CN113039710A - 功率变换器及其周期调制控制方法 - Google Patents

Abstract

本公开是关于一种用于控制谐振功率变换器的输出电压的控制器和控制方法，包括根据控制周期来控制功率变换器。该控制周期包含开通工作模式和关断工作模式，其中开通工作模式T_on时间段生成电压Vo1；关断工作模式T_off时间段生成电压Vo2。变换器以首先选择的开关频率工作，在首先选定的开关周期数对应的开通时间T_on内，生成Vo1。可采样变换器输出电压或输入输出电压，并用于确定开通工作模式的开关频率和关断工作模式的持续时间。功率变换器的最终输出电压基于(T_on)∶(T_on+T_off)的比值调节至选定值。本实施例可以适用宽的输入电压范围，并提供宽的输出电压范围，与手机、平板电脑和笔记本电脑等设备兼容。

Description

功率变换器及其周期调制控制方法

技术领域

本发明与功率变换器的控制器相关。更具体地来说，本发明涉及到实现功率变换器(例如谐振功率变换器)以宽输入电压范围和宽输出电压范围工作的控制器和控制方法。

背景技术

当前，提出了USB功率传输标准(USB Power Delivery standard，USB-PD)以解决手机，平板电脑和笔记本电脑的电源适配器的输出电压电平不兼容的问题。兼容PD的电源适配器能够将通用的交流AC电压转换为直流DC电压，并为便携式设备(例如手机，平板电脑和笔记本电脑)提供5V至20V可调的输出电压。电源适配器将与正在充电的设备(例如笔记本电脑，平板电脑或手机)通信，然后生成与设备需求相匹配的所需输出电压电平。因此，同一电源适配器可用于与USB-PD兼容的多个设备。

谐振变换器是实现USB-PD充电器的理想选择，因为它具有零电压开关(ZVS)和高开关频率工作等特性，可减小电源适配器的整体尺寸。当使用诸如GaN(氮化镓)开关之类的开关设备时，尤其如此，它可以在电源适配器应用中实现高效率和小尺寸。

但是，为了达到5V至20V的输出变化范围，谐振变换器的开关频率必须在较宽的范围内(例如3：1或更高的比值)变化，这不利于设计。如果电压增益变化范围设计得很宽，则性能(例如效率，功率密度等)将下降。例如，在输入电压为200V DC的条件下，如果输出电压为5V，则所需的电压增益为0.025(5V/200V)。如果输出电压为9V，则所需的电压增益为0.045(9V/200V)。如果输出电压为20V，则所需的电压增益为0.1(20V/200V)。也就是说，谐振变换器的电压增益变化必须在0.025至0.1之间变化，或者对于200V DC的固定输入电压必须在4：1的范围内变化。如果考虑输入电压变化，则所需的电压增益变化将更高。在这种情况下，谐振变换器必须在非常宽的频率范围内工作，并且牺牲了效率和功率密度。

除了USB-PD应用以外，其他几种应用也需要非常宽的电压增益变化范围。一个示例是电动汽车(Electric Vehicle，EV)电源系统的DC-DC变换器。该DC-DC变换器通常被设计为适应9V至16V的输出电压电平和240V至430V的输入电压电平。因此，DC-DC变换器的最高电压增益要求为16V/240V＝0.067，而最低电压增益要求为9V/430V＝0.021。在这种情况下，所需的电压增益变化范围为0.021至0.067，或变化范围为3.2：1。对于谐振变换器，这也是非常具有挑战性的要求。为了维持如此宽的电压增益变化范围，谐振变换器的设计受到了影响，效率无法得到优化。

发明内容

本公开提供一种功率变换器及其周期调制控制方法，以解决相关技术的不足。

根据本公开实施例的第一方面，提供一种用于控制谐振功率变换器的输出电压的方法，该方法包括：

根据控制周期Tcontrol来控制功率变换器，该控制周期包括持续时间为T_on的开通工作模式和持续时间为T_off的关断工作模式；

根据控制周期Tcontrol来控制功率变换器，该控制周期包括处于开通工作模式的持续时间T_on和处于关断工作模式的持续时间T_off；

其中，基于(T_on)：(T_on+T_off)的比例，功率变换器的输出电压Vo将被调节为相应的选择值。

在一种实施例中，所述方法包括：在持续时间T_on期间生成第一个电压Vo1和在持续时间T_off期间生成第二个电压Vo2。

在一种实施例中，所述方法包括：使用第一个开关频率在持续时间T_on期间生成第一个电压Vol和使用第二个开关频率在持续时间T_off期间生成第二个电压Vo2。

在一种实施例中，第一个开关频率Vo1大于第二个开关频率Vo2。

在一种实施例中，所述方法包括：在持续时间T_off内选择最小值T_off_min，其中T_off_min小于所述控制周期Tcontrol的25％。

在一种实施例中，持续时间T_off的最小值T_off_min为0。

在一种实施例中，持续时间T_on等于首先选定的开关周期数量N1，其中一个开关周期为1/Fs1。

在一种实施例中，所述控制周期Tcontrol仅包括持续时间T_on的开通工作模式。

在一种实施例中，所述方法包括：在对应于时间段T_off的第二个选择数量的开关周期中，关闭功率转换器。

在一种实施例中，所述方法包括：在开通工作模式期间调节开关频率。

在一种实施例中，所述方法包括：在开通工作模式期间至少使用第一开关频率和第二开关频率。

在一种实施例中，所述方法包括：采样变换器的输入电压和输出电压；

使用所采样的输入电压和输出电压选择持续时间T_on期间的开关频率以及与持续时间T_on相对应的开关周期数；以及使用输出电压采样选择持续时间T_off。

在一种实施例中，所述方法包括：采样变换器的输入电压和输出电压；使用所采样的输入电压和输出电压选择持续时间T_on期间的开关频率，以及与持续时间T_on相对应的开关周期数和使用所采样的输入电压和输出电压选择持续时间T_off。

在一种实施例中，所述方法包括：采样变换器的输入电压和输出电压；使用所采样的输入和输出电压选择与T_on期间相对应的开关周期的数量；以及使用所采样的输出电压来选择T_on期间的开关频率和持续时间T_off。

在一种实施例中，所述方法包括：采样变换器的输入电压和输出电压；使用所采样的输入电压和输出电压来选择与T_on期间的开关周期的数量和持续时间T_off；使用所采样的输出电压来选择T_on期间的开关频率。

在不同实施例中，所述功率变换器可以是并联谐振变换器，串联谐振变换器，LLC谐振变换器或LCC谐振变换器。

根据本发明的另一方面，提供了一种用于功率变换器的控制器，其中，所述控制器使用本发明中所述的方法。

在一种实施例中，所述控制器可以以数字技术实现。在不同实现方式中，功率变换器可以是并联谐振变换器，串联谐振变换器，LLC谐振变换器或LCC谐振变换器。

根据本发明的另一方面，提供了一种功率变换器，其包括如本发明所述的控制器。在不同实施例中，功率变换器可以是并联谐振变换器，串联谐振变换器，LLC谐振变换器或LCC谐振变换器。在不同实施例中，功率变换器提供与诸如手机，平板计算机和笔记本电脑等的多个设备兼容的输出电压。

本公开的实施例提供的技术方案可以包括以下有益效果：

由上述实施例可知，本公开实施例提供的方案可以根据控制周期Tcontrol来控制功率变换器，该控制周期包括持续时间为T_on的开通工作模式和用于持续时间为T_off的关断工作模式；采样功率变换器的输出电压，并在开通工作模式下使用采样得到的输出电压选择开关频率Fs1，首先选择的开关周期数对应于持续时间T_on和持续时间T_off；其中，基于(T_on)：(T_on+T_off)的比值将功率变换器的输出电压Vo调节为所需要的值。本实施例可以适用宽的输入电压范围，并提供宽的输出电压范围，与手机、平板电脑和笔记本电脑等设备兼容。

应当理解的是，以上的一般描述和后文的细节描述仅是示例性和解释性的，并不能限制本公开。

附图说明

此处的附图被并入说明书中并构成本说明书的一部分，示出了符合本公开的实施例，并与说明书一起用于解释本公开的原理。

图1A是基于现有技术的半桥并联谐振变换器(PRC)的原理图。

图1B是基于现有技术的全桥并联谐振变换器的原理图。

图2示出了图1A所示例的传统并联谐振变换器的波形。

图3是根据一示例性实施例示出的利用并联谐振变换器实现功率周期调制的输出电压Vrec波形和开关频率控制示意图，其中N1＝2并且N2＝1。

图4是根据一示例性实施例示出的输出电压Vrec波形和开关频率控制的示意图，该输出电压Vrec波形和开关频率的控制用于并联谐振变换器实现功率周期调制，其中，N1＝2并且N2＝1，并且Vo2设置为零。

图5是根据一示例性实施例示出的输出电压Vrec波形和开关频率控制的示意图，该输出电压Vrec波形和开关频率的控制用于并联谐振变换器实现功率周期调制，其中在开通工作模式期间使用不同的开关频率。

图6是根据一示例性实施例示出的给出了输出电压Vrec波形和开关频率控制示意图，用于并联谐振变换器来实现功率周期调制，其中T_off时间是变化的。

图7A(A，上图)是根据一示例性实施例示出的针对具有更高输入电压和更高开关频率Fs1A的不同输入电压Fs1调节示意图；

图7B(B，下图)是根据一示例性实施例示出的针对具有更低的输入电压Vin2＜Vin1和更低的开关频率Fs1B＜Fs1A的不同输入电压Fs1调节示意图。

图8是根据一示例性实施例示出的功率周期调制控制方法的实现框图。

图9是根据一示例性实施例示出的在开通工作模式(N1＝3)期间的三个开关周期示意图。

图10A，10B和10C分别是根据一示例性实施例示出的在输入电压为(A)400V，(B)300V和(C)200V情况下输出20V电压的控制策略示意图。

图11是根据一示例性实施例示出的给出了针对15V的输出电压与400V的输入电压的控制策略示意图。

图12是根据一示例性实施例示出的给出了针对12V的输出电压与400V的输入电压的控制策略示意图。

图13是根据一示例性实施例示出的给出了针对9V的输出电压与400V的输入电压的控制策略示意图。

图14是根据一示例性实施例示出的给出了针对5V的输出电压与400V的输入电压的控制策略示意图。

图15是根据一示例性实施例示出的给出了针对20V的输出电压与400V的输入电压的控制策略示意图，其中开关频率Fs1是恒定的。

图16是基于现有技术的LCC谐振变换器原理图。

图17是基于现有技术的串联谐振变换器原理图。

图18是根据一示例性实施例示出的给出了在功率周期调制控制下的串联谐振变换器的满负载工作示意图。

图19是根据一示例性实施例示出的给出了T_off时间调节下的功率周期调制控制串联谐振变换器的工作示意图。

图20是根据一示例性实施例示出的给出了在串联谐振变换器的开通工作模式期间设置负载平均电流以实现峰值效率的示意图。

图21A-21E是根据一示例性实施例示出的基于不同实施例的功率周期调制控制电路的框图。

图22是根据一示例性实施例示出的给出了在Vin＝200V，Vo＝20V，满负载的50％的工作条件下的，功率周期调制控制串联谐振变换器的输出电流示意图。

图23是根据一示例性实施例示出的给出了在Vin＝200V，Vo＝5V，满载的50％的工作条件下，功率周期调制控制串联谐振变换器的输出电流示意图，其中使用了较高的开关频率来限制谐振电流。

图24是基于现有技术的LLC谐振变换器的原理图。

图25是根据一示例性实施例示出的给出了功率周期调制控制LLC谐振变换器的满载工作示意图。

图26是根据一示例性实施例示出的给出了在功率周期调制控制下，具有T_off时间调节的LLC谐振变换器输出电流示意图。

图27是使用PSIM仿真软件获得的并联谐振变换器功率周期调制实施方案的电路图。

图28是针对仿真图27给出的用于生成9V输出的功率周期调制控制关键波形图。

图29是针对仿真图27给出的功率周期调制控制用以生成15V输出的关键波形图。

图30是针对仿真图27给出的功率周期调制控制用以生成5V输出的关键波形图。

图31是针对仿真图27给出的9V输出时功率周期调制控制的能量反馈波形图。

图32A是针对仿真图27给出的9V输出时功率周期调制控制下的延长开通时间的控制波形图。

图32B是针对仿真图27给出的MOSFET在5V输出时的Vds1和Vds2波形图。

图33是针对仿真图27中的非对称开关模式给出的5V输出时MOSFET的Vds1和Vds2波形图。

图34是针对仿真图27给出的9V输出时非对称开关模式的关键波形图。

图35是根据一示例性实施例示出的基于变换器输出电压采样来选择Fs1和T_off的总体实施电路图。

图36是根据一示例性实施例示出的基于变换器输出电压采样来选择Fs1和T_off的简化实施电路图。

具体实施方式

这里将详细地对示例性实施例进行说明，其示例表示在附图中。下面的描述涉及附图时，除非另有表示，不同附图中的相同数字表示相同或相似的要素。以下示例性所描述的实施例并不代表与本公开相一致的所有实施例。相反，它们仅是与如所附权利要求书中所详述的、本公开的一些方面相一致的装置例子。

基于本发明的总体思路，提出了一种功率周期调制(PCM)控制方法，用于控制谐振变变换器的输出电压，以便在较宽的输入电压范围(例如120V至220V)内提供较宽的输出电压变化范围(例如5V至20V)。同时具有较窄的开关频率变化范围(例如，小于1.5：1)，并实现高效率工作。

1.并联谐振变换器的功率周期调制控制

以并联谐振变换器(PRC)作为示例来说明本发明所述PCM控制的一般工作方式。在PRC中，开关频率Fs用于控制输出电压。不同的开关频率将生成不同的输出电压。图1A和图1B分别给出了传统半桥和全桥谐振变换器的电路图。两种拓扑都具有初级侧谐振器件，包括串联电感Lr和并联电容Cr。并联谐振电容Cr两端的电压Vcr由次级侧的同步整流器S1和S2整流，并由输出滤波器Lo和Co滤波。变换器输出等效为一个电压源并且需要输出LC滤波器生成直流(DC)输出电压Vout。

图2示出了在开关频率控制下的传统半桥PRC的典型波形。顶部波形是上管Q1的栅极驱动信号Vgs1。第二个波形是下管Q2的栅极驱动信号Vgs2。第三个波形是谐振电流Ires，底部波形是输出滤波器Lo和Co两端的输入电压Vrec。

当开关频率改变时，并联电容Cr两端的电压将改变，并且次级侧的整流电压Vrec的平均电压也将改变。Vrec的平均值是输出电压，因为滤波电感器Lo两端的平均电压为零。当开关频率为Fs1时，并联电容Cr两端的峰值为VCr1，整流电压的平均电压为Vrec1，与输出电压Vo1相同。当开关频率为Fs2(Fs2＞Fs1)时，VCr2将小于VCr1，并且整流电压的平均值Vrec2＜Vrec1，因此，Vo2＝Vrec2＜Vo1。注意，为了实现零电压开关，并联谐振变换器的开关频率高于谐振频率。

注意，当开关频率为Fs1时，变换器将生成输出电压Vo1；而当开关频率为Fs2时，变换器将生成输出电压Vo2。在上述情况下，Fs1高于Fs2(即Fs1＞Fs2)，而Vo1高于Vo2(即Vo1＞Vo2)。

基于一实施例中，与传统PRC工作相比，功率周期调制谐振变换器的工作包括以下内容：

1.谐振变换器在Fs1处运行预设的开关周期数，即以开关频率为Fs1工作N1开关周期数；该运行模式定义为开通工作模式。

2.在开关周期N1结束时，谐振变换器在开关频率为Fs2工作另一个预定的开关周期数，即N2；该操作模式被定义为关断工作模式。

3.在关断工作模式结束时，谐振变换器再次以开通工作模式运行。

4.重复上述顺序。波形(当N1＝2和N2＝1时)如图3所示。在这种情况下，输出电压可以计算为：

Vo＝(N1*Ts1*Vol+N2*Ts2*Vo2)/Tcontrol (1)

其中，Tcontrol＝N1*Ts1+N2*Ts2是一个完整控制周期的时长。功率周期比(PCR)定义为：

PCR＝N1*Ts1/Tcontrol (2)

Ts1＝1/Fs1且Ts2＝1/Fs2。Ts1和Ts2是两个开关频率的开关周期。注意，图3所示的电压波形Vrec是次级侧的整流电压。因此，N1具有四个半正弦波形(对应于N1＝2个开关周期)，而N2具有两个半正弦波形(对应于N2＝1个开关周期)。应当注意，在实际实施中，Vrec的波形不是纯正弦波形。为简化描述，在本发明中假定为正弦波形。然而，本说明和结果适用于实际实施中接近正弦波的实际波形。

另外，开关周期N1期间的平均电压为Vo1，开关周期N2期间的平均电压为Vo2。一个控制周期的时间间隔为Tcontrol。

从以上等式(1)和(2)观察到，通过调节PCR，可以调节输出电压。假设本发明中使用一组特定的并联谐振变换器参数，Fs1＝500kHz(Ts1＝2us)和Fs2＝1MHz(Ts2＝1us)，Vo2＝0.25*Vo1。然后，通过选择N1＝2和N2＝1，可以将输出电压Vo计算为：

Vo＝(2*2us*Vo1+1*1us*0.25*Vo1)/(2*2us+1*1us)＝0.85Vo1 (3)

表1给出了不同N1和N2值时的输出电压示例。在计算中，假设Vo2＝0.25Vo1。在表1中，T_on＝N1×Ts1，T_off＝N2×Ts2。T_on是当开关频率为Fs1时变换器以开通工作模式运行的时间段。T_off是当开关频率为Fs2时变换器以关断工作模式工作的时间段。

表1.当Vo2＝0.25Vo1，Vo在不同N1，N2情况下的计算值

在表1中，N2＝0表示变换器始终一直处于开通工作模式。即，开关频率始终为Fs1。

例如，当N1＝3和N2＝5时，T_on＝3*2us＝6us，T_off＝5*1us＝5us。输出电压Vo＝(Vo1*6us+0.25Vo1*5us)/(6us+5us)＝0.66Vo1。

从表1可以看出，输出电压可以调节至Vo1的0.26倍，这意味着通过以两个离散的开关频率控制谐振变换器，可以在0.26Vo1至Vo1的宽范围内调节输出电压，变化范围约4∶1。

从上述分析可以进一步得知，本发明期望使Vo2＝0以进一步增加输出电压的变化范围。这意味着，在关断工作模式期间，并联谐振变换器停止开关，即Q1和Q2都关闭。图4给出了在此工作条件下，仍在N1＝2和N2＝1时的Vrec波形。

在这种情况下，PCM控制执行方式可以描述如下：

1.谐振变换器在开关频率为Fs1的开通工作模式下运行预定的开关周期数，例如N1个开关周期。

2.在开通工作模式结束时，谐振变换器停止工作(在关断工作模式下工作)另一个预定的开关周期数，即N2或T_off时间段。

3.在关断工作模式结束时(在T_off时间段之后)，谐振变换器再次以开通工作模式工作(以Fs1频率工作N1个周期)。该工作方式会重复进行。

注意，在关断工作模式期间，谐振变换器不消耗来自输入源的任何功率(或任何能量)。在半桥变换器的示例(例如，图1A)中，Q1(上管)被关断(Q1的栅极电压很低)，以满足这一要求(不使用任何能量)。可以根据两个条件来设置开关管Q2(下管)的状态。第一个条件是Q2处于关断状态(Q2的栅极电压很低)。第二个条件是Q2导通(Q2的栅极电压高)。即，Q1的栅极电压低而Q2的栅极电压高。对于全桥控制方式，例如，如图1B所示，在关断工作模式期间，开关Q1和Q3断开，从而不消耗来自输入源的能量。在一种实施例中，Q2和Q4的工作条件是Q2和Q4都导通(Q2和Q4的栅极电压高)。另一个可能的条件是Q2和Q4均关断(Q2和Q4的栅极电压很低)。在实际工作条件下，在关断工作模式期间Q2(半桥配置)或Q2和Q4(全桥配置)的状态不会影响PCM控制方法实施例的工作。

以下描述基于半桥变换器，但是，该方法半桥和全桥均适用。假设在开通工作模式下Fs1＝500KHz且Vo＝Vo1，则变换器将以2us的开关周期(Ts＝Ts1，Ts1＝1/Fs1)运行N1个开关周期。在Q1和Q2均关闭的情况下，在N2个开关周期(也有Ts＝Ts1＝2us)内以关断工作模式(或停止开关)工作。在表2中，T_on＝N1×Ts1，T_off＝N2×Ts1。T_on是变换器在开通工作模式下工作的时间，T_off是变换器在关断工作模式下工作的时间。在本发明中，术语“停止开关”是指在关断工作模式期间Q1断开的工作状态，其持续一个或多个开关周期。然后，可以使用以下公式计算输出电压：

Vo＝(N1*Ts1*Vo1)/Tcontrol (4)

其中Tcontrol＝N1*Ts1+N2*Ts1。表2给出了不同N1和N2值时的输出电压示例。

表2.当Vo2＝0，Vo在不同N1，N2情况下的计算值

可以看出，当谐振变换器以固定的开关频率(例如500KHz)工作时，可以在宽范围内调节输出电压。然而，从表1和表2中注意到，N1和N2通常是整数，并且T_on和T_off也是离散数。因此，无法连续调节输出电压。输出电压只能逐步调整。

可以使用以下方法更精确地调节输出电压Vo。

方法1A：调整Fs1

在这种方法中，开关频率(Fs1)在开通工作模式期间会略微调整(例如，+/-3％，+/-5％，+/-7％或+/-10％等)。因此，Vo1可能会略有变化。例如，在关断工作模式下设置Vo2＝0(谐振变换器停止工作持续N2个开关周期)的情况下，如果假设在开通工作模式下，频率降低1％将会使输出电压将增加1％，然后可以通过在开通工作模式下更改开关频率来调节输出电压。注意，当降低开关频率时，输出电压增加。表3列出了当N1＝3和N2＝2且Fs1变化为+/-5％时的输出电压变化范围。

表3.改变频率微调输出电压

Fs1％	Fs1(KHz)	Ts1(us)	Vo1	Vo2	N1	N2	T_on(us)	T_off(us)	Vo
										-5％	475	2.105	21.00	0	3	2	6.316	4.211	12.60
-4％	480	2.083	20.80	0	3	2	6.250	4.167	12.48
										-3％	485	2.062	20.60	0	3	2	6.186	4.124	12.36
-2％	490	2.041	20.40	0	3	2	6.122	4.082	12.24
										-1％	495	2.020	20.20	0	3	2	6.061	4.040	12.12
0％	500	2.000	20.00	0	3	2	6.000	4.000	12.00
										1％	505	1.980	19.80	0	3	2	5.941	3.960	11.88
2％	510	1.961	19.60	0	3	2	5.882	3.922	11.76
										3％	515	1.942	19.40	0	3	2	5.825	3.883	11.64
4％	520	1.923	19.20	0	3	2	5.769	3.846	11.52
										5％	525	1.904	19.00	0	3	2	5.714	3.811	11.40

根据表3，如果开关频率为500KHz，则输出电压为12V。当开关频率提高1％时，输出电压降低1％至11.88V，反之亦然。因此，可以通过改变开关频率来调节输出电压。

方法1B：在开通工作模式下改变Fs1

另一种方法是在开通工作模式内使用略有不同的开关频率。例如，在开通工作模式下，第一个周期的开关频率可以设置为Fs1，第二个周期的开关频率可以设置为Fs1A，如图5所示。然后，可以更精确地调节输出电压。

例如，参考图5，Fs1＝500kHz，Fs1A＝505kHz。假设开关频率提高1％时，输出电压将降低0.5％。然后计算输出电压为：

Vo＝(Vo1*2us+1.005Vo1*2us/0.99)/Tcontrol＝4.03Vo1/Tcontrol

Tcontrol＝2us+2us/0.99+2us＝6.02us

Vo＝0.6694Vo1 (5)

注意，在图4所示的情况下，其中以Fs1＝500kHz开关2个周期(N1＝2)，T_on＝4us且T_off＝2us，输出电压将为：

Vo＝Vo1*2us*2/6us＝0.6667Vo1 (6)

等式(5)和(6)之间的差为(0.6694-0.6667)Vo1＝0.0027Vo1＝0.27％Vo1。

因此，当略微调节同一开通工作模式下的开关频率时，可以在0.27％Vo1的精度内调节输出电压。注意，在使用诸如微控制器单元(MCU)的数字控制的情况下，在同一开通工作模式内直接改变开关频率是很容易实现的。

方法2：调节关断工作模式的时间

公式(4)可以改写如下：

Vo＝(N1*Ts1*Vo1)/(N1*Ts1+T_off) (7)

在等式(7)中，T_off是指变换器在关断工作模式下的时间间隔(或持续时间)。由于T_off可以连续地调节，所以输出电压Vo。通过数字控制方式(例如MCU实现)，来自MCU的时间步长精度可以低至例如1纳秒(ns)，因此可以非常精确地调节输出电压，例如，所需输出电压的0.01％。这足以满足正常要求。注意，MCU的时间步长的精度通常定义为LSB(最低有效位)。在本例中，LSB＝1ns。

注意，在这种情况下，PCR被定义为：

PCR＝T_on/(T_on+T_off)＝T_on/Tcontrol (8.1)

T_on＝N1*Ts1，Tcontrol＝T_on+T_off (8.2)

图6给出了调整时间为T_off的整流电压波形Vrec。观察到，当改变T_off时间时，平均输出电压也将改变。

方法3.同时调节Fs1和T_off

为了降低成本，需要用更低价的MCU。对于价格较低的MCU，时间步长(LSB)通常较大，例如16ns或32ns。在这种情况下，调整Fs1和调整T_off可以一起使用，以通过这种MCU实现输出电压的精确调节。以下是一个示例。

假设(1)Fs1＝500KHz；(2)MCU的LSB为T_step＝16ns；(3)当开关频率提高1％时，输出电压降低0.5％。并假设当开通工作模式时间为T_on＝8us，而关断工作模式时间为T_off＝8us时，输出电压为Vo＝10V。也就是说，开通工作模式下以500KHz的开关频率运行四个开关周期。由于开通工作模式和关断工作模式的时间间隔相同，因此等式(7)中的Vo1为20V。下面的公式描述了此工作条件：

10V＝4*2 us*20V/(4*2us+8us) (9)

如果在不改变开通工作模式开关频率的情况下，T_off时间增加了16ns(＝0.016us)，则输出电压可以计算为：

Vo_case1＝4*2us*20V/(4*2us+8us+0.016us)＝9.99V＝10V*(1-0.1％) (10)

因此，当关断工作模式的时间间隔增加MCU的一个LSB时，输出电压将降低0.1％。

通过MCU实施，开关频率也从MCU生成。在500KHz的开关频率和50％的占空比下，假设死区时间为零，Q1(图1A)将开通1us，Q2(图1A)将开通1us。如果LSB＝16ns，则Q1开通1us+16ns＝1.016us，而Q2开通1us+16ns＝1.016us。然后，开关频率将从500KHz变为1/(1.016us+1.016us)＝492Khz，或比500KHz低1.6％。在开通工作模式下，Vo1将增加0.8％，并且Vo1＝20V*1.008＝20.16V。在这种情况下，T_on＝4*(1.016+1.016)＝8.128us。如果T_off时间设置为T_off＝8us+16*16ns＝8.256us，或者T_off时间设置为8us加MCU时钟周期的16LSB，则输出电压可以计算为：

Vo_case2＝8.128*20.16V/(8.128+8.256)＝10.00125V＝10V*(1+0.0125％)

(11)

上面的示例显示，当Fsl与T_off时间一起变化时，输出电压可以调整到离理想值非常接近，误差小于0.01％。

从以上两个示例可以看出，微调输出电压可以通过调整关断工作模式时间间隔(或持续时间，T_off)或通过调整开关频率Fs1或两者同时调整来实现。当改变MCU的一个LSB，在假设开关频率变化1％会导致输出电压变化0.5％的情况下，仅使用Fs1变化时，输出电压变化1.6％。当T_off改变一个LSB时，输出电压变化0.1％，这是非常准确的。当Fs1和T_off同时改变时，输出电压误差小于0.01％，在实际情况下，这足以满足输出电压调节的要求。

注意，具有16ns LSB的MCU通常是低价MCU。如果MCU的LSB为1ns(很多MCU都能达到这个指标)，则改变1个LSB，开关频率将从500KHz变为1/(1.001us+1.001us)＝499.5KHz。相应的输出电压变化将为0.05％，这非常小。

可以得出结论，本发明可以通过在开通工作模式期间调节开关频率或通过调节关断工作模式时间间隔T_off来实现输出电压微调。同样，当Fs1和T_off都改变时，可以非常精确地调节输出电压。

上面的描述是基于时间调整(或频率调整)是离散的数字控制实现的。在使用模拟电路实现电路控制的实施例中，时间调整是连续的，这时，Fs1调整和T_off调整都可以用于实现输出电压控制。

上述PCM控制方法的关键特征在于，开通工作模式的时间间隔是开关周期的整数倍。关断工作模式的时间间隔可以独立于开关周期，并且可以是根据控制需要所确定的任何值。当然，关断工作模式的时间间隔也可以是开关周期的整数倍。

双环控制方式

在实际实施中，输入电压和输出电压都可以具有较大的变化范围。例如，对于功率传输(PD)应用，输入电压可以从100V AC变化到264V AC，输出电压也可以从5V变化到20V。为了减小谐振变换器(例如并联谐振变换器)的电流应力，本发明期望对于不同的输入电压使用不同的开关频率Fs1，并且使用不同的T_off来调节输出电压。例如，在并联谐振变换器的情况下，当输入电压高时，可以将开关频率Fs1选择为较高的值。当输入电压较低时，可以将Fs1选择为较低值。这样，谐振电容(如图1A中的电容Cr)两端的电压(Vcr，如图1A和1B所示)对于不同的输入电压保持相对恒定。然后通过控制T off时间间隔来实现输出电压调整。

图7A和7B给出了对应于两种不同输入电压Vin1＞Vin2的Vrec典型波形。Vin＝VinA的开关频率(Fs1A)较高(图7A)，Vin＝Vinb的开关频率(Fs1B)较低(图7B)。因此，两种情况下，开通工作模式期间的平均电压都大体相同。为了维持相同的PCR，如上式(2)所定义，对于Vin＝VinA(T_off＝T_off_A)，T_off时间较短。对于Vin＝VinB(T_off＝T_off_B)，T_off时间较长。正如图7A和7B所给出的那样，T_off_A＜T_off_B。

关断工作模式下的实际情况考虑

在上述分析中，是基于假设在关断工作模式期间，即电路刚进入关断工作模式后，Cr两端的电压VCr，或等效的整流电压Vrec立刻变为零。在实际的实施中，由于在谐振电感Lr和谐振电容Cr中存储的能量，在关断工作模式开始时会出现一个低的电压，并且实际输出电压将略高于上面计算得出的值。但是，因为(1)谐振器件中存储的能量比输出滤波器中存储的能量小得多；(2)T_off时间用于精确调节输出电压，小的电压不会影响PCM控制方法的工作。因此，在上面的分析和下面的分析中，将假定在关断工作模式期间没有能量传递到输出。

功率周期调制(PCM)控制方法的实现

本实施例中描述上述控制策略的实现示例。在一示例中，描述了数字控制(例如使用MCU)。然而，该控制策略也可以使用其他数字控制器(如现场可编程门阵列(FPGA)等)以及模拟电路来实现。

例如，可以使用MCU，其中，Fs1可以是Vin的线性或非线性函数。当Vin增加时，Fs1增加。可以通过将Vo与参考电压Vref(图8中未给出)进行比较来生成T_off，并且误差电压可以经过如P(比例)，PI(比例积分)或PID(比例积分微分)函数的计算，也可以经过其他更复杂的函数的计算。N1可根据输入电压和输出电压生成。

根据一种实施例，图8给出了用于实现图7A和图7B所示的PCM控制策略的控制电路总体框图。参照图8，在开通工作模式期间，采样变换器(80)的输入电压Vin，F_s1生成器(82)根据该输入电压来确定开关频率Fs1。输出电压Vout由反馈回路调节，即通过T_off生成器(84)来调节T_off值，即关断工作模式的时间。另外，N1生成器(86)根据输入电压和输出电压两者来确定开通工作模式期间开关周期数N1。逻辑门电路(88)接收对应于Fs1，T_off值和N1的信号，并生成变换器(80)的上下管(即图1A中的Q1和Q2)栅极驱动信号Vgs_h和Vgs_1。

开通工作模式时间段内的开关周期N1的值由控制周期Tcontrol来确定。注意，转换器的输出滤波器是基于控制周期Tcontrol来设计的。在图7A和7B所示的例子中，选择了N1＝2，而在图9中，选择了N1＝3。根据需要，N1可以选择任何值。选择N1后，可以确定T_on＝Ts1*N1，其中Ts1＝1/Fs1，即开关周期。然后，可以基于所需的输出电压来确定T_off。

门极逻辑块88用于生成给到谐振变换器的栅极驱动信号。图8的实施例是用于半桥变换器的。因此，在开通工作模式下，栅极信号是各占50％的互补信号，用于驱动上下管半桥开关。在关断工作模式期间，上管栅极信号为低(Q1截止)，而下管栅极信号可以为高(Q2导通)或低(Q2截止)。因此，没有能量传递到谐振腔。对于本领域普通技术人员而言显而易见的是，其他实施方式当然也是可能的，例如用于全桥逆变器的实施方式。

在不同的实施例中，Fs1由Vin和Vout确定，或者T_off由Vin和Vout确定，或者Fs1和T_off由Vin和Vout确定。

对于不同的输入电压电平，开关周期的数量可以不同。例如，从图7A和7B可以看出，在较高的输入电压下，开关频率Fs1A高于Fs1B，并且T_off_A也短于T_off_B。因此，较高输入电压Tcontrol_A(图7A)的总控制周期短于较低输入电压Tcontrol_B(图7B)的总控制周期。为了使总的控制周期Tcontrol，在不同的工作条件下相对一致，一种方法是增加在开通工作模式期间的开关周期数，即使用较大的N1，从而增加关断工作模式的时间。图9给出了这样的实施例。在这种情况下，在开通工作模式期间的开关周期数为3(N1＝3)，并且关断时间的时间间隔也相应增加。由于开关频率相同，因此在开通工作模式期间Vrec的平均电压仍然相同。

例1

下面的PD电源适配器作为设计示例印证了图8所示的实现实施例的优点。

假设：

(1)输入电压范围是200V到400V。

(2)输出电压应在20V至5V之间调节。负载电流恒定为3A。

(3)并联谐振变换器用作电源电路。

(4)选取功率电路参数使Vin＝200V时，Fs＝500kHz，Vrec(平均值)为20V。当Vin＝300V时，Fs＝600kHz且Vrec(平均值)＝20V。当Vin＝400V时，Fs＝700kHz且Vrec(平均值)＝20V。

(5)变换器为半桥并联谐振变换器(如图1A)，理想且无损耗。

在本示例中，开关频率Fs1在开通工作模式下由输入电压控制，输出电压Vrec由调节T_off时间段的反馈回路控制，如图8的所示。

案例一：Vo＝20V

当Vin由200V变为400V时，开关频率Fs1由500kHz变为700kHz，以保持Vrec的20V平均值，然后T_off设为零。在这种情况下，输出电压通过控制开关频率来调节。图10A、10B和10C分别表述了在Vin 400V、300V和200V处的工作状况。

案例二：Vo＝15V

若采用开关频率控制，应将开关频率提高到700kHz以上，以保持Vrec的平均值在15V。采用PCM控制，开关频率可保持在500～700kHz之间，通过选择N1＝3和合适的T_off值可实现15V输出电压，如图11所示。

在图11中，假设输入电压为400V，因此开关频率为700kHz，使得Vrec在开通工作模式下的平均电压为20V。开关周期Ts1为Ts1＝1/700kHz＝1.43us。

T_on＝3x1.43＝4.29us。如果将T_off选择为1.43us，则平均输出电压将为15V。

当输入电压为其他值时，开关频率Fs1将根据输入电压而变化，并且可以调整T_off时间以将输出电压保持在15V。

该实例表明，输入电压用于控制开关频率，T_off时间用于控制输出电压。

案例三：Vo＝12V

在这种情况下，开关频率通过前馈由输入电压控制，输出电压通过反馈回路由T_off控制。图12为工作波形，假设Vin＝400V，Fs1＝700kHz(Ts1＝1.43us)，N1＝3，T_off＝2.86us。稳态运行时，变换器输出端的平均输出电压将为12V。

当输入电压为其他值时，改变开关频率Fs1，同时改变T_off时间，使输出电压保持在12V。

案例四：Vo＝9V

在这种情况下，开关频率通过前馈由输入电压控制，输出电压通过反馈回路由T_off控制。图13为工作波形，假设Vin＝400V，Fs1＝700kHz(Ts1＝1.43us)，N1＝3，T_off＝5.69us。稳态运行时，变换器输出端的平均输出电压将为9V。

当输入电压为其他值时，改变开关频率Fs1，同时改变T_off时间，使输出电压保持在9V。

案例五：Vo＝5V

在这种情况下，开关频率通过前馈由输入电压控制，输出电压通过反馈回路由T_off控制。图14给出了工作波形，假设Vin＝400V，Fs1＝700kHz(Ts1＝1.43us)，N1＝3，T_off＝12.9us。稳态运行时，变换器输出端的平均输出电压将为5V。

当输入电压为其他值时，改变开关频率Fs1，同时改变T_off时间，使输出电压保持在5V。

本示例表明，在输入电压在200～400V之间变化的情况下，开关频率可以限制在500～700kHz左右，以控制输出电压从5V到20V。因此，在500～700kHz的开关频率范围内，输出电压增益可以改变8倍，从最高增益0.1(＝20V/200V)到0.0125(＝5V/400V)。

注意上述分析是近似的。在实际实现中，T_off需要通过反馈控制回路进行调节，以使输出电压保持在期望的水平。还需指出，在实际实现中，开关频率Fs1的输入电压前馈控制并不十分精确，在开通工作模式下Vrec的平均电压可能不能维持在一个恒定值(如已讨论的20V)。例如，Vrec可能从所需的恒定值变化5％到20％，在极端情况下可能高达50％。但是，也可以通过T_off的反馈控制来补偿该误差。

另一种控制方法包括在所有工况下都保持开关频率恒定。然后，在此条件下，当输入电压为Vin＝200V时，Vrec的平均值保持在20V。例如，如果采用上面阐述的参数，开关频率将为500kHz。

案例六：Vin＝400V，Vo＝20V

当输入电压为Vin＝400V且开关频率保持在Fs1＝500kHz时，则在开通工作模式下，Vrec两端的平均电压将为40V。在这种情况下，应引入T_off时间以使输出电压保持20V。图15给出了该工作条件的波形。在这种情况下，开关频率与输入电压无关，并且可以基于电源电路参数设置为理想值。输出电压可以通过开通工作模式时间段内的关断周期时间间隔(T_off)和开关周期数(N1)进行调节。

三个控制参数

从上面的描述可以看出，三个控制变量可用于闭环控制。分别是在开通工作模式期间(T_on)的开关周期数(N1)；开通工作模式期间的开关频率(Fs1)：以及关断工作模式时间间隔(T_off)。可以观察到以下几点：

观察一：

在开通工作模式时间段内的开关周期数可根据控制周期、Tcontrol确定。因为Fcontrol＝1/Tcontrol，Tcontrol越大，控制频率Fcontrol越低。

如果改变N1，T_off不改变，谐振变换器Vo的输出电压将不同。注意到谐振变换器输出电压Vo为直流电压。整流电压Vrec具有与Vo相同的直流值，但包含高频分量。因此，当N1变化时，T_off应随之变化。

观察二：

对于每个输入电压，非常精确地改变关频率Fs1并不关键。如果Fs1以较大的步长变化，如从500kHz变到505kHz，再变到510kHz(即以5kHz的步长变化)，通过反馈回路调节T_off值，仍可将输出电压调节到期望值。

观察三：

如果采用MCU等进行数字控制，T_off可以非常小的时间步长来改变，比如1ns，或者16ns。利用T_off将输出电压精确调节到设计值是很有必要的。在这种情况下，“精确”意味着输出电压可以调整到期望值的0.1％以内。对于20V输出，这意味着输出电压可以调整到0.02V以内。

观察四：

以上分析基于半桥并联谐振变换器，如图1A所示。其分析和PCM控制实施例同样适用于其他类型的谐振变换器，如LCC(电感-电容-电容)谐振变换器，如图16所示。用LCC变换器进行分析，结果相同。

现实考量

注意上述分析是基于理想电路和理想条件的。在实际实施中，有可能是以下的几种情况：

(1)谐振电容的电压波形VCr可能不是纯正弦的。

(2)在开通工作模式下，VCr在第一个开关周期的峰值可能低于第二个或第三个开关周期。

(3)谐振变换器的谐振腔在关断工作模式时间段内可能会继续发生谐振，因此在关断工作模式下仍可能有少量能量传递给输出。

(4)可能存在其他非理想工况。

这种非理想情况的后果是，在开通工作模式下的平均电压将与理想情况下的值略有差异。但是，在非理想工作条件下，通过输出电压反馈回路调节T_off值，如图8所示，输出电压仍能保持在期望值。

2.串联谐振变换器的功率周期调制控制

上述的功率周期调制(PCM)也可以应用于串联谐振变换器(SRC，图17)。注意，对于SRC，谐振电流Ires被整流并馈入输出滤波器(电容Co)。谐振回路的输出等效于电流源。整流后的电流Irec馈入输出电容和负载。Irec是谐振电流Ires的整流电流，如图17所示。在图中，二极管D1，D2用于将AC电流整流为DC电流，如图所示。也可以使用MOSFET实现同步整流器。

图18为满负载条件下PCM控制SRC的整流电流波形Irec。在这种情况下，为了提供最大的输出电流，SRC全部时间内均工作，此时关断工作模式的时间段T_off为零。这样，Irec的平均值即为直流全负载电流，如图18所示。

当负载电流减小时，控制SRC的常规方法是增加开关频率以减小Irec的平均电流。然而，如图19所示，可以通过引入关断工作模式来使用PCM控制。类似于如上所述的应用于PRC的PCM控制，在PCM控制下的SRC的工作分为两个工作模式，开通工作模式和关断工作模式。在开通工作模式期间，SRC以开关频率Fs1工作N1个开关周期。例如，对于图19所示T_on时间段，N1＝2，工作两个开关周期。在关断工作模式期间，SRC在T_off时间段关闭。

在开通工作模式下，平均整流电流为Io1。在关断工作模式下，Irec为零。因此，平均输出电流Io可计算为：

Io＝Io1*T_on/(T_on+T_off)＝Io1*T_on/Tcontrol (12)

与上述控制方法类似，开关频率Fs1可以根据输入电压的变化进行调节。可根据输出电压/输出电流的变化来调整关断周期工作的时间间隔T_off。

由于SRC的输出等效于电流源，并且电源通常要提供恒定的电压，因此可以根据等式(12)通过更改T_off时间来调节输出电流。例如，在满负载条件下，输出电流较高，可以将T_off值设置为零以提供最大电流。当输出电流为66％时，可以通过反馈环路将T_off时间调整为T_on值的1/3，因此，输出电流将为满载电流的2/3，如图19所示。

一种SRC的PCM实现方法如下：

(1)开关频率在开通工作模式的开关频率Fs1由输入电压控制。

(2)对于满负载或接近满负载工作(如满负载的70％运行)，不引入关断工作模式，采用开关频率调节不同负载电流下的输出电压。根据上面情况(1)，当负载电流处于满载或接近满载时，调节开关频率Fs1，控制输入电压变化时的输出电压。

(3)当负载电流低于满载电流时，例如，约为满载电流的50％～70％时，引入关断工作模式。在这种情况下，可以选择开关频率Fs1，使得在开通工作模式下的平均Irec电流值为满载电流(I_FL)，Io1＝I_FL，如图19所示。

(4)上面情况(3)的特殊情况是，由于功率转换器的最大效率点通常设计在大约70％满载电流条件下可以达到，因此，当负载电流小于70％(例如35％)时，可以选择开通工作模式下的开关频率Fs1为Fs1＝Fs1A，对应于提供70％的负载电流(Io1a＝0.7*I_FL)。然后可以通过反馈环路调整关断工作模式的时间(T_off)以生成所需的负载电流。这样可以在较宽的负载电流范围内保持几近平坦的效率曲线。图20给出了相关的波形，其中I_FL指满载电流。在这种情况下，开关频率控制用于输入电压变化和负载电流在满载的70-100％之间变化。即，在这些条件下，T_off为零。当负载电流低于峰值效率电流(例如70％)时，使用PCM调制，并且将开通工作模式下Irec的平均电流值设置为满载电流的70％，并引入T_off调节输出电流。

需要指出的是，上述描述只提供了一种可能的策略来实现功率周期调制控制策略。PCM控制的好处之一是在开关频率变化范围较小的情况下，可以在较宽的范围内改变输出电压或输出电流。因此，可以选择在开通工作模式下的开关频率(Fs1)，以满足特定的设计要求。

图8的控制电路框图也可用于SRC实现PCM控制。一个不同之处在于，如果PCM控制生成的平均输出电流高于SRC的负载电流，则输出电压会增加，然后T_off时间也会增加，以减小平均输出电流，从而降低输出电压，使输出电压调节到其期望值。

扩展到输出电压宽范围变化

如上所述，在PD应用中，输出电压需要从5V变化到20V(即很宽的范围)，以适应各种设备，另外输入电压也可能变化(如120V到220V)。当SRC应用于PD控制器设计时，谐振电流将同时取决于输入电压和输出电压。

例如，变压器初级侧绕组处的反射电压(图17中W1)对于20V输出和5V输出会有不同(即相差4倍)。即Vo＝20V时的初级侧绕组反射电压为Vo＝5V时的4倍。因此，在开通工作模式下的开关频率应根据Vin和Vo同时改变。

控制策略可以包括前馈控制回路和/或反馈控制回路，如图21A至21E的实施例所示。根据一种实施例，图21A给出了具有三个控制回路的控制电路框图。一个环路是基于输入电压和输出电压确定的Fs1的生成环路。该环路的一种实现方式是使用Vin作为前馈来选择Fs1的值，然后使用Vo进一步调整实际的Fs1。例如，如果基于Vin值，则开关频率可以是500kHz。如果在这种情况下输出电压是5V，则实际开关频率将增加一些百分比值，例如40％，以减小谐振电流。注意，当输出电压较低时，变压器初级侧绕组(W1)的反射电压也较低，而谐振电流较高。为了限制谐振电流，应增加开关频率。

图22和图23分别给出了两种不同的工况来说明上述控制策略。图22的工作条件为Vin＝200V，Vo＝20V，图23的工作条件为Vin＝200V，Vo＝5V。在这两种情况下，负载电流都为满载的50％。

在图22中，假设开关频率为500kHz，开通工作模式下的平均电流Irec为满载电流(I_FL)，此时所需的T_off与T_on相同。

当输出电压为5V时，如果开关频率保持在500kHz，变压器初级侧绕组(W1)的反射电压较低，谐振电流也会较高。为了限制谐振电流，假设(1)开关频率提高到700kHz(举例)，(2)平均电流Irec(在开通工作模式下)是满载电流的1.1倍。然后调节T_off约为1.2倍T_on，即T_off＝1.2*T_on，使输出电流保持在满载的一半。在两种情况下，开通工作模式下的开关周期数仍为3，N1＝3。注意到，N1＝3时，半周期数为3×2＝6，如图22所示。

第二个环路为N1生成环路。这可以由输入电压和输出电压决定。选择方法类似于如图8所示的控制框图。

第三个环路是反馈环路，用来调节T_off时间以调节输出电压。

所有三个回路共同工作，以生成所需的功率周期比(PCR)，如公式(8.1)所定义，以将输出电压保持在所需值。

图21B至图21E是基于其他实施方式的控制策略框图。在图21B的实施方式中，输入电压和输出电压用于选择开关频率Fs1，T_off时间和N1。在图21C的实施方式中，输入电压和输出电压用于选择N1，而输出电压用于选择开关频率Fs1和T_off时间。在图21D的实施方式中，输入电压和输出电压用于选择T_off时间和N1，并且输出电压用于选择开关频率Fs1。在图21E的实施方式中，输出电压用于选择T_off时间，N1和开关频率Fs1。

扩展到LLC谐振变换器

LLC(电感-电感-电容)谐振变换器(如图24所示)是一种应用广泛的变换器。LLC变换器采用并联谐振电感，Lp。因此，变压器的初级侧电流为谐振电流与Lp电流之差，整流电流Irec不连续，如图25所示。从图25可以看出，LLC变换器的整流电流Irec有很短的死区时间。在此死区时间内，原边谐振电流与并联谐振电感电流相同，变压器原边电流为零。因此，次级侧整流电流(Irec)也为零。

具有T_off调整时间的功率周期调制也可以应用于LLC转换器，如图26所示。

在图26中，在开通工作模式期间，LLC转换器将提供平均输出电流Io1。在关断工作模式，没有电流输出。因此，平均输出电流可以计算为：

Io＝Io1*T_on/Tcontrol＝Io1*T_on/Tcontrol＝Io1*PCR (13)

这与串联谐振变换器的情况相同。

功率周期调制综述

基于以上分析，可以总结出，采用本发明所述的PCM控制方法，变换器的输出电压可由三个参数调节。第一个参数是变换器处于开通工作模式时的开关周期数N1。第二个参数是变换器在开通工作模式下的开关频率Fs1。第三个参数是变换器处于关断工作模式时的时间T_off。在一定条件下，T_off可能为零。输出电压可以通过Fsl或T_off调节，也可以通过Fs1和T_off同时调节。

PCM控制方法实施例可适用于谐振腔输出等效为电压源的PRC和LCC谐振变换器，以及谐振槽腔出等效为电流源的SRC和LLC谐振变换器。

根据上述实施例，变换器输出电压可在较宽的输出电压范围(如4∶1的比例)和较宽的输入电压变化范围(如2∶1)内进行调节，而开关频率变化相对较小，如1.5∶1(或50％的变化，如从500kHz到750kHz)。

例2.仿真

下面的例子展示了在并联谐振变换器中实现PCM的仿真结果。仿真采用PSIM^TMv.12(Powersim Inc.，Rockville，MD，USA)。仿真中，在T_off期间，并联谐振变换器Q1关断，Q2导通。电路参数如下所示：

表4：仿真中使用的电路参数

PRC输入电压：Vin	200V
		Lr	33μH
Cr	0.8nF
		变压器匝比：N	8∶1
Lo	5μH
		Co	20μF
Io	3A
		输出电压Vo_min	5V
输出电压Vo_max	20V

通过调整Fs1得到的仿真结果

由PSM仿真软件生成的仿真模型如图27所示。图28给出了将输出电压调节为9V时的仿真结果。波形从上到下依次是Q1的栅极电压，Q2的栅极电压，谐振电流Ires，整流电压Vrec和输出滤波电感器电流Isec。在这种情况下，N1＝1和N2＝1(T_off＝0.88us)。Fs1＝I/0.88us＝1.14MHz。可以看出，在关断工作模式的开始时间段内，Vrec不为零，并且在此短时间内，Cr中存储的能量转移到了负载上。

当输出电压较高时(例如20V)，T_off可以设置为零。这种情况可称为非PCM工作。输出电压通过开关频率变化来调节。在这种情况下，将调节3A负载电流下20V的满功率，并将频率设为大约1MHz。Vgs1是Q1的栅极信号，Vgs2是Q2的栅极信号，而Ires是谐振电感电流。并联谐振变换器可以实现零电压开关。谐振电容电压和整流电流的波形显示了功率的传递。当所需的输出电压接近20V时，Vgs1和Vgs2的占空比都固定为50％，并且转换器使用可变开关频率控制来控制输出电压，从而可以达到峰值效率条件。该工作模式在满功率条件下类似于谐振变换器的常规控制，即开关频率控制。也就是说，当需要的输出电压接近输出电压范围的高压端时，通过改变开关频率来控制输出电压。在本例中，输出电压范围为5V到20V。当所需输出电压接近20V时，采用开关频率控制来调节输出电压。

功率周期调制(PCM)工作

当所需的输出电压较低时(例如Vo＝15V)，所需的开关频率将太高，并且变换器工作状况将无法优化。PCM将用于控制变换器的工作。在PCM工作模式下，通过控制(2)和(2.1)所定义的功率周期比(PCR)来调节输出电压，或者在开通工作模式下，固定开关通过频率Fs1和开关数目N1，调节T off时间段来控制输出电压。在仿真中，在关断工作模式下，Q1和Q2均关断，并且由于Q1关断，变换器不从输入源获取任何能量。在开通工作模式下，MOSFET以大约1MHz的频率工作，并且还以50％的固定占空比工作，能量传输出到负载侧。注意，在PCM控制中，输出电压由两个控制参数控制：在开通工作模式下的PCR和开关频率Fs1。T_off值可用于更改PCR。

通过PCM控制，根据输入电压和所需的输出电压，控制器选择开通工作模式中开关的次数N1和关断工作模式中开关的次数N2(或等效为T_off)。然后，控制器它为开通工作模式(对于N1个开关周期)和关断工作模式(对应N2个开关周期或T_off时间段)计数并生成特定数量的控制信号。图28给出了具有9V输出的PCM控制关键波形。在该示例中，开通工作模式与关断工作模式的比率选择为1∶1(N1＝1，N2＝1)。从Q1第一次导通的时间到Q2从最后一个连续开关周期关断的时间的间隔为开通工作模式时间段。从开通工作模式结束的时间到Q1再次开通的时间间隔为关断工作模式时间段T_off，开通工作模式开关周期总数为N1，关断工作模式开关周期总数为N2。在如图28所示的示例中，N1为1，N2为1。Fs1＝1/0.88us＝1.14MHz。

在图28中注意到，在开通工作模式期间从输入源获取功率。在从开通工作模式过渡到关断周期工作的过程中，当存储在谐振电容中的能量转移到输出时，整流电压Vrec减小至零。谐振电流基本上变为零(即非常小的值)。通过调节T_off时间将输出电压保持在9V。在这种情况下，输出滤波器的电流纹波峰峰值为1.6A。

当需要的输出电压为15V时，选择N1＝3，N2＝1。图29给出了额定输出电压为15V时的仿真波形。可以观察到，在开通工作模式下，更高的功率传送至输出。T_off时间较短。输出滤波电流纹波峰峰值为2.6A。在这种情况下，N1＝3和N2＝3(T_off＝1.11us)。Fs1＝1/1.11us＝900KHz。

当所需的输出电压为5V时，选择N1＝1，N2＝3。图30给出了5V额定输出电压时的仿真波形，根据谐振电流波形，经过短暂的瞬变过程，它将达到谐振稳态。输出滤波器的电流纹波峰峰值为5A。根据这三种工作模式的波形，可以证明合理的LC输出滤波器能够保证连续的滤波电感电流。图30给出了将输出电压调节为5V时的仿真结果。在这种情况下，N1＝1，N2＝3(T_off＝3us)。Fs1＝1/1us＝1MHz。

从以上仿真结果可以看出，当开关频率在900KHz和1.14MHz之间变化时，输出电压可以在5V至20V范围内调节。

如果所需的输出电压是这些值之间的某一个值，则可以根据参数设计选择合适的N1和N2(T_off)，然后可以通过更改Fs1和T_off来获得准确的输出电压。

注意，在以上对PCM控制的描述中，假设当N1和N2是离散值时，Fs1可以连续改变。可以连续地控制输出电压。

数字控制器实现PCM于采用并联谐振变换器的PD应用

如果通过微控制器单元(MCU)或其他数字电路实现PCM控制，则频率Fs1由MCU生成，并且无法连续变化。在这种情况下，可以改变关断工作模式时间T_off来调节输出电压。则，输出电压可以连续改变。如果MCU的时钟频率为100MHz，则T_off分辨率可以为10ns，从而确保足够高的输出电压分辨率，因为在开关频率在1MHz范围内，这很重要。

PCM控制可用于控制传统并联谐振变换器。在一实施例中，可采用两种工作模式：非PCM模式和PCM模式。非PCM模式会改变开关频率以调节输出电压(在这种情况下，N2＝0或T_off＝0)，这与谐振变换器的传统控制策略相同。当输出电压接近最大值(例如从17V至20V)时(例如在PD电源设计案例中，输出电压5V至20V)，将使用此模式。当开关频率变化范围太宽时，PCM模式用于调节输出电压，以便在非PCM模式下调节输出电压。在PD设计的情况下，输出电压在5V至20V之间。在PCM模式下，谐振变换器在以峰值效率点工作的开通工作模式(也称为有载运行模式)和关断工作模式(也称为无负载运行模式，无能量取自输入源)之间运行。平均功率由输出LC滤波器平衡。

在以下部分中，将详细说明这两种模式的工作。将根据表4所示的参数设计来描述波形和工作状态。在此示例中，输出电压从5V调节至20V。在以下描述中将使用Vo＝5V，9V，15V和20V等示例。使用相同的PCM控制方法也可以实现其他输出电压电平。

采用PCM控制，实现了两个主要优点：

(1)输出电压可在较宽范围内调节。

(2)因为电路要么在开通工作模式下以峰值效率工作，要么在关断工作模式下无损耗工作，宽输出电压范围内的变换器效率将保持在峰值效率附近。

PCM控制实施例的另一个优点是适配器能够以20V作为负载电压工作在不同的功率点。这样，开通工作模式可以工作在具有峰值效率的功率点，因此可以实现更好的性能。在这样的设计中，在相同的负载电流下，在20V输出电压下会达到峰值效率，并且此工况可以用于带载工作(开通工作模式)。对于变换器的峰值效率出现在5V至15V(例如出现在12V)之间的设计，变换器将在12V/3A工作(开通工作模式)和关断工作模式之间切换，以调节5V，9V和其他低于12V的输出电压。在12V至20V之间，采用可变的Fs1控制调节输出电压。因此，在大多数工作条件下均实现了在峰值效率处工作，从而实现了总体上的高效率。

开通工作模式和关断工作模式之间的切换

如前一部分所述，由于工作条件的改变(即，在有输入能量的情况下与没有输入能量的情况下)，在开通工作模式和关断工作模式之间存在过渡状态。在此过渡状态，存储在谐振电感和电容中的能量将传输到输入源或负载或两者都有。这种过渡从控制角度来说是不可取的，它造成了能量反馈的问题。在实际的电路实现中，LC谐振回路的电流和电压将在关断工作模式下发生谐振。因此，在下一个开通工作模式中，上管MOSFET Q1可能会在第一个周期失去零电压导通。这将带来额外的损耗并降低整体效率。本节提供了解决这两个问题的详细调制方法。

为能量反馈延长开通时间

图31示出了在开通工作模式的最后一个开关周期结束之后的能量反馈问题的波形。可以观察到，在先前的开通工作模式(N1循环)中关闭Q2之后，谐振电流仍然具有较大的值，并且它将保持续流状态，直到衰减后达到稳态为止。另外，根据谐振电容Cr的电压波形，VCr在过渡时仍然较高，这表明一定量的能量存储在谐振腔中。在关断工作模式期间，这部分能量传输回电源，并且电压Vds2将再次上升。因此，在该过程中引入了更多的导通损耗。

生成能量反馈问题的原因是，在开通工作模式结束Q2关闭时，谐振电流不为零。当Q2关闭时，存储在谐振电感中的能量将释放到输入源。如图32A所示，通过将开通工作模式的最后一个开关周期中的Q2开通时间延长(Q2导通时间更长)，即延长高电平Vgs2的持续时间，可以解决该问题。在本发明中，这被称为延长开通时间调制。控制器在开通工作模式的最后一个开关周期内采样谐振电感电流，并在谐振电流Ires非常小时(理想情况下，当Ires＝0时)关闭Q2。图32A给出了延长开通时间调制的关键波形。在开通工作模式的最后一个开关周期，Vgs2的脉冲宽度会延长，以使Q2导通更长的时间。在延长的开通时间内，谐振电流会将大部分能量转移到次级侧。然后，当谐振电流很小(理想情况下为零)时，Q2关断。由于谐振腔中存储的能量较少，因此Vds2不会增加到很高的值，损耗也会减少。

非对称开关模式

在关断工作模式期间，从开通工作模式到关断工作模式的转换完成后，电路开始在谐振电感，电路中的寄生电感和MOSFET的输出电容(Coss)之间产生谐振。以N1＝1，N2＝3，Vo＝5V为例，如图32B所示，Q2(Vds2)的电压从零开始谐振，Q1(Vds1)的电压从输入电压(仿真中为200V)开始谐振。此波形由谐振电感和两个MOSFET的输出电容Coss之间的谐振引起。由于Vds的稳态谐振电压是输入电压，它将在接近输入电压电平的位置谐振。当Q1在下一个开通工作模式下导通时，Q1两端的电压将接近Vin，因此，在下一个开通工作模式的第一个开关周期内无法实现Q1的零电压导通。

为了解决该问题，在开通工作模式N1期间引入了非对称开关模式。注意，在关断工作模式期间，由于在开通工作模式的最后一个开关周期中Q1关断且Q2开通，所以Vds1将在大约输入电压处发生谐振。因此，在关断工作模式开始之前，Vds1为Vin(仿真情况下为200V)，而Vds2为0V。因此，他们将从这种初始状态开始谐振。

在非对称开关模式下，在上一个开通工作模式期间将被关闭的MOSFET与在下一个开通工作模式中将被打开的MOSFET相同。即，当在前一个开通工作模式的最后一个开关周期中谐振电流减小到零时，Q1关断。注意，第二个周期(图33中)的Vgs1的开通时间比图33中的第一个周期长。因此，在关断工作模式下，Vds1从0V开始震荡。注意，由于电路中的寄生损耗，Vds1的峰值电压小于Vin。如果在Vds1为零的情况下在下一个开通工作模式下接通Q1，则可以在下一个开通工作模式的第一个开关周期内实现Q1的零电压接通，如图33所示(注意图32A和图33之间Vds1波形的不同)。

在非对称开通模式下，N1和N2不再是整数。图33给出了对于5V输出使用N1＝1.5，N2＝2.5的非对称开关的Vds波形。Vds1从0V产生谐振，并且在稳定状态下可以降至零电压。关断工作模式结束后，采样Vds1并开通Q1，以在零电压条件下开启下一个开通工作模式。图34显示了9V输出时N1＝2.5，N2＝1.5的关键波形，也实现了零电压导通。

因此，为了在开通工作模式期间的第一个开关周期内实现零电压开关，在前一个开通工作模式期间将Q1截止，然后在下一个导通周期工作模式中将相同的MOSFET(Q1)导通。这样，可以实现零电压开关。如果时序不正确，则在下一个开通工作模式的第一个开关周期开通Q1的电压将很小，或者接近于零。输出电压由T_off通过反馈回路控制。

以上分析基于并联谐振变换器。注意，这两种控制策略也可用于其他谐振变换器，例如LCC谐振变换器(如图14所示)，SR变换器，LLC谐振变换器等。在此不再赘述。

注意，在以上描述，示例和仿真中，假定在关断工作模式期间，上管(Q1)和下管(Q2)均断开。如上所述，还可以通过断开上管Q1并开通下管Q2来实现关断工作模式。当将GaN(氮化镓)开关用于Q1和Q2时，此实现方式将具有优势。同样，如果在关断工作模式期间Q2保持开通，则应首先断开Q2，然后才能在下一个开通工作模式开始时打开Q1。

另外，如图22所示的用于生成N1的另一实施示例是，当输出电压低并且输出电流也低时，在开通工作模式期间减少开关周期的数量(N1的值)。以这种方式，可以减少关断工作模式的时间段(T_off)。例如，对于串联谐振变换器，以下两个工作条件可以达到Vo＝5V和Io＝0.5A的相同输出要求。

第一个工作条件是设置N1＝10，并且在开通工作模式下，平均输出电流Io1＝2.5A，开关频率为Fs1＝1MHz。因此，T_on＝10*1us＝10us。然后，关断工作模式所需的时间段应为40us，以获得0.5A的平均输出电流。在这种情况下，控制时间段Tcontrol_1＝10us+40us＝50us。输出电压纹波频率为Fcontrol_1＝1/50us＝20kHz。

第二种工作条件是将N1设置为5，并且在开通工作模式下，平均输出电流Io1＝2.5A且开关频率Fs1＝1MHz(均与第一种工作条件相同)。因此，T_on＝5*1us＝5us和T_off＝20us得到Io＝0.5A。Tcontrol_2＝25us。输出电压纹波频率为Fcontro1_2＝1/25us＝40kHz。

比较上述两个工作条件，第二工作条件是有利的，因为控制频率较高，因此输出电压纹波较小。因此，对于不同的输入和输出条件，N1可以不同，并且可以进行优化。

类似地，也可以基于工作条件来优化Fs1。例如，当输入电压较高时，应使用较高的Fs1来限制谐振电流。类似地，当输出电压低时，反射到初级侧的电压会降低，谐振电流会比较高。同样，为了限制谐振电流，应该增加开关频率Fs1。

实施示例

恒定PCM控制频率(或控制周期)工作

注意，PCM工作中有两个时间段。一个是在开通工作模式期间谐振转换器的开关周期，即，在本说明书中，Ts1＝1/Fs1。另一个是PCM周期，也称为控制周期Tcontrol。PCM周期定义为(如图6所示)：

Tcontrol＝T_on+T_off (14)

为了更容易实现，Tcontrol可能是一个恒定值。例如，Tcontrol可能固定在50us。从而等效PCM频率，或控制频率，Fcontrol，为20kHz。Fcontrol可以看作开关变换器的通断频率。

在这种情况下，输入电压Vin和输出电压Vo将被用来选择(1)Fs1(开关周期内的开关频率)，(2)N1(开关周期内的开关周期数)，(3)关断时间T_off。

恒定PCM控制频率的好处是可以在所有的工作条件下避免可听噪声。在极轻负载下，通过设置高开关频率Fs1和开关周期数N1＝1，T_on时间可以设置得非常小。

非零T_off时间工作

在以上描述中，假定最小T_off时间为零。在这种情况下，最大功率周期比(PCR)：PCR＝T_on/Tcontrol＝T_on/(T_on+T_off)可以为100％。

注意，在某些情况下，更希望将最小T_off时间设置为较小的值，例如小于控制周期的25％，或小于10％，或小于5％，例如2％。T_off_min＝0.02*Tcontrol。例如，当T_off_min＝2％*Tcontrol时，T_on_max＝0.98*Tcontrol。最大PCR，PCR_max＝0.98*Tcontrol/Tcontrol＝98％。当使用低成本的MCU时，这种设置将带来更准确的PCR分辨率。对于低成本的MCU，最小时间步长(时间分辨率)T_step通常较大，例如32ns或100ns。如果假设T_step＝32ns，PCR_max＝98％，Tcontrol＝50us。从而，T_off_min＝0.02*50us＝1us。如果其他所有条件保持不变，并且T_off从1us更改为1us+32ns＝1.032us，则PCR将从0.98更改为(50-1.032)/50＝0.97936。这表示(0.98-0.97936)/0.98＝0.065％的PCR变化。这表明通过改变T_off时间的一个最小时间步长(32ns)，输出电压将改变0.065％，这是可以接受的。

同样，如果最小时间步长T_step＝100ns＝0.1us，Tcontrol＝50us且T_off_min＝1us，则PCR从0.98变为(50-1-0.1)/50＝0.978。或者PCR的变化将是(0.98-0.978)/0.98＝0.2％。对于输出电压变化而言，这也是一个非常小的数字。应该注意的是，T_step为100ns意味着MCU的时钟频率仅为10MHz，可以用成本非常低的MCU来实现。注意，32MHz的时钟频率(32ns时间步长)也是一种非常低成本的MCU。

因此，通过将T_off_min设置为非零但很小的值(例如Tcontrol的2％)，即使使用低成本的MCU，也可以实现非常高的输出电压分辨率。

注意，如果选择T_off_min太高，则谐振变换器的额定电压或电流可能太高，这是不可取的。例如，如果选择T_off_min为0.5*Tcontrol，可能就是这种情况。然后，在T_on工作期间，谐振变换器将需要处理两倍的负载功率。这将导致电源电路过载。

Fs1和T_off均由输出电压决定

注意，可以基于输入电压Vin(通过输入电压前馈)和输出电压Vo(通过输出电压误差放大器)来选择Fs1和T_off。一种简化的实现方法是Fs1和T_off都由输出误差电压确定：

Verror＝f(Vo-Vref) (15)

在上式中，Vref是参考电压。输出电压将跟随参考电压。函数f(Vo-Vref)可以通过比例积分(PI)控制或比例积分微分(PID)控制或其他控制函数来实现。

如果假设开关频率Fs1始终高于谐振变换器的谐振频率，则该变换器工作在感性区。在这种情况下，当开关频率Fs1增加时，输出电压将降低。如果输出电压明显高于参考电压，则Verror电压会很大。如果输出电压接近或低于参考电压，则误差电压Verror很小。因此，可以使用以下控制方法：

(1)Verror＜Verror_th，T_off设置为零或设置为T_off_min，开关频率Fs1用于调节输出电压。注意，当Verror小时，Vo接近Vref。Fs1＝f0(Delta_error)，其中Delta_error由公式(14)定义。在这种情况下，Fs1由Verror控制，这取决于Vo。即，Fs1由Vo控制。

(2)如果Verror＞Verror_th，则T_off不为零(或不是T_off_min)。T_off＞T_off_min，并根据Verror进行更改。在这种情况下，Fsl由Verror控制，这取决于Vo。即，Fs1由Vo控制。

本发明中定义

Delta_error＝Verror-Verror_th (16)

其中Verror_th是一个预先设定的阈值水平。然后，Fs1和T_off可以从以下关系式确定：

Fsl＝f1(Delta_error) (17.1)

T_off＝f2(Delta_error) (17.2)

上述实现方法意味着，在PCM工作期间，在开通工作模式期间的开关频率Fs1由Verror确定，Verror由输出电压Vo确定。T_off也由Verror确定，Verror由输出电压确定。公式(17.1)和(17.2)中所示的数学函数f1和f2可以实现为比例，比例积分(PI)或比例积分微分(PID)或其他某种函数形式。

图35是该实施方式的实现框图。使用运算放大器3530采样变换器3510的输出电压Vout并将其与参考电压Vref进行比较，然后使用光耦合器3540等隔离设备将其作为电压V1传输到MCU3520。对V1进行模数转换(未给出)。Verror是V1的PI(比例积分)输出。Verror_th是控制参数，阈值电压与Verror一起使用以确定Delta_error信号。Verror_th用于确定误差电压是大还是小。例如，如果输出电压与参考电压显著不同，则误差电压会很大，这会导致输出电压被快速校正。在功能块3550中使用Delta_error信号来生成基于函数f0，f1和f2计算的Fs1和T_off信号。Fsl和T_off被馈送到PWM发生器以生成半桥变换器3510的Q1和Q2的门控信号。

图36是简化实现的框图。使用运算放大器3630采样变换器3610的输出电压Vout并将其与参考电压Vref进行比较，然后使用隔离器件(例如光电耦合器3640)将其作为电压V1传输到MCU3620。V1进行模数转换(未给出)。根据该实施例，通过应用基于以下关系的函数K1和K2选择Fs1和T_off：

Fs1＝K1*Delta_error+Fs_base (18.1)

T_off＝K2*Delta_error+T_off_base (18.2)

基于等式(18.1)和(18.2)表示的控制规律，当Delta_error增加时，输出电压大于参考电压。控制策略为同时增加Fs1和T_off。Fs1的增加将导致Vo的降低。T_off的增加也将导致Vo的降低。因此，输出电压将减小并且误差电压将减小。

公式(17.1和17.2)中f1和f2还可以利用其它函数，以实现输出电压调节。

上面的描述表明，利用PCM控制策略，将同时存在开通工作模式和关断工作模式。开通工作模式下的开关频率Fs1由误差电压确定，误差电压由输出电压确定。即，Fs1由输出电压确定。T_off时间也由误差电压确定，误差电压由输出电压确定。T_off时间由输出电压确定。

当Verror＞Verror_th时具有固定Fs1的特殊情况

上述控制策略的一种特殊情况是在以下条件下将Fs1设置为Fs1_max：

Fsi＝Fs1_max当Verror＞Verror_th (19)

其中Fs1_max是变换器在开通工作模式下工作时的最大开关频率。例如，Fs1_max可以等于或大于变换器的谐振频率的2倍，3倍，4倍，或5倍。关闭时间T_off基于Delta_error来调整。注意，在开关频率高于谐振频率的假设下，当增加开关频率时，输出电压将降低。设置最大开关频率将限制开关损耗。可以通过T_off调节/控制输出电压。

当Verror＜Verror_th时，T_off设置为零(或T_off_min)，并且开关频率Fs1由误差电压控制。

可变T_on和T_off的特殊情况

在以上描述中，假定控制时段Tcontrol＝T_on+T_off是恒定的或几乎恒定的。选择T_off时，T_on会相应更改，T_on＝Tcontrol-T_off。这被认为是理想的工作条件。其他方法也可以用于决定T_on和T_off。一种这样的实施例描述如下：

(1)在开通工作模式期间，开关频率Fs1由误差电压Verror控制，误差电压Verror由输出电压控制。即，如上所述，开关频率Fs1由输出电压Vo控制。

(2)通过将瞬时输出电压Vo(t)与输出电压上限电平Vo_up进行比较来控制开通工作模式时间段T_on。当Vo(t)＜Vo_up时，变换器以开通工作模式工作，瞬时输出电压Vo(t)将升高。当Vo(t)＞Vo_up时，转换器切换到关断工作模式，瞬时输出电压Vo(t)将下降。

(3)通过将瞬时输出电压Vo(t)与输出电压下限Vo_low进行比较来控制关断工作模式时间段T_off。当Vo(t)＞Vo_low时，转换器将在关断工作模式下工作，瞬时输出电压Vo(t)将下降。当Vo(t)＜Vo_low时，转换器切换到开通工作模式，并且输出电压将上升。

利用该控制方法，变换器交替地在开通工作模式和关断工作模式之间切换，并且在开通工作模式期间的开关频率Fs1由输出电压直接或间接地控制。

使用这种控制方法，瞬时输出电压Vo(t)始终在Vo_up和Vo_low之间。稳态平均输出电压Vo由Vo_up和Vo-low确定。注意，T_on和T_off不是直接控制的，因此控制周期Tcontrol＝T_on+T_off不是一个恒定值，它可能会在很宽的范围内变化，具体取决于例如输入电压，输出电压，负载电流，电源电路的参数等。

例如，如果负载电流很小，则在T_off周期内瞬时输出电压从Vo_up下降到Vo_low会花费更长的时间。同样，如果负载电流高，则输出电压从Vo_low上升到Vo_up花费更多时间。

注意，对于该实施方式，由于输出电压从Vo_up下降到Vo_low总是花费一些时间，所以不能将T_off设置为零。由于T_off时间不为零，因此谐振变换器应设计为处理比最大输出功率更多的功率。例如，如果(a)在满载工作下，当负载消耗Po_max，并且(b)最小T_off时间为Tcontrol的30％，则谐振变换器应设计为处理Po_max/(1-0.3)＝1.43*Po_max。换句话说，如果最大负载功率为65W，则应将电源变换器设计为处理1.43*65＝93W。

尽管上述实施方式不是最佳的，但是它可以实现如本发明所述的功率周期调制操作。

Vin前馈以确定Fs1

在上述实施方式中，输入电压前馈可用于在开通工作模式期间直接增加开关频率。注意，由于谐振变换器工作在感性区，因此当输入电压增加时，开关频率也应增加，以使谐振电流保持基本恒定(或变化很小)。这样，可以减小输入电压变化的影响。也就是说，Fs1可以由Vin和Verror控制。Verror取决于输出电压。

同一控制周期Tcontrol内，采用不同的Fs1

如上所述，在一个控制周期Tcontrol期间假定Fs1保持恒定。实际上，可以在相同的控制周期内使用不同的Fs1。例如，Fs1A，Fs1B和Fs1C可以在开通工作模式时间段T_on中使用。这会增加变换器的响应时间。

例如，如果输入电压在一个开通工作模式周期T_on的中间突然增加，则可以立即增加开关频率Fs1以保持谐振电流基本不变。如果开关频率没有立即改变，则在瞬态工作条件下，谐振电流将增加，输出电压将增加。

同样，也可以通过输出电压误差更改Fs1，以实现更好的瞬态响应。这里没有描述详细的实现方式，但是本领域技术人员可以理解。

在以上分析中，假设开关频率高于谐振频率，或者谐振变换器工作在感性区。当开关频率增加时，输出电压降低。要注意的是，当开关频率低于谐振频率，或者谐振变换器工作在容性区时，也可以使用PCM控制实施方式。在容性区工作模式中，当开关频率增加时，输出电压将升高，即，控制规律相反。这是本领域技术人员容易理解的。

等同权利要求

尽管已经就本发明的说明性实施方式描述了本发明，但是应当理解，在不偏离本发明范围的情况下，可以对实施方式进行各种改变。因此，所描述的实施例仅被认为是示例性的，并且本发明不限于此。

Claims (22)

1.一种用于控制谐振功率变换器输出电压的方法，包括：

根据控制周期Tcontrol来控制功率变换器，该控制周期包括持续时间为T_on的开通工作模式和持续时间为T_off的关断工作模式；

根据控制周期Tcontrol来控制功率变换器,该控制周期包括处于开通工作模式的持续时间T_on和处于关断工作模式的持续时间T_off；

采样所述功率变换器的输出电压，并使用采样得到的输出电压来选择在开通工作模式期间(T_on期间)的开关频率Fs1和开关周期数目和关断工作模式的持续时间T_off；

其中，基于(T_on)：(T_on+T_off)的比例，功率变换器的输出电压Vo将被调节为相应的选择值。

2.根据权利要求1所述的方法，包括：

在持续时间T_on期间生成的第一个电压Vo1和在持续时间T_off期间生成的第二个电压Vo2。

3.根据权利要求2所述的方法，包括：

使用第一个开关频率在持续时间T_on期间生成第一个电压Vo1，并且使用第二个开关频率在持续时间T_off期间生成第二个电压Vo2。

4.根据权利要求1所述的方法，包括：

在持续时间T_off的持续时间中选择最小值T_off_min，其中，T_off_min小于Tcontrol的25％。

5.根据权利要求4所述的方法，其中，T_off_min最小值为0。

6.根据权利要求1所述的方法，其中，持续时间T_on与N1个开关周期数目所对应的时间相等，其中一个开关周期为1/Fs1

7.根据权利要求3所述的方法，其中，第一个开关频率大于第二个开关频率。

8.根据权利要求1所述的方法，其中，Tcontrol仅包括开通工作模式T_on的时间段。

9.根据权利要求1所述的方法，该方法包括：

在对应于持续时间T_off的关断工作模式期间,关闭功率转换器。

10.根据权利要求1所述的方法，包括：

在开通工作模式期间调节开关频率。

11.根据权利要求1所述的方法，包括：

在开通工作模式期间至少使用第一开关频率和第二开关频率。

12.根据权利要求1所述的方法，包括：

采样变换器的输入电压和输出电压；

使用所采样的输入电压和输出电压选择持续时间T_on期间的开关频率以及与持续时间T_on相对应的开关周期数；

以及使用输出电压采样选择持续时间T_off。

13.根据权利要求1所述的方法，包括：

采样变换器的输入电压和输出电压；

使用所采样的输入电压和输出电压选择持续时间T_on期间的开关频率，以及与持续时间T_on相对应的开关周期数和

使用所采样的输入电压和输出电压选择持续时间T_off。

14.根据权利要求1所述的方法，包括：

采样变换器的输入电压和输出电压；

使用所采样的输入和输出电压选择与T_on期间相对应的开关周期的数量；

以及使用所采样的输出电压来选择T_on期间的开关频率和持续时间T_off。

15.根据权利要求1所述的方法，包括：

采样变换器的输入电压和输出电压；

使用所采样的输入电压和输出电压来选择与T_on期间的开关周期的数量和持续时间T_off；

使用所采样的输出电压来选择T_on期间的开关频率。

16.根据权利要求1所述的方法，其中，所述功率变换器选自并联谐振变换器，串联谐振变换器，LLC谐振变换器和LCC谐振变换器。

17.一种用于功率变换器的控制器，其中，所述控制器要实现权利要求1至16中的任一项的方法。

18.根据权利要求17所述的控制器，所述采用数字技术。

19.根据权利要求18所述的控制器，其中，所述功率变换器选自并联谐振变换器，串联谐振变换器，LLC谐振变换器和LCC谐振变换器。

20.一种功率变换器，包括权利要求18所述的控制器。

21.根据权利要求20所述的功率变换器，其中，所述功率变换器选自并联谐振变换器，串联谐振变换器，LLC谐振变换器和LCC谐振变换器。

22.根据权利要求20所述的功率变换器，其中，所述功率变换器提供的输出电压与多个设备兼容，所述设备可选自手机，平板电脑和笔记本电脑。

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