CN112994430B - 一种多模式组合的短路保护线路及其工作方法和应用 - Google Patents

Abstract

本发明属于短路保护线路技术领域，公开了一种多模式组合的短路保护线路及其工作方法，具体包括采样电路、恒流保护电路、打嗝保护电路、基准参考电压电路和分压电路；恒流保护电路包括运放U1A，打嗝保护电路包括运放U1B，在开关电源输出短路时，先进行恒流保护，再进行打嗝保护，且达到设定的恒流保护时间就能开启打嗝保护模式，短路故障持续存在，保护线路重复“恒流保护‑打嗝保护”工作模式；开关电源短路故障消除，恢复正常功能。该短路保护线路既有恒流保护容性负载能力强的特点，又有打嗝保护短路功耗低的特点，同时也保证了恒流保护到达设计的时间就能进入打嗝保护，既解决了大功率开关电源短路功耗大的问题，又具有容性负载能力强的优点。

Description

一种多模式组合的短路保护线路及其工作方法和应用

技术领域

本发明属于短路保护线路技术领域，特别涉及一种多模式组合的短路保护线路及其工作方法和应用。

背景技术

开关电源不断朝着大功率、小体积、高效率、高可靠等特点方向发展。随着高效率技术的进步，开关电源的耗散功率得到有效控制，体积尺寸不断减小，功率密度越来越高，但是短路保护线路设计难度不断增大，制约了开关电源可靠性的提高。目前常用的短路保护线路有两种，一种是恒流保护线路，另一种是打嗝保护线路。

(1)恒流保护线路

恒流保护是一种精确的功率控制方式，保护线路见图1。一般使用采样电阻或电流互感器检测电流的变化，将电流采样信号转变成电压采样信号，与基准电平进行差分比较。差分信号通过运放比例积分进行输出电平的控制，进而来控制反馈信号电平的高低。反馈信号通过隔离传输或直接触发脉宽控制器的COM端电平，从而控制输出占空比的大小，最终实现输出功率的精确控制。

当开关电源输出端短路时，电流迅速增大触发恒流保护，脉宽控制器输出占空比受限，大大降低了输出功率，实现了降低短路功耗的目的。另外当开关电源输出端接有较大容性负载进行上电时，恒流保护则会限制脉宽控制占空比的突变，由小到大的连续变化，直至输出电压的建立，所以具有容性负载能力强的优点。但是随着开关电源的输出功率不断增大，短路保护时的电流也随之增大，导致了短路功耗不断升高，限制了恒流保护的适用范围。

(2)打嗝保护线路

打嗝保护是一种脉冲功率控制方式，保护线路见图2。一般使用采样电阻或电流互感器检测输入电流变化，将电流采样信号转变成电压采样信号，与基准电平进行大小比较，控制比较器输出电平，进而控制反馈信号电平的高低。反馈信号直接触发脉宽控制器的COM端电平，从而控制输出占空比的变化，占空比是由大到0的变化，最终实现输出功率的脉冲控制。

当开关电源输出端短路时，输入电流迅速增大触发比较器输出翻转，脉宽控制器输出占空比由大到0，无能量输出；增大打嗝保护时间，可以大大减小短路保护功耗。但是开关电源短路时，采集脉冲功率信号期间，脉宽控制输出最大占空比，变压器复位困难，存在饱和问题，变压器和主功率MOS管等功率器件电压应力和电流应力都较大，发热严重，有烧毁风险，所以脉冲功率时间必须设置很短。当开关电源输出端接有较大容性负载进行上电时，输入电流迅速增大，较短的脉冲功率时间往往不能为输出负载提供足够的能量，而触发打嗝保护，导致开关电源输出电压无法建立，有一定的局限性。

发明内容

本发明的目的在于提供一种多模式组合的短路保护线路及其工作方法和应用，解决了大功率开关电源短路功耗大的问题，又具有容性负载能力强的优点。

本发明是通过以下技术方案来实现：

一种多模式组合的短路保护线路，包括采样电路、恒流保护电路、打嗝保护电路、基准参考电压电路和分压电路；恒流保护电路包括运放U1A，打嗝保护电路包括运放U1B，运放U1A的反向输入端与采样电路连接；

基准参考电压电路包括电阻R6、电阻R7、电阻R8和稳压管Z1；电阻R8一端连接供电端，另一端连接电阻R6和稳压管Z1阴极，电阻R6另一端连接运放U1A的正向输入端、运放U1B的反向输入端及电阻R7一端；稳压管Z1阳极和电阻R7另一端接地；

分压电路包括电阻R10、电阻R11、电阻R12、稳压管Z2、电容C4和三极管Q1；电阻R10一端接U1A的输出端、二极管D3的阴极和电容C2的一端，电阻R10另一端连接稳压管Z2的阴极；稳压管Z2的阳极接电阻R11的一端和三极管Q1的基极b；三极管Q1的集电极c接电阻R12的一端、电容C4的一端和运放U1B的正向输入端；电阻R12的另一端接供电端；电阻R11的另一端和三极管Q1的发射极e接地。

进一步，恒流保护电路还包括电阻R15、二极管D3、电容C2和电阻R9；电阻R9一端连接运放U1A的反向输入端，电阻R9另一端连接电容C2的另一端；二极管D3的阳极连接电阻R15一端和反馈信号端；电阻R15另一端连接供电端。

进一步，打嗝保护电路还包括MOS管M1、电阻R13、电阻R14、电容C3及二极管D4；MOS管M1的漏极D接二极管D3的阳极、电阻R15的一端和反馈信号端，MOS管M1的栅极G接电阻R14一端、电容C3一端及电阻R13一端；电阻R13另一端接二极管D4阴极；二极管D4阳极与运放U1B的输出端口连接；MOS管M1的源极、电阻R14另一端和电容C3另一端接地。

进一步，采样电路包括电流互感器L1、电阻R1、电阻R2、电阻R3、电阻R4、电阻R5、二极管D1、二极管D2和电容C1；电流互感器L1一端接地，另一端接电阻R1的一端、二极管D1的阳极和二极管D2的阳极，电阻R1另一端接地；二极管D1的阴极接电阻R2的一端，电阻R2的另一端接地；二极管D2的阴极接电阻R3的一端，电阻R3的另一端接电容C1的一端、电阻R4的一端及电阻R5的一端，电容C1的另一端和电阻R4的另一端均接地，电阻R5的另一端接运放U1A的反向输入端。

进一步，电阻R13为10Ω～20Ω，电阻R14为1MΩ～2MΩ。

进一步，电阻R3为90Ω～110Ω。

进一步，电阻R4为9kΩ～11kΩ。

本发明还公开了所述的多模式组合的短路保护线路在开关电源正常工作时的工作方法，包括以下过程：

运放U1A的反相输入端电压低于正相输入端的基准电压，输出端为高电平，二极管D3反向截止，不对反馈信号端处的反馈信号产生影响；

输出端高电平经过限流电阻R10、电阻R11和三极管Q1的be结，对稳压管Z2供电，保证稳压管Z2正常工作；三极管Q1集电极由供电端经上拉电阻R12供电，三极管Q1处于饱和导通状态，三极管Q1集电极为低电平；运放U1B的正相输入端电平低于反相输入端基准电压，运放U1B的输出端为低电平，无法开启MOS管M1，不对反馈信号端口处的反馈信号产生影响。

本发明还公开了所述的多模式组合的短路保护线路在开关电源输出短路时的工作方法，包括以下过程：

运放U1A的反相输入端采样电压升高，与正相输入端的基准电压比较，产生的差分电压通过比例电阻R9和积分电容C2调节运放U1A的输出端下降至低电平；二极管D3正向导通，拉低反馈信号端处的反馈信号，反馈信号与脉宽控制输出占空比正相关，脉宽控制输出占空比受限；运放U1A的输出端为低电平，稳压管Z2处于截止状态；三极管Q1不工作，供电端电压经过电阻R12，为电容C4充电，电容C4充电时间为恒流保护时间，开关电源处于恒流保护模式；

运放U1B的正相输入端电压高于反相输入端的基准电压，运放U1B的输出端翻转为高电平，经二极管D4正向压降，限流电阻R13为电容C3充电，升至MOS管M1栅极阈值电压之后，开启MOS管，漏极和源极导通，反馈信号端处的反馈信号由低电平拉低至0，关断脉宽控制输出，开关电源无能量输出；此时运放U1A的反相输入端采样电压迅速下降，稳压管Z2开启工作，运放U1B的输出端翻转为低电平，电容C3通过电阻R14开始放电，降至MOS管M1栅极阈值电压之前，MOS管M1处于导通状态，开关电源处于打嗝保护模式；

若短路故障持续存在，运放U1A的反相输入端采样电压再次升高，重复上述工作过程。

本发明还公开了一种大功率开关电源，包含所述的多模式组合的短路保护线路。

与现有技术相比，本发明具有以下有益的技术效果：

本发明设计了一种针对大功率开关电源的短路保护线路，包括采样电路、恒流保护电路、打嗝保护电路、基准参考电压电路和分压电路；恒流保护电路包括运放U1A，打嗝保护电路包括运放U1B，既有恒流保护容性负载能力强的特点，又有打嗝保护短路功耗低的特点。采样线路使用电流互感器进行输入电流采样，损耗低，电流信号转变成相对稳定的直流电平，受输入电压影响小，且温度漂移小，主要与输出负载电流相关，利于保护设计；该线路使用电流互感器采集输入电流，将电流信号转变成电压信号；采用双运算放大器进行信号处理，其中一个运放用作比例积分，进行恒流保护控制，调节恒流时间，保证开关电源较大的容性负载能力；另外一个运放用作比较器，进行打嗝保护控制，调节打嗝时间，大幅度降低短路功耗。

进一步，本发明的采样电路使用两个二极管，采样信号处理为一个直流电平，主要与输出负载电流相关，恒流保护点稳定，适用于宽范围输入电压的开关电源使用。

进一步，电阻R3阻值较小，对电容C1的充电时间一般短于1个开关电源周期，电阻R4阻值较大，对电容C1的放电时间一般长于100个开关电源周期，从而保证了采样电压的稳定。

本发明还公开了一种多模式组合的短路保护线路在开关电源输出短路时的工作方法，短路保护工作时序确定，先进行恒流保护，再进行打嗝保护；且达到恒流保护设定时间就能开启打嗝保护模式；短路故障持续存在，保护线路重复“恒流保护-打嗝保护”工作模式；开关电源短路故障消除，恢复正常功能。通过分压电路设计，保证了先进行恒流保护，再进行打嗝保护，同时也保证了恒流保护到达设计的时间就能进入打嗝保护，既解决了大功率开关电源短路功耗大的问题，又具有容性负载能力强的优点。

本发明的多模式组合的短路保护线路应用在大功率开关电源中，不仅解决了恒流保护功耗大的问题，还解决了打嗝保护容性负载能力弱的问题，同时也避免了内部器件过电应力的风险。

附图说明

图1为传统的恒流保护线路连接示意图；

图2为传统的打嗝保护线路连接示意图；

图3为本发明的多模式组合的短路保护线路连接示意图；

图4为本发明的多模式组合的短路保护线路的关键节点电压波形图；

图5为恒流保护线路应用到开关电源的线路连接示意图；

图6为打嗝保护线路应用到开关电源的线路连接示意图；

图7为本发明的多模式组合的短路保护线路应用到开关电源的线路连接示意图；

图8为本发明的多模式组合的短路保护线路关键节点电压实测波形图；

图9为本发明的多模式组合的短路保护线路输出电流实测波形图；

图10为本发明的多模式组合的短路保护线路带2000μF满载，输出电压启动波形图。

具体实施方式

下面结合具体的实施例对本发明做进一步的详细说明，所述是对本发明的解释而不是限定。

如图3所示，本发明公开了一种多模式组合的短路保护线路，包括采样电路、恒流保护电路、打嗝保护电路、基准参考电压电路和分压电路；采样电路包括电流互感器L1、电阻R1、电阻R2、电阻R3、电阻R4、电阻R5、二极管D1、二极管D2和电容C1；基准参考电压电路包括电阻R6、电阻R7、电阻R8和稳压管Z1；分压电路包括电阻R10、电阻R11、电阻R12、稳压管Z2、电容C4和三极管Q1；恒流保护电路包括运放U1A、电阻R15、二极管D3、电容C2和电阻R9；打嗝保护电路包括运放U1B、MOS管M1、电阻R13、电阻R14、电容C3及二极管D4。

电流互感器L1一端接地，另一端接电阻R1的一端、二极管D1的阳极和二极管D2的阳极。电阻R1另一端接地。二极管D1的阴极接电阻R2的一端，电阻R2的另一端接地。二极管D2的阴极接电阻R2的一端。电阻R2的另一端接电容C1的一端、电阻R4的一端和电阻R5的一端。电容C1的另一端接地，电阻R4的另一端接地。电阻R5的另一端接电阻R9的一端和运放U1A的反相输入端。

电阻R9的另一端接电容C2的一端，电容C2的另一端接运放U1A的输出端、二极管D3的阴极、电阻R10的一端，电阻R10的另一端接稳压管Z2的阴极。端口01接电阻R8的一端、电阻R12的一端、电阻R15的一端和运放U1A的正向供电端口8端。电阻R8的另一端接电阻R6的一端、稳压管Z1的阴极。稳压管Z1的阳极接地。电阻R6的另一端接电阻R7的一端、运放U1A的正相输入端口3端和U1B的反相输入端口6端，电阻R7的另一端接地。稳压管Z2的阳极接电阻R11的一端和三极管Q1的基极b。电阻R11的另一端接地。三极管Q1的发射极e接地。三极管Q1的集电极c接电阻R12的另一端、电容C4的一端和U1B的正相输入端口5端。电容C4的另一端接地。运放U1B的负向供电端口接地。运放U1B的输出端口7端接二极管D4的阳极，二极管D4的阴极接电阻R13的一端，电阻R13的另一端接电容C3的一端、电阻R14的一端、MOS管M1的栅极G。电容C3的另一端接地。电阻R14的另一端接地。MOS管M1的源极S接地。MOS管M1的漏极D接二极管D13的阳极、电阻R15的另一端和端口02。端口01连接供电电压，端口02接反馈信号。

电流互感器L1检测输入电流I_IN，采样电流为I_IN的1/N，经过二极管D1整流后，流经采样电阻R2，形成采样电压R2*I_IN/N。电阻R1为电流互感器提供复位回路。二极管D2阴极与二极管D1阴极等电位，采样电压R2*I_IN/N经电阻R3，对电容C1充电，电阻R4对电容C1放电，形成稳定的直流电压，经电阻R5到运放U1A的反相输入端口2端。端口01为供电端，经过限流电阻R8为稳压管Z1供电，经电阻R6和电阻R7分压，提供基准参考电压。

短路保护线路内部关键节点电压工作波形如图4所示。开关电源t1时刻输出负载短路，保护线路进入工作。先进入恒流短路保护模式，时间为t2～t3；恒流保护时间结束后，再进入打嗝保护模式，时间为t3～t4；短路故障持续存在，保护线路重复“恒流保护-打嗝保护”工作模式；t5时刻，开关电源短路故障消除，恢复正常功能。

下面详细介绍短路保护线路元器件的工作情况。

开关电源正常工作时，运放U1A的反相输入端口2端电压低于正相输入端口3端的基准电压，运放输出端口1端为高电平，二极管D3反向截止，不会对端口02处的反馈信号产生影响。运放输出端口1端高电平经过限流电阻R10、电阻R11和三极管Q1的be结，对稳压管Z2供电，保证稳压管Z2正常工作；稳压管Z2、电阻R10和电阻R11分压，保证三极管Q1基极电平高于0.7V；三极管Q1集电极c由端口01经上拉电阻R12供电，电阻R12阻值较大，保证三极管Q1处于饱和导通状态，三极管Q1集电极c为低电平。运放U1B作比较器用，运放U1B的正相输入端口5端电压低于反相输入端口6端基准电压，运放U1B的输出端口7端为低电平，无法开启MOS管M1，不会对端口02处的反馈信号产生影响。

电阻R12为100kΩ～200kΩ，电阻R12对电容C4的充电时间为恒流保护时间，一般为开关电源启动延迟的5倍左右，保证开关电源较大的容性负载能力；电阻R14为1MΩ～2MΩ，电阻R14对电容C3的放电时间为打嗝保护时间，一般为开关电源恒流保护的10倍左右，保证开关电源较小的短路功耗；电阻R13为限流电阻，一般10Ω～20Ω，避免浪涌电流对元器件的损伤。

开关电源输出短路时，运放U1A的反相输入端口2端采样电压快速升高，与正相输入端口3端的基准电压比较，产生的差分电压通过运放U1A的电阻R9比例放大和电容C2积分作用，调节运放U1A的输出端口1端电平下降为低电平；二极管D3正向导通，拉低端口2处的反馈信号，反馈信号与脉宽控制输出占空比正相关，所以脉宽控制输出占空比受限；运放U1A的输出端口1端为低电平，达不到稳压管Z2的稳压值，稳压管Z2处于截止状态；三极管Q1不工作，端口01电压经过电阻R12，为电容C4充电，电容C4充电时间为恒流保护时间，开关电源处于恒流保护模式。运放U1B的正相输入端口5端电压高于反相输入端口6端基准电压，运放U1B的输出端口7端翻转为高电平，经二极管D4正向压降，限流小电阻R13为电容C3充电，达到MOS管M1栅极阈值电压，开启MOS管，漏源极导通，端口02处的反馈信号由低电平拉低至0，关断脉宽控制输出，开关电源无能量输出，功耗非常小；此时的采样电压迅速下降，稳压管Z2开启工作，运放U1B的输出端翻转为低电平，电容C3通过电阻R14开始缓慢放电，电阻R14设置为一个较大电阻，使得MOS管M1长时间处于导通状态，大幅度降低了短路功耗，开关电源处于打嗝保护模式。短路故障持续存在，运放U1A的反相输入端口2端采样电压再次快速升高，重复上述工作过程。

恒流保护方式应用到开关电源的线路如图5所示，一般用于调节开关电源的后级反馈信号，经隔离反馈控制脉宽控制器的输出占空比，在输出功率50W及以下的开关电源中应用较多。

打嗝保护方式应用到开关电源的线路如图6所示，一般用于调节开关电源的前级反馈信号，直接控制脉宽控制器的输出占空比，应用较为广泛。

本发明的多模式组合的短路保护线路保护方式应用到开关电源的线路如图7所示。采用电流互感器进行信号采样，二极管D1和二极管D2具有抑制温漂、防止电流倒灌等作用；电阻R3设计为90Ω～110Ω，电阻R3阻值较小，对电容C1的充电时间一般短于1个开关电源周期，电阻R4设计为9kΩ～11kΩ，电阻R4阻值较大，对电容C1的放电时间一般长于100个开关电源周期，从而保证了采样电压的稳定；运放U1A的输出，从高电平转变到低电平有一定的延迟，稳压管Z2的使用，使得三极管Q1的基极b得到了一个确定的电平(高电平或低电平)，三极管Q1工作于一种确定的模式(截止状态或饱和导通状态)；VCC2通过电阻R12为电容C4充电，电容C4上的电压即运放U1B的正相输入端口5端电压达到反相输入端口6端基准电压的时间，为恒流保护的时间；VCC2电压高于基准电压，达到设计的恒流时间，运放U1B的输出端口7端电平正常翻转，电容C3上得到足够高的电压，高于MOS管M1阈值电压，MOS管开启导通；二极管D4起到正向充电和反向电流截止作用，电容C3的电荷通过电阻R14缓慢放电，电容C3上的电压降低到MOS管阈值电压的时间为打嗝时间。

本发明的短路保护线路采样信号稳定，主要与输出负载电流相关；短路保护工作时序确定，先进行恒流保护，再进行打嗝保护；且达到设定的恒流保护时间就能开启打嗝保护模式。应用在大功率开关电源中，不仅解决了恒流保护功耗大的问题，还解决了打嗝保护容性负载能力弱的问题，同时也避免了内部器件过电应力的风险。

将其应用于DC/DC变换器中，工作频率500kHz，输入电压28V，输出电压5V，输出电流20A，输出功率100W，线路如图7所示。电流互感器采样输入电流，端口01接后级供电VCC2，端口02接反馈信号。DC/DC变换器输出负载短路时，短路保护线路关键节点电压实测波形如图8所示，输出负载电流波形如图9所示，带2000μF容性负载输出电压启动波形如图10所示。

如图8所示，通道1为运放U1A的反相输入端口2端电压波形，通道2为运放U1B的正相输入端口5端电压波形，通道3为MOS管M1的栅极电压波形，通道4为MOS管M1的漏极电压波形。

如图9所示，通道1为运放U1A的反相输入端口2端电压波形，通道4为输出负载短路时的输出电流波形。

如图10所示，通道1为DC/DC变换器在输入电压28V，输出电流20A，容性负载2000μF时，输出电压启动波形。

如图8和图9所示，实际测试波形与图4中的理论分析波形基本一致。恒流保护时间约15ms，打嗝保护时间约150ms，短路功耗平均值约5W；如图10所示，为带2000μF容性负载启动波形，没有启动过冲，启动延迟约2.5ms。该新型短路保护线路已经应用到母线输入20V～50V，输出功率100W的军用DC/DC系列变换器设计中。

本发明通过试验进行了效果验证。将其应用于DC/DC变换器中，工作频率500kHz，输入电压28V，输出电压5V，输出电流20A。采用恒流保护线路时，如图5所示，短路功耗约30W，容性负载能力2000μF；采用打嗝保护线路时，如图6所示，短路功耗约5W，容性负载能力300μF。采用本发明的短路保护方案，如图7所示，短路功耗约5W，容性负载能力2000μF，容性负载能力较强，短路功耗明显降低。

Claims (8)

1.一种多模式组合的短路保护线路，其特征在于，包括采样电路、恒流保护电路、打嗝保护电路、基准参考电压电路和分压电路；恒流保护电路包括运放U1A，打嗝保护电路包括运放U1B，运放U1A的反向输入端与采样电路连接；

基准参考电压电路包括电阻R6、电阻R7、电阻R8和稳压管Z1；电阻R8一端连接供电端，另一端连接电阻R6和稳压管Z1阴极，电阻R6另一端连接运放U1A的正向输入端、运放U1B的反向输入端及电阻R7一端；稳压管Z1阳极和电阻R7另一端接地；

分压电路包括电阻R10、电阻R11、电阻R12、稳压管Z2、电容C4和三极管Q1；电阻R10一端接U1A的输出端、二极管D3的阴极和电容C2的一端，电阻R10另一端连接稳压管Z2的阴极；稳压管Z2的阳极接电阻R11的一端和三极管Q1的基极b；三极管Q1的集电极c接电阻R12的一端、电容C4的一端和运放U1B的正向输入端；电阻R12的另一端接供电端；电阻R11的另一端和三极管Q1的发射极e接地；

恒流保护电路还包括电阻R15、二极管D3、电容C2和电阻R9；电阻R9一端连接运放U1A的反向输入端，电阻R9另一端连接电容C2的另一端；二极管D3的阳极连接电阻R15一端和反馈信号端；电阻R15另一端连接供电端；

打嗝保护电路还包括MOS管M1、电阻R13、电阻R14、电容C3及二极管D4；MOS管M1的漏极D接二极管D3的阳极、电阻R15的一端和反馈信号端，MOS管M1的栅极G接电阻R14一端、电容C3一端及电阻R13一端；电阻R13另一端接二极管D4阴极；二极管D4阳极与运放U1B的输出端口连接；MOS管M1的源极、电阻R14另一端和电容C3另一端接地；

在开关电源输出短路时，且达到设定的恒流保护时间后，开启打嗝保护模式。

2.权利要求1所述的一种多模式组合的短路保护线路，其特征在于，采样电路包括电流互感器L1、电阻R1、电阻R2、电阻R3、电阻R4、电阻R5、二极管D1、二极管D2和电容C1；电流互感器L1一端接地，另一端接电阻R1的一端、二极管D1的阳极和二极管D2的阳极，电阻R1另一端接地；二极管D1的阴极接电阻R2的一端，电阻R2的另一端接地；二极管D2的阴极接电阻R3的一端，电阻R3的另一端接电容C1的一端、电阻R4的一端及电阻R5的一端，电容C1的另一端和电阻R4的另一端均接地，电阻R5的另一端接运放U1A的反向输入端。

3.权利要求1所述的一种多模式组合的短路保护线路，其特征在于，电阻R13为10Ω～20Ω，电阻R14为1MΩ～2MΩ。

4.权利要求2所述的一种多模式组合的短路保护线路，其特征在于，电阻R3为90Ω～110Ω。

5.权利要求2所述的一种多模式组合的短路保护线路，其特征在于，电阻R4为9kΩ～11kΩ。

6.权利要求1～5任意一项所述的一种多模式组合的短路保护线路在开关电源正常工作时的工作方法，其特征在于，包括以下过程：

运放U1A的反相输入端电压低于正相输入端的基准电压，输出端为高电平，二极管D3反向截止，不对反馈信号端处的反馈信号产生影响；

输出端高电平经过限流电阻R10、电阻R11和三极管Q1的be结，对稳压管Z2供电，保证稳压管Z2正常工作；三极管Q1集电极由供电端经上拉电阻R12供电，三极管Q1处于饱和导通状态，三极管Q1集电极为低电平；运放U1B的正相输入端电平低于反相输入端基准电压，运放U1B的输出端为低电平，无法开启MOS管M1，不对反馈信号端口处的反馈信号产生影响。

7.权利要求1～5任意一项所述的一种多模式组合的短路保护线路在开关电源输出短路时的工作方法，其特征在于，包括以下过程：

运放U1A的反相输入端采样电压升高，与正相输入端的基准电压比较，产生的差分电压通过比例电阻R9和积分电容C2调节运放U1A的输出端下降至低电平；二极管D3正向导通，拉低反馈信号端处的反馈信号，反馈信号与脉宽控制输出占空比正相关，脉宽控制输出占空比受限；运放U1A的输出端为低电平，稳压管Z2处于截止状态；三极管Q1不工作，供电端电压经过电阻R12，为电容C4充电，电容C4充电时间为恒流保护时间，开关电源处于恒流保护模式；

运放U1B的正相输入端电压高于反相输入端的基准电压，运放U1B的输出端翻转为高电平，经二极管D4正向压降，限流电阻R13为电容C3充电，升至MOS管M1栅极阈值电压之后，开启MOS管，漏极和源极导通，反馈信号端处的反馈信号由低电平拉低至0，关断脉宽控制输出，开关电源无能量输出；此时运放U1A的反相输入端采样电压迅速下降，稳压管Z2开启工作，运放U1B的输出端翻转为低电平，电容C3通过电阻R14开始放电，降至MOS管M1栅极阈值电压之前，MOS管M1处于导通状态，开关电源处于打嗝保护模式；

若短路故障持续存在，运放U1A的反相输入端采样电压再次升高，重复上述工作过程。

8.一种大功率开关电源，其特征在于，包含权利要求1～5所述的多模式组合的短路保护线路。

Images