关值信号S66可能通过相加这些信号被检测，待检测的码序列可以被正确地从进行诸如DQPSK调制个相位调制接收信号中检测出来。

在这种情况下，待检测的相关值信号S66可以表示为以下形式： $\mathrm{cor}\left(r\right)={|\underset{i}{\mathrm{\Σ}}\hat{r}\left(\mathrm{re}\right)\left(i\right)P*(i-j)|}^2+{|\underset{i}{\mathrm{\Σ}}\hat{r}\left(\mathrm{im}\right)\left(i\right)P*(i-j)|}^2---\left(5\right)$

再有，在其中与图15对应的部件用相同标号表示的图16中，在相关检测电路100中设置代替乘法器88或89的绝对值电路101个102，和获得每个检测的分量的相关值信号S64和S65的绝对值和将这些信号相加，可以检测出组合的同相分量和正交分量的相关值信号S70。利用这种安排，因为电路构成比在获得不是平方值的绝对值的情况简单些，所以相关检测电路100能够利用比较简单的电路结构正确检测待检测的码序列。

在这种情况下待检测的相关值信号S70可以按以下方式表示： $\mathrm{cor}\left(r\right)=|\underset{i}{\mathrm{\Σ}}\hat{r}\left(\mathrm{re}\right)\left(i\right)P*(i-j)|+|\underset{i}{\mathrm{\Σ}}\hat{r}\left(\mathrm{im}\right)\left(i\right)P*(i-j)|---\left(6\right)$

另外，上面描述的实施例涉及设置接收信号S40幅度为固定电平“+1”或“-1”的情况。但是，本发明并不仅限于此，而还可以将幅度设置为“+0.5”或“-0.5”。无论如何，如果接收信号S40的信号电平可以被在可以设置成均匀电平的范围内设置为固定电平，其他值也可以采用。

再有，上面描述的实施例涉及发送对应于一个OFDM码元的M-序列列码到一帧的首端的情况。但是，本发明并不仅限于此，而作为用于同步的码元，可以不一定是一个码元。无论如何，作为这个用于同步的码元的长度，可变长度是可以接受的。如图17所示，例如设置M-序列码的长度为31比特，短于一个码元，并且一段空间可以设置在一帧的首端，或作为M-序列码的长度，可以利用长于一个码元的长度。再有，用于帧同步的M-序列码并不需要设置在帧的首端，而M-序列码可以设置在帧中的各种位置上。

另外，如图18所示，信息可以变放置在各个子载波之间的不同相位。更具体地，在DQPSK调制中，频率的方向进行变化。如果当接收信号时取样定时延迟了，在被富利叶变换的每个子载波的QPSK波的相位在当OFDM解调的时间上被反向。作为一种获得正确QPSK相位的方法，可以采用作为导频信号分配已知相位信号到OFDM子载波的部分和形成参考相位的方法。在图18的例子所示，信息被放置在相对于第一载波的各个载波之间的不同相位上。因此，即使相位反向，旋转的量是小的和只存在小的误差。因为在图18的例子只，第一载波被指定为赋予参考相位的载波，而其它载波可以按照该参考进行分配。

另外，上面描述的实施例涉及DQPSK调制数据和经由OFDM多载波发送数据的情况。但是，本发明并不仅限于此，而还可以利用多电平调制QAM(正交幅度调制)。作为QAM，可以利用诸如16-QAM、21-QAM、128-QAM、256-QAM。另外，作为编码，还可以利用格子码调制。

再有，上面描述的实施例涉及在通信控制终端装置12的无线通信单元16中设置M-序列码产生电路36和在通信终端装置11A和11B的无线通信单元14A和14B中设置相关检测电路62的情况。但是，本发明并不仅限于此，而还可以将M-序列码产生电路和相关检测电路都设置在一个终端装置中和可能被构成为，取决于是否这些电路可能被用作通信控制终端或者通信终端装置，M-序列码产生电路和相关检测电路可以被改变和被利用。

按照如上所述的本发明，因为输入信号是在这个输入信号的幅度被限幅到固定值后输入到匹配滤波器装置的，可以防止来自匹配滤波器的并不是码序列的具有大的信号电平的相关值的偶然输出和只有码序列被检测到才可以正确地进行检测。并因此可以实现能够从输入信号中正确地检测规定码序列的相关检测和具有简单的结构。

虽然已经结合本发明的优选实施例进行了描述，但是对于本专业的技术人员来说，可以作出各种改变和修改是显而易见的，因此，在后附的权利要求书覆盖落入本发明的真正精神和范围中的所有这些改变和修改。

Claims (10)

1.一种利用相关性从输入信号中检测码序列的相关检测装置，包括：

限幅装置，用于根据所述输入信号的正/负值，限制所述输入信号的幅度到规定的恒定值；

匹配滤波装置，当检测从所述限幅装置馈送的输出信号与所述待检测的码序列的相关性时，用于输出相关值信号；和

比较装置，用于通过比较所述相关值信号的信号电平与规定阈值，判断是否所述输入信号是待检测的码序列。

2.一种利用相关性从输入信号中检测码序列的相关检测装置，包括：

信号提取装置，用于从所述输入信号中提取同相分量和正交分量；

第一限幅装置，用于限制所述同相分量的幅度到第一规定的恒定值；

第二限幅装置，用于限制所述正交分量的幅度到第二规定的恒定值；

匹配滤波装置，用于检测从所述第一和第二限幅装置发送的输出信号与每个同相分量和每个正交分量待检测的码序列之间的相关性和用于输出第一和第二相关值信号；

第一乘法装置，用于平方所述第一相关值信号；

第二乘法装置，用于平方所述第二相关值信号；

相加装置，用于通过相加所述第一和第二乘法装置的输出信号，输出第三相关值信号；和

比较装置，用于通过比较所述第三相关值的信号电平与规定阈值，判断所述输入信号是否待检测的码序列。

3.一种利用相关性从输入信号中检测码序列的相关检测装置，包括：

信号提取装置，用于从所述输入信号中提取同相分量和正交分量；

第一限幅装置，用于限制所述同相分量的幅度到第一规定的恒定值；

第二限幅装置，用于限制所述正交分量的幅度到第二规定的恒定值；

匹配滤波装置，用于检测从所述第一和第二限幅装置发送的输出信号与为每个同相分量和每个正交分量待检测的所述码序列之间的相关性和用于输出第一和第二相关值信号；

第一绝对值装置，用于计算所述第一相关值信号的绝对值；

第二绝对值装置，用于计算所述第二相关值信号的绝对值；

相加装置，用于通过相加所述第一和第二绝对值装置的输出信号，输出第三相关值信号；和

比较装置，用于通过比较所述第三相关值信号的信号电平与规定阈值，判断所述输入信号是否待检测的码序列。

4.一种利用相关性从输入信号中检测码序列的相关检测方法，包括以下步骤：

根据所述输入信号的正/负值，限制所述输入信号的幅度为规定的恒定值；

检测幅度被固定为规定值的输入信号与待检测的码序列之间的相关值，

通过比较所述相关值的信号电平与规定阈值，判断所述输入信号是否待检测的码序列。

5.按照权利要求4的相关检测方法，其特征在于还包括以下步骤：

从所述输入信号中提取同相分量和正交分量；和

组合为每个同相分量和每个正交分量所计算的相关值，和对所述被组合的结果与所述阈值进行比较。

6.按照权利要求5的相关检测方法，其特征在于还包括以下步骤：

在组合为每个同相分量和每个正交分量所计算的相关值的情况下，每个相关值被排序和被进行组合。

7.按照权利要求5的相关检测方法，其特征在于还包括以下步骤：

在组合为每个同相分量和每个正交分量所计算的相关值的情况下，获得每个相关值的绝对值和将所述绝对值进行组合。

8.用于基于待发送的数据通过执行预定调制处理产生发送码元序列，和发送和接收由对发送码元序列执行规定发送处理产生的发送信号的通信终端装置，所述通信终端装置包括：

接收装置，用于接收所述发送信号作为接收信号；

解调装置，用于对所述接收信号执行规定的解调处理；

相关检测装置，包括：

限幅器装置，用于根据所述输入信号的正/负值，限制输入信号的幅度为规定的恒定值；

匹配滤波装置，用于当检测从所述限幅器装置提供的输出信号和待检测的码序列之间的相关性时，输出相关值信号；和

比较装置，用于通过比较所述相关值信号的信号电平与规定阈值，判断所述输入信号是否待检测的码序列；以及

控制装置，用于当所述相关检测装置判断所述输入信号是待检测的码序列时，利用定时控制所述调制处理和所述解调处理。

9.用于基于待发送的数据通过执行预定调制处理产生发送码元序列，和发送和接收由对发送码元序列执行规定发送处理而产生的发送信号的通信终端装置，所述通信终端装置包括：

接收装置，用于接收所述发送信号作为接收信号；

解调装置，用于对所述接收信号执行规定的解调处理；

所述相关检测装置，包括：

信号提取装置，用于从输入信号中提取同相分量和正交分量；

第一限幅装置，用于限制所述同相分量的幅度到第一规定的恒定值；

第二限幅装置，用于限制所述正交分量的幅度到第二规定的恒定值；

匹配滤波装置，用于检测要从所述第一和第二限幅装置发送的输出信号与每个同相分量和每个正交分量待检测的码序列之间的相关和用于输出第一和第二相关值信号；

第一乘法装置，用于平方所述第一相关值信号；

第二乘法装置，用于平方所述第二相关值信号；

相加装置，用于通过相加所述第一和第二乘法装置的输出信号，输出第三相关值信号；和

比较装置，用于通过比较所述第三相关值信号的信号电平与规定阈值，判断所述输入信号是否待检测的码序列；以及

控制装置，用于当所述相关检测装置判断所述输入信号是待检测的码序列时，利用定时控制所述调制处理和所述解调处理。

10.用于基于待发送的数据通过执行预定调制处理产生发送码元序列，和发送和接收由对发送码元序列执行规定发送处理产生的发送信号的通信终端装置，所述通信终端装置包括：

接收装置，用于接收所述发送信号作为接收信号；

解调装置，用于对所述接收信号执行规定的解调处理；

相关检测装置包括：

信号提取装置，用于从输入信号中提取同相分量和正交分量；

第一限幅装置，用于限制所述同相分量的幅度到第一规定的恒定值；

第二限幅装置，用于限制所述正交分量的幅度到第二规定的恒定值；

匹配滤波装置，用于检测要从所述第一和第二限幅装置发送的输出信号与每个同相分量和每个正交分量待检测的码序列之间的相关和用于输出第一和第二相关值信号；

第一绝对值装置，用于计算所述第一相关值信号的绝对值；

第二绝对值装置，用于计算所述第二相关值信号的绝对值；

相加装置，用于通过相加所述第一和第二绝对值装置的输出信号，输出第三相关值信号；和

比较装置，用于通过比较所述第三相关值信号的信号电平与规定阈值，判断所述输入信号是否待检测的码序列；以及

控制装置，用于当所述相关检测装置判断所述输入信号是待检测的码序列时，利用定时控制所述调制处理和所述解调处理。

Images