CN112952950A - 一种基于反激式变换器的电池组均衡方法及系统 - Google Patents
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Abstract
本发明公开一种基于反激式变换器的电池组均衡方法及系统，属于电池均衡技术领域，提出以下方案：基于反激式变换器的电池组均衡方法，应用于电池组均衡系统，包括串联多节单体电池的电池组、连接有多个MOS管的反激式变换器、SOC估算模块和微控制器，基于反激式变换器的电池组均衡方法包括：采集电池组中每一单体电池的电流进行实时积分；基于SOC估算模块估算每一单体电池当前的电荷值；根据每一单体电池的电荷值及电池组的平均电荷值确定电池组均衡系统的均衡模式；根据确定的电池组均衡系统均衡模式控制连接至反激式变换器上MOS管的通断。本发明避免了同一单体电池在均衡过程中充放电并存的问题，及单体电池无效的充放电次数，延长了电池的使用寿命。
Description
技术领域
本发明涉及电池均衡技术领域，具体涉及一种基于反激式变换器的电池组均衡方法及系统。
背景技术
锂离子电池具有比能量高、自放电率低、无记忆效应、循环寿命长、无污染等优点，广泛应用于各种电子设备中。但锂离子电池单体电压较低，只有3.6V。在实际应用中为满足电压等级需求，通常需要将多节单体电池串联使用。受电池制造工艺水平的限制和电池使用环境的影响，各单体电池存在内阻、自放电率、容量等参数的不一致性，这种不一致性经过多次循环充放电后被逐渐放大，最终会导致个别单体电池的过充过放，对电池性能造成不可逆的伤害，缩短整组电池使用寿命，甚至可能会引发爆炸、自燃等安全问题。因此，对串联电池组进行均衡研究具有重要意义，降低电池组的不一致性，提高容量利用率，延长电池组使用寿命，保障电池组安全、高效的运行。
目前，电池均衡技术主要分为耗散型均衡和非耗散型均衡。耗散型均衡本质是通过旁路电阻将电能转化成热能，将电池之间的偏差能量耗散掉，其存在能量损耗高和电阻发热引起的热管理问题。非耗散型均衡利用电容、电感、变压器等储能元件将能量从电量高的电池转移到电量低的电池，具有能量损耗低、均衡效率高等优点。随着电力电子技术的发展和节能要求的提高，非耗散型均衡技术已成为国内外研究的热点。
单体电池对电池组的均衡(cell to pack)，将电池组中能量较高单体电池的能量释放到整个电池组，该种结构可有效预防电量较高单体电池的过充；电池组对电池单体的均衡(pack to cell)，将整个电池组的能量转移给能量较低的单体电池，能够避免电量低的单体电池出现过放现象；单体电池与电池组双向均衡(cell to pack to cell)，结合了单体电池对整个电池组和整个电池组对单体电池均衡结构的优点，实现电池组和单体电池之间的双向均衡。单体电池和整个电池组之间的均衡结构虽然能够解决个别单体电池的过充和过放问题，但存在不必要的重叠均衡，对电池的使用寿命造成影响。
单体电池对部分电池组的均衡(Cell to part of the pack)，部分电池组对单体电池的均衡(part of the pack to cell)，单体电池与部分电池组的双向均衡(Cell topart of the pack to cell)，与单体电池和整个电池组之间的均衡结构相比，虽然克服了一个均衡周期内同一单体电池充放电并存的现象，但是能量流动的方向受限，要么是某单体电池的上游部分电池组，要么是某单体电池的下游部分电池组，其均衡速度与上下游串联单体电池数量直接相关。
单体电池对相邻单体电池的均衡(adjacent cell to cell)，在相邻单体电池间进行能量均衡时，传递效率高、均衡速度快，但是当失衡单体电池在电池组中相距较远时则会出现均衡转移路径长，均衡速度慢、能量损耗高；单体电池直接对单体电池的均衡(direct cell to cell)，该类均衡拓扑结构一般是通过一个公共的能量存储元件如电容、电感、多输出绕组变压器实现均衡，克服了相邻单体电池对单体电池均衡方法的不足，实现能量的跨越式传递，减少能量转移次数，但是受储能元件数量的限制，均衡等待时间长，且控制逻辑复杂。
发明内容
本发明所解决的技术问题在于提供一种基于反激式变换器的电池组均衡方法及系统，旨在控制电池的均衡时序，避免电池组中同一单体电池在均衡过程中充放电并存的问题，以及单体电池无效的充放电次数，延长了电池的使用寿命。
本发明提供的基础方案：
一种基于反激式变换器的电池组均衡方法，应用于电池组均衡系统，包括串联多节单体电池的电池组、连接有多个MOS管的反激式变换器、SOC估算模块和微控制器，所述基于反激式变换器的电池组均衡方法包括：
采集所述电池组中每一单体电池的电流进行实时积分；
基于所述SOC估算模块估算每一所述单体电池当前的电荷值；
根据每一所述单体电池的电荷值及所述电池组的平均电荷值确定所述电池组均衡系统的均衡模式；其中，所述电池组均衡系统的均衡模式具有一高多低均衡模式、多高多低均衡模式和多高一低均衡模式；
根据确定的所述电池组均衡系统均衡模式控制连接至所述反激式变换器上对应MOS管的通断。
本发明基础方案的原理为：
本方案中，基于反激式变换器的电池组均衡方法应用于电池组均衡系统，电池组均衡系统包括串联多节单体电池的电池组、具有多个MOS管的反激式变换器、SOC估算模块和微控制器；在电池组均衡系统中，通过微控制器的控制，首先可以基于安时积分法采集电池组中每一单体电池的电路进行实时积分，SOC估算模块的输入端与电池组连接，SOC估算模块的输出端与微控制器的输入端连接，以根据每一单体电池的实时积分估算其对应单体电池的当前电荷值，在得到电池组中全部单体电池的当前电荷值后，计算出电池组的平均电荷值，并根据各单体电池的当前电荷值和电池组的平均电荷值确定电池组均衡系统的均衡模式；微控制器的输出端与反激式变换器连接，在微控制器确定电池组均衡系统的均衡模式后，输出控制信号至反激式变换器，以控制反激式变换器中的对应MOS管通断，达到均衡电池组中单体电池电荷值的目的。
需要说明的是，多个MOS管分别连接至反激式变换器的初级侧绕组回路和次级侧绕组回路，且电池组中每一单体电池对应连接在反激式变换器的一组初级侧绕组回路和次级侧绕组回路，并通过SOC估算模块对其电荷值进行估算，使得电池组均衡系统在不同的均衡模式，通过微控制器控制相应的MOS管通断。
基础方案的有益效果为：
(1)本方案中，由于采用电荷值作为电池组均衡系统的均衡依据，可以更加精确地计算需要均衡的电荷量，同时可以消除电池组中反复充放电的问题。
(2)本方案中，根据每一单体电池的电荷值及电池组的平均电荷值，通过微控制器控制其单体电池对应的MOS管通断，以便于达到均衡电池电荷值目的，提升了电池组均衡系统的可靠性。
(3)本方案中，根据确定的电池组均衡系统均衡模式控制反激式变换器中对应MOS管的通断，严格控制电池组均衡系统的均衡时序，避免了同一单体电池在一次均衡过程中充放电并存的现象，避免了电池无效的充放电次数，延长了电池的使用寿命。
(4)本方案中，通过串联多节单体电池的电池组、连接有多个MOS管的反激式变换器、SOC估算模块和微控制器的均衡拓扑结构，可以嵌入多种均衡模式，有针对性的解决电池组失衡状况，对电池组的不一致状况有针对性的给出相应的均衡策略，提高了电池组均衡的精确度。
进一步，根据每一所述单体电池的电荷值及所述电池组的平均电荷值确定所述电池组均衡系统的均衡模式的步骤包括：
基于所述微控制器将所述电池组中各单体电池的电荷值相加，以计算所述电池组中单体电池的平均电荷值；
将所述电池组中各单体电池的电荷值和平均电荷值进行比较，以输出电荷值比较结果；
根据所述电荷值比较结果控制所述反激式变换器中对应MOS管脉冲信号的输入。
通过电池组中每一单体电池的电荷值，将电池组的平均电荷值计算出来，并将每一单体电池的电荷值与电池组的平均电荷值进行比较，以输出电荷值比较结果，表示出电池组中各单体电池的电荷值高低状态，根据电池组中各单体电池的电荷值高低状态确定出需要采用的电池组均衡系统的均衡模式，最后根据采用的均衡模式控制连接至反激式变换器的对应MOS管脉冲信号的输入，以便于实现电池组的电荷均衡。
进一步，所述电池组均衡系统基于分时递增充放电单体电池数量，以对所述电池组中各单体电池的电荷值进行比较。
电池组通过分时递增充放电单体电池的数量，对电池组中各单体电池的电荷值进行计较，简化了电池组均衡系统的控制逻辑。
进一步，在所述电池组中单体电池的电荷值大于平均电荷值时，所述单体电池处于放电状态，在所述电池组中单体电池的电荷值小于平均电荷值时，所述单体电池处于充电状态。
由于电池组中单体电池的电荷值与平均电荷值的比较，以确定单体电池处于充电状态或者放电状态，有效避免了在一次均衡过程中单体电池充、放电并存的现象，提升了电池组中单体电池的可靠性。
进一步，所述反激式变换器为具有多个绕组回路的双向反激式直流变换器，每一所述单体电池对应连接所述双向反激式直流变换器的一初级侧绕组回路和一次级侧绕组回路。
由于采用具有多个绕组回路的双向反激式直流变换器，使得电池组进行均衡时，可以实现电池组中任意单体电池间的均衡，且每一单体电池都有一组独立的变换器绕组与其组成回路，实现了电池组中每一单体电池可以独立的调节均衡电流大小。
进一步，所述双向反激式直流变换器的每一绕组回路串联两个MOS管。
通过每一绕组回路串联两个MOS管，基于微控制器控制两个MOS管的通断组合，使得单体电池的能量既可以流入也可以流出，实现了能量的双向流动，提升了电池组均衡系统中控制的灵活性。
进一步，所述基于反激式变换器的电池组均衡方法还包括：
设定所述双向反激式直流变换器初级侧为所述电池组中每一单体电池放电端，连接高电荷单体电池；所述双向反激式直流变换器次级侧为所述电池组中每一单体电池充电端，连接低电荷单体电池。
通过设定双向反激式直流变换器初级侧为放电端，连接高电荷单体电池，以及双向反激式直流变换器次级侧为充电端，连接低电荷单体电池，实现了单体电池的电流单向流动，防止低电荷侧单体电池电流逆流，提升了电池组均衡系统的安全性。
进一步，当所述电池组中一单体电池电荷值较高时，则控制所述电荷值较高的单体电池对应的所述双向反激式直流变换器次级侧绕组回路中两个MOS管均断开；当所述电池组中一单体电池电荷值较低时，则控制所述电荷值较低的单体电池对应的所述双向反激式直流变换器初级侧绕组回路中两个MOS管均断开。
通过微控制器控制电池组中电荷值较高的单体电池对应的双向反激式直流变换器次级侧绕组回路中两个MOS管均断开，以实现放电均衡；通过微控制器控制电池组中电荷值较低的单体电池对应的双向反激式直流变换器初级侧绕组回路中两个MOS管均断开，以实现充电均衡。也即电池组均衡系统通过一对互补的PWM信号分别控制放电单体电池和充电单体电池对应的MOS管，极大降低了电池组均衡系统中控制信号数量和控制复杂度。
进一步，所述双向反激式直流变换器基于断续电流模式工作。
本方案中，由于电池组均衡系统的双向反激式直流变换器基于断续电流模式工作，使得每个开关周期内反激式变换器电感中存储的能量全部被释放，能够使磁通复位，有效地避免了电磁饱和，提高了能量利用率。
为实现上述目的，本发明还提出一种基于反激式变换器的电池组均衡系统，所述基于反激式变换器的电池组均衡系统包括如上所述的基于反激式变换器的电池组均衡方法；
所述基于反激式变换器的电池组均衡方法包括：
采集所述电池组中每一单体电池的电流进行实时积分；
基于所述SOC估算模块估算每一所述单体电池当前的电荷值；
根据每一所述单体电池的电荷值及所述电池组的平均电荷值确定所述电池组均衡系统的均衡模式；其中，所述电池组均衡系统的均衡模式具有一高多低均衡模式、多高多低均衡模式和多高一低均衡模式；
根据确定的所述电池组均衡系统均衡模式控制连接至所述反激式变换器上对应MOS管的通断。
附图说明
图1是本发明基于反激式变换器的电池组均衡方法一实施例的流程示意图；
图2为相关技术中电池组失衡情况一实施例的条形图；
图3为本发明基于反激式变换器的电池组均衡方法中电池组均衡系统一实施例的电路结构示意图；
图4为本发明基于反激式变换器的电池组均衡方法中单体电池能量转移一实施例的电路结构示意图；
图5为图4中单体电池能量转移一实施例的关键波形示意图；
图6为本发明基于反激式变换器的电池组均衡方法中反激式变换器初级侧绕组回路等效电路模型示意图；
图7为本发明基于反激式变换器的电池组均衡方法中反激式变换器次级侧绕组回路等效电路模型示意图；
图8为本发明基于反激式变换器的电池组均衡方法中均衡模式判断一实施例的流程示意图；
图9为本发明基于反激式变换器的电池组均衡方法中一高多低均衡模式一实施例的流程示意图；
图10为本发明基于反激式变换器的电池组均衡方法中一高多低均衡模式一实施例的关键波形示意图；
图11为本发明基于反激式变换器的电池组均衡方法中多高多低均衡模式一实施例的流程示意图；
图12为本发明基于反激式变换器的电池组均衡方法中多高多低均衡模式一实施例的关键波形示意图；
图13为本发明基于反激式变换器的电池组均衡方法中多高一低均衡模式一实施例的流程示意图；
图14为本发明基于反激式变换器的电池组均衡方法中多高一低均衡模式一实施例的关键波形示意图；
图15为相关技术中传统反激式变换器的电池组均衡电路一实施例的电路结构示意图。
具体实施方式
下面通过具体实施方式进一步详细说明：
说明书附图中的附图标记包括：电池组10、均衡主电路20、SOC估算模块30、微控制器40。
在一实施例中，参照如图1和如图3所示，基于反激式变换器的电池组均衡方法，应用于电池组均衡系统，包括串联多节单体电池的电池组10、连接有多个MOS管的反激式变换器、SOC估算模块30和微控制器40，所述基于反激式变换器的电池组10均衡方法包括：
步骤S100，采集所述电池组10中每一单体电池的电流进行实时积分；
步骤S200，基于所述SOC估算模块30估算每一所述单体电池当前的电荷值；
步骤S300，根据每一所述单体电池的电荷值及所述电池组10的平均电荷值确定所述电池组均衡系统的均衡模式；其中，所述电池组均衡系统的均衡模式具有一高多低均衡模式、多高多低均衡模式和多高一低均衡模式；
步骤S400，根据确定的所述电池组均衡系统均衡模式控制连接至所述反激式变换器上对应MOS管的通断。
本实施例中，根据单体电池的荷电状态(state of charge，SOC)差异情况，电池组10不一致状况通常可分为四种：个别单体电池的电荷值较高(一高多低)，参照如图2(a)所示；刚好一对单体电池电荷值较高和较低(一高一低),参照如图2(b)所示；部分单体电池的电荷值较高，部分单体电池的电荷值较低(多高多低)，参照如图2(c)所示；个别单体电池的电荷值较低(多高一低)，参照如图2(d)所示。对于复杂多变的电池组10失衡状况，本方案提出的电池组均衡系统拓扑结构，可以嵌入多种均衡模式，有针对性的解决电池组10失衡状况，对电池组10的不一致状况有针对性的给出相应的均衡策略，提高电池组10均衡的精确度。
具体地，本文提出的电池组均衡系统电路结构示意图，参照如图3所示，在该电池组均衡系统中，反激式直流变换器的每一绕组回路串联有两个MOS管，每一单体电池均连接一反激式直流变换器的初级侧绕组回路和一次级侧绕组回路，SOC估算模块30用于估算电池组10中每一单体电池的电荷值，并将估算的电池组10中单体电池的电荷值输出至微控制器40，通过微控制器40的计算比对，以控制连接至反激式直流变换器的多个MOS管的通断。
进一步地，电池组均衡系统电路结构具有三种均衡模式：一高多低均衡模式、多高多低均衡模式、多高一低均衡模式，其中，多高多低均衡模式可以解决一高一低、多高多低的不一致状况，在工作过程中多种均衡模式间可以任意切换。该电池组均衡系统中均衡主电路20采用多输入、多输出的双向反激式直流变换器，SOC估算模块30利用安时积分法对采集到的单体电池电流进行实时积分，估算出单体电池当前的电荷值。微控制器40根据估算到的各单体电池电荷值，进行比较、计算后，控制连接至反激式直流变换器的相应MOS管脉冲信号的输入。
每一单体电池对应两个可选择的反激式直流变换器绕组，在均衡过程中可以有针对性地、选择性地进行均衡操作，可以实现任意单体电池之间的均衡。每一绕组回路串联了两个MOS管，通过控制两个MOS管的通断组合，能量既可以流入也可以流出，实现能量的双向流动，提升控制的灵活性。规定反激式直流变换器初级侧为单体电池放电端，连接高荷电状态单体电池，反激式直流变换器次级侧为单体电池充电端，连接低荷电状态单体电池。当反激式直流变换器初级侧的能量向右侧均衡时，MOS管Qai和MOS管Qci导通，MOS管Qbi和MOS管Qdi断开，MOS管Qai、MOS管Qci、MOS管Qbi和MOS管Qdi共同作用，实现电流的单向流动，防止低荷电状态侧单体电池电流逆流；当某一单体电池电荷值较高，需要放电均衡时，则对应的反激式直流变换器次级侧绕组回路两个MOS管均断开，反之，反激式直流变换器初级侧绕组回路两个MOS管均断开。该电池组均衡系统只需一对互补的PWM信号分别控制放电单体电池和充电单体电池对应的MOS管，极大降低了电池组均衡系统的控制信号数量和控制复杂度。该电池组10均衡电路可以严格控制均衡电流的方向，防止能量的逆流，同时实现均衡电流的双向流动，具有很高的灵活性。
在一实施例中，由于本方案的每个开关周期内磁芯的磁通量需要恢复到原来的大小，降低电磁干扰。电池组均衡系统工作在断续电流模式(DCM)下，使得每个开关周期内反激式直流变换器的电感中存储的能量全部被释放，能够使磁通复位，有效地避免了电磁饱和，提高了能量利用率。
以单体电池Cell1和Cell2为例，参照如图4所示，采集的单体电池Cell1的电荷值为SOC1，采集的单体电池Cell2的电荷值为SOC2，假定SOC1>SOC2，均衡主电路20中需要将单体电池Cell1中的能量转移到单体电池Cell12，现对其工作原理进行分析。为简化分析，做如下假设：忽略元器件和回路的寄生参数，一个开关周期内单体电池端电压恒定。
在基于双向反激式直流变换器均衡拓扑电路中，反激式直流变换器作为主要储能元件，用来传递能量介质，其在一个均衡周期内，电路的初级侧绕组回路和次级侧绕组回路交替导通，工作过程可分为两个模态，单体电池Cell1向单体电池Cell12转移能量时，关键波形参照如图5所示。其中D为控制开关的PWM波的占空比，T为PWM波周期。
第一模态[0-DT]，MOS管Qa1导通，MOS管Qc1、MOS管Qb1和MOS管Qd1断开，单体电池Cell1进行放电操作，反激式直流变换器初级侧电感存储能量，初级侧绕组回路极性呈上正下负，反激式直流变换器初级侧回路等效电路模型参照如图6所示。
图6所示的反激式直流变换器初级侧绕组回路等效电路模型中，U1表示单体电池Cell1两端的电压，Lm1表示反激式直流变换器初级侧的励磁电感，Rm1表示反激式直流变换器初级侧励磁电阻，L1表示反激式直流变换器初级侧漏磁电感，R1表示反激式直流变换器初级侧绕组回路电阻，Us表示开关管导通压降。
取图6中的电流方向为正，由基尔霍夫电压定律可得：
根据能量守恒定律：
EU1＝EUs+ER1+EL1+ELm1+ERm1；
EUs表示开关管损耗，ER1表示反激式直流变换器初级侧电阻损耗，ERm1表示反激式直流变换器初级侧励磁电阻上的损耗，EL1表示反激式直流变换器初级侧漏感损耗，ELm1表示反激式直流变换器初级侧实际吸收的能量，EU1表示单体电池Cell1释放的能量。
在理想情况下，铁损以及铜损忽略不计，此时，原边电流i1为：
当t＝DT时，电流i1达到最大值，其值i1max为：
在这个过程中反激式直流变换器初级侧电流使反激式直流变换器铁芯被磁化，磁通量线性增加，增加量为：
在增加量的公式中，N1为反激式直流变换器初级侧绕组的匝数。
存储在反激式直流变换器初级侧中的能量为：
第二模态[DT-T]，MOS管Qc1导通，MOS管Qa1、MOS管Qb1和MOS管Qd1断开，反激式直流变换器初级侧电感为阻止电流下降产生上负下正的感应电动势，感应电动势通过反激式直流变换器的绕组耦合到反激式直流变换器次级侧，反激式直流变换器次级侧感应到极性上正下负的电动势，此时反激式直流变换器次级侧电感给单体电池Cell2充电，从而实现能量转移，反激式直流变换器次级侧绕组回路等效电路模型，参照如图7所示：
图7所示的反激式直流变换器次级侧绕组回路等效电路模型中，U2表示单体电池Cell2两端的电压，Lm2表示反激式直流变换器次级侧等效电感，R2表示反激式直流变换器次级侧等效电阻，Us2表示开关管导通压降。
取图中的电流方向为正，由基尔霍夫电压定律可得：
其对应的能量分别表示如下：ER2表示反激式直流变换器次级侧电阻损耗，EUs2表示开关管损耗，ELm2表示反激式直流变换器次级侧实际释放的能量，EU2表示单体电池Cell2吸收的能量。
在理想情况下，反激式直流变换器次级侧电感电流下降斜率为：
反激式直流变换器次级侧绕组最大电流为：
N2为反激式直流变换器次级侧绕组的匝数，在这个过程中，反激式直流变换器次级侧电流是反向的，对反激式直流变换器的铁芯有去磁作用，磁通量线性减少，减少量为：
在一实施例中，在电池组均衡系统中，传统的方法是以电池工作电压作为均衡依据。虽然电池工作电压容易获得，但易受电路电流干扰，不同工作时期差异较大。使用荷电状态SOC值作为均衡依据可以更加精确地计算需要均衡的电荷量，同时可以消除电池反复充放电的问题。本方案中，忽略电池结构和电气特性，采用安时积分法，通过测量充放电时经过电池的电流而获得电池电量来估算电池的荷电状态SOC值，从而得到当前荷电状。在理想的情况下，安时积分法的估算方法如:
其中，SOC(t)为t时刻电池组10中单体电池的荷电状态SOC值，SOC(t0)为t0初始时刻电池组10中单体电池的荷电状态SOC值，Q为单体电池的额定容量，i为单体电池充放电的瞬时电流，放电时为正，充电时为负。
在一实施例中，通过判断各单体的SOC值、整组电池的平均
值确定当前电路的均衡模式，进而控制相应MOS管的通断，达到均衡电池电荷值目的。
此公式中n为每组单体电池数，以电池组10中具有四节单体电池为例，第一高电荷值的单体电池为SOCmax1，第二高电荷值的单体电池为SOCmax2，第一低电荷值的单体电池为SOCmin1，第二低电荷值的单体电池为SOCmin2，定义SOCmax1>SOCmax2>SOCmin2>SOCmin1；
在此公式中，W＝0表示一高多低均衡模式，W＝1表示多高多低均衡模式，W＝2表示多高一低均衡模式，均衡模式判断的整体流程参照如图8所示。
上述实施例中，对于一高多低均衡模式，当
时,执行W＝0均衡策略，其控制流程参照如图9所示。在一高多低均衡模式下，SOCmax1对应的单体电池连接到反激式直流变换器初级侧，SOCmax2、SOCmin2和SOCmin1对应的单体电池连接到反激式直流变换器次级侧，一高多低均衡模式关键波形如图10所示，imax1、imax2、imin2和imin1是Cellmax1、Cellmax2、Cellmin2和Cellmin1绕组回路的电流。
对于多高多低均衡模式，当
时，执行W＝1均衡策略，其控制流程参照如图11所示。在多高多低均衡模式下，SOCmax1,SOCmax2对应的单体电池连接到反激式直流变换器初级侧，SOCmin2,SOCmin1对应的单体电池连接到反激式直流变换器次级侧。多高多低均衡模式关键波形图参照如图12所示。
对于多高一低均衡模式，当
时，执行W＝2均衡策略，其控制流程参照如图13所示。在多高一低均衡模式下，SOCmax1、SOCmax2和SOCmin2对应的单体电池连接到反激式直流变换器初级侧，SOCmin1对应的单体电池连接到反激式直流变换器次级侧，多高一低均衡模式关键波形图参照如图14所示。
本实施例中，采用分时递增充电单体电池、放电单体电池个数，在电池组均衡系统均衡的最后一阶段仅剩下两组单体电池电荷值之间的比较，简化了控制逻辑。通过控制电池组均衡系统中MOS管的占空比，以调节均衡电流的大小，本方案采用恒定的占空比，在均衡过程中，随着初级侧、次级侧单体电池的增加进行分流。在整个均衡过程中，电池组10中单体电池电荷值
始终处于放电状态；电池组10中单体电池电荷值
始终处于充电状态，这样有效的避免了在一次均衡过程中单体电池充、放电并存的现象。
在一实施例中，为了验证本方案拓扑结构及均衡模式对电池组10均衡的效果，在Matlab环境下，利用Simulink/SimPowerSystems中的锂离子电池模型，搭建电池组10均衡模型，分别进行静置均衡、充电均衡和放电均衡仿真实验，本方案主要对静置状态下进行详细分析，仿真模型具体参数设置如表1所示。
| 参数名称 | 数值 |
| 单体电池额定电压/V | 3.6 |
| 单体电池额定容量/A.h | 6.5 |
| 开关频率/kHz | 10 |
| 变压器原边电感量/uH | 48 |
| 变压器副边电感量/uH | 48 |
| MOS管导通压降/V | 0.6 |
| PWM占空比(％) | 50 |
| 变压器匝比 | 1:1 |
表1
本实施例中，以4节锂电池串联为例进行三种不一致状况下(一高多低均衡模式、多高多低均衡模式和多高一低均衡模式)的仿真验证，与传统基于反激式变换器的均衡拓扑进行静置均衡过程比较，传统反激式变换器均衡拓扑电路如图15所示。两种拓扑设置相同的初始荷电状态、相同的变换器参数，静置均衡时对四节单体电池设置初始荷电状态如表2所示。
| Cell1 | Cell2 | Cell3 | Cell4 | |
| 一高多低 | 92.76％ | 84.49％ | 83.46％ | 85.52％ |
| 多高多低 | 92.76％ | 83.46％ | 89.66％ | 85.52％ |
| 多高一低 | 92.76％ | 91.73％ | 90.69％ | 86.56％ |
表2
根据上述均衡仿真开始和结束时的单体电池荷电状态做能量效率对比分析，设均衡效率为η，单体电池数目为n，均衡前各单体电池荷电状态为SOCi，均衡后单体电池荷电状态为SOCe，则
两种拓扑结构静置均衡时间和能量效率比较，如表3所示。
表3
由静置均衡仿真结果可知，相较传统均衡拓扑结构，本方案中的均衡速度提高了2-3倍，均衡效率提高了0.4％以上。本方案均衡拓扑结构相比传统均衡拓扑结构解决了只能单体对整体均衡、整体对单体均衡的局限性，实现了任意单体电池间的均衡。在一高多低状况下，本方案拓扑结构对电荷值低的单体电池分时充电，而传统拓扑结构中电荷值低的单体电池同时进行充电，就造成了一些单体电池先充电后放电的现象；在多高多低状况下，本方案拓扑结构对电荷值低的单体电池分时充电，对电荷值高的单体电池分时放电，而传统拓扑结构中对电荷值较低的单体电池进行不必要的放电操作，对电荷值较高的单体电池进行不必要的充电操作；在多高一低状况下，本方案拓扑结构对高电荷值的单体电池分时放电，而传统拓扑结构中对高电荷值的单体电池同时进行放电，就造成了一些较低电荷值的单体电池先放电后充电的现象。在上述三种电池荷电状态不一致状况下，对比本方案均衡拓扑结构和传统均衡拓扑结构，可以发现本方案拓扑结构避免了单体电池重复充放电的情况，减少了能量在转移过程中的损耗，提高了能量利用率和延长了电池使用寿命。
在一实施例中，对电池组10的恒流充电均衡过程进行仿真验证，可控电流源设置为2A。
设置4节单体电池的荷电状态初始值，如下表5所示。
| Cell1 | Cell2 | Cell3 | Cell4 | |
| 一高多低 | 61.75％ | 53.47％ | 52.44％ | 54.52％ |
| 多高多低 | 49.33％ | 45.20％ | 50.37％ | 44.17％ |
| 多高一低 | 33.82％ | 32.79％ | 31.76％ | 25.56％ |
表4
对电池组10的恒流放电均衡过程进行仿真验证，可控电流源设置为-3A，设置4节单体电池的荷电状态初始值，如下表6所示。
表5
此外，本发明还提出一种基于反激式变换器的电池组均衡系统，所述基于反激式变换器的电池组均衡系统包括如上所述的基于反激式变换器的电池组均衡方法；
所述基于反激式变换器的电池组均衡方法包括：
采集所述电池组中每一单体电池的电流进行实时积分；
基于所述SOC估算模块估算每一所述单体电池当前的电荷值；
根据每一所述单体电池的电荷值及所述电池组的平均电荷值确定所述电池组均衡系统的均衡模式；其中，所述电池组均衡系统的均衡模式具有一高多低均衡模式、多高多低均衡模式和多高一低均衡模式；
根据确定的所述电池组均衡系统均衡模式控制连接至所述反激式变换器上对应MOS管的通断。
该基于反激式变换器的电池组均衡系统的具体结构参照上述的实施例，由于本基于反激式变换器的电池组均衡系统采用了上述基于反激式变换器的电池组均衡方法所有实施例的全部技术方案，因此至少具有上述实施例的技术方案所带来的所有有益效果，在此不再一一赘述。
以上的仅是本发明的实施例，方案中公知的具体结构及特性等常识在此未作过多描述，所属领域普通技术人员知晓申请日或者优先权日之前发明所属技术领域所有的普通技术知识，能够获知该领域中所有的现有技术，并且具有应用该日期之前常规实验手段的能力，所属领域普通技术人员可以在本申请给出的启示下，结合自身能力完善并实施本方案，一些典型的公知结构或者公知方法不应当成为所属领域普通技术人员实施本申请的障碍。应当指出，对于本领域的技术人员来说，在不脱离本发明结构的前提下，还可以作出若干变形和改进，这些也应该视为本发明的保护范围，这些都不会影响本发明实施的效果和专利的实用性。本申请要求的保护范围应当以其权利要求的内容为准，说明书中的具体实施方式等记载可以用于解释权利要求的内容。
Claims (10)
1.一种基于反激式变换器的电池组均衡方法，应用于电池组均衡系统，包括串联多节单体电池的电池组、连接有多个MOS管的反激式变换器、SOC估算模块和微控制器，其特征在于，所述基于反激式变换器的电池组均衡方法包括：
采集所述电池组中每一单体电池的电流进行实时积分；
基于所述SOC估算模块估算每一所述单体电池当前的电荷值；
根据每一所述单体电池的电荷值及所述电池组的平均电荷值确定所述电池组均衡系统的均衡模式；其中，所述电池组均衡系统的均衡模式具有一高多低均衡模式、多高多低均衡模式和多高一低均衡模式；
根据确定的所述电池组均衡系统均衡模式控制连接至所述反激式变换器上对应MOS管的通断。
2.根据权利要求1所述的基于反激式变换器的电池组均衡方法，其特征在于，根据每一所述单体电池的电荷值及所述电池组的平均电荷值确定所述电池组均衡系统的均衡模式的步骤包括：
基于所述微控制器将所述电池组中各单体电池的电荷值相加，以计算所述电池组中单体电池的平均电荷值；
将所述电池组中各单体电池的电荷值和平均电荷值进行比较，以输出电荷值比较结果；
根据所述电荷值比较结果控制所述反激式变换器中对应MOS管脉冲信号的输入。
3.根据权利要求2所述的基于反激式变换器的电池组均衡方法，其特征在于，所述电池组均衡系统基于分时递增充放电单体电池数量，以对所述电池组中各单体电池的电荷值进行比较。
4.根据权利要求2所述的基于反激式变换器的电池组均衡方法，其特征在于，在所述电池组中单体电池的电荷值大于平均电荷值时，所述单体电池处于放电状态，在所述电池组中单体电池的电荷值小于平均电荷值时，所述单体电池处于充电状态。
5.根据权利要求1所述的基于反激式变换器的电池组均衡方法，其特征在于，所述反激式变换器为具有多个绕组回路的双向反激式直流变换器，每一所述单体电池对应连接所述双向反激式直流变换器的一初级侧绕组回路和一次级侧绕组回路。
6.根据权利要求5所述的基于反激式变换器的电池组均衡方法，其特征在于，所述双向反激式直流变换器的每一绕组回路串联两个MOS管。
7.根据权利要求6所述的基于反激式变换器的电池组均衡方法，其特征在于，所述基于反激式变换器的电池组均衡方法还包括：
设定所述双向反激式直流变换器初级侧为所述电池组中每一单体电池放电端，连接高电荷单体电池；所述双向反激式直流变换器次级侧为所述电池组中每一单体电池充电端，连接低电荷单体电池。
8.根据权利要求7所述的基于反激式变换器的电池组均衡方法，其特征在于，当所述电池组中一单体电池电荷值较高时，则控制所述电荷值较高的单体电池对应的所述双向反激式直流变换器次级侧绕组回路中两个MOS管均断开；当所述电池组中一单体电池电荷值较低时，则控制所述电荷值较低的单体电池对应的所述双向反激式直流变换器初级侧绕组回路中两个MOS管均断开。
9.根据权利要求1至8任意一项所述的基于反激式变换器的电池组均衡方法，其特征在于，所述双向反激式直流变换器基于断续电流模式工作。
10.一种基于反激式变换器的电池组均衡系统，其特征在于，所述基于反激式变换器的电池组均衡系统包括如权利要求1至9任意一项所述的基于反激式变换器的电池组均衡方法。
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