CN112703671A - 增益瞬态响应补偿 - Google Patents

Abstract

描述了一种方法、装置和计算机程序，包括：确定功率放大器随时间的绝对增益，其中绝对增益由反馈基带信号除以前向基带信号而形成，该反馈基带信号从放大器的输出得到(例如，通过解调RF信号)，前向基带信号用于形成功率放大器的输入；通过对绝对增益进行归一化以生成功率放大器的随时间的相对增益来确定功率放大器的相对增益瞬态响应(GTR)；以及确定增益瞬态响应补偿系数，增益瞬态响应补偿系数具有与相对增益瞬态响应相反的特性。

Description

增益瞬态响应补偿

技术领域

本说明书涉及功率放大器的瞬态响应补偿，例如，涉及形成通信系统的一部分的功率放大器。

背景技术

在某些应用中，功率放大器(例如，传输系统中的功率放大器)以成帧的突发信号输出数据。如果放大器的增益在每个突发的持续时间不稳定，则可能会发生瞬态变化。

发明内容

在第一个方面，本说明书描述了一种装置，包括：用于确定功率放大器随时间的绝对增益的部件，其中绝对增益由反馈基带信号除以前向基带信号而形成，该反馈基带信号从放大器的输出得到(例如，通过解调RF信号)，前向基带信号用于形成功率放大器的输入(例如，在调制之后转换到RF)；用于通过对绝对增益进行归一化以生成功率放大器的随时间的相对增益来确定功率放大器的相对增益瞬态响应(GTR)的部件；以及用于确定增益瞬态响应补偿系数的部件(例如，瞬态响应计算单元)，增益瞬态响应补偿系数具有与相对增益瞬态响应相反的特性。

用于确定功率放大器的随时间的绝对增益的部件可包括用于在连续的采样间隔上对反馈基带信号除以前向基带信号进行平均的部件(例如，可以针对每个采样生成平均绝对增益)。

用于确定功率放大器的相对增益瞬态响应的部件可以包括用于相对于参考增益归一化绝对增益的部件。所述参考增益可以在绝对增益被认为已经稳定的时间被确定。所述参考增益可以在绝对增益被确定为已经稳定的时间被确定。此外，还提供了用于确定确定绝对增益已经稳定的时间的部件，所述部件包括参考检测单元，参考检测单元被配置为确定采样周期，前向基带信号的功率电平在所述采样周期期间具有最大的稳定性。

一些实施例可以包括用于使用所确定的增益瞬态响应补偿系数来修改基带前向信号以生成经补偿的基带前向信号的部件(例如，瞬态预补偿单元)(从而，补偿功率放大器的增益瞬态响应)。。例如，可以将所述基带前向信号乘以所确定的增益瞬态响应补偿系数，以生成经补偿的所述基带前向信号。

一些实施例可以包括用于存储和更新增益瞬态响应补偿系数的部件(例如，增益瞬态响应补偿值更新和保留单元)。用于存储和更新增益瞬态响应补偿系数的部件可以根据另一补偿系数的长度来更新增益瞬态响应补偿系数。

可以根据先前系数的参考索引(s_ref_pre)和当前剩余增益的参考索引(s_ref)的以下关系来确定共同更新周期索引(s_com)：

其中：增益瞬态补偿系数在共同更新周期内被更新、通过使用共同更新周期中的先前补偿系数和当前剩余增益来计算，其中当前剩余增益的误差是通过来自索引(s_com)的剩余增益的差异来计算，通过将更新系数乘以误差来控制；以及系数的一部分与共同周期中的经更新的系数组合，系数的一部分位于共同更新周期外，并且系数的一部分的长度比先前补偿系数或当前剩余增益系数的部分长。

在一些实施例中，反馈基带信号是具有同相和正交分量的复合信号和/或前向基带信号是具有同相和正交分量的复合信号和/或基带前向信号是具有同相和正交分量的复合信号。

功率放大器可以是RF信号放大器单元(例如，用于发送突发信号的无线传输装置)。

装置的输入信号可以是突发模式信号(使得功率放大器是突发模式功率放大器)。

所述装置可以包括：至少一个处理器；至少一个存储器包括计算机程序代码，所述至少一个存储器和计算机程序代码被配置为与所述至少一个处理器一起引起所述装置的执行。

在第二方面，本说明书描述了一种方法，该方法包括：确定功率放大器的随时间的绝对增益，其中绝对增益由反馈基带信号除以前向基带信号而形成，反馈基带信号从所述功率放大器的输出得到，前向基带信号用于形成所述功率放大器的输入；通过对绝对增益进行归一化以生成功率放大器的随时间的相对增益，确定功率放大器的相对增益瞬态响应；以及确定增益瞬态响应补偿系数，增益瞬态响应补偿系数具有与相对增益瞬态响应相反的特性。

确定功率放大器的随时间的绝对增益包括在连续的采样间隔上对反馈基带信号除以前向基带信号进行平均(例如，可以针对每个采样生成平均绝对增益)。

确定功率放大器的相对增益瞬态响应可以包括相对于参考增益归一化绝对增益。所述参考增益可以在绝对增益被认为已经稳定的时间被确定。所述参考增益可以在绝对增益被确定为已经稳定的时间被确定。此外，还提供了用于确定绝对增益已经稳定的时间的部件，所述部件包括参考检测单元，参考检测单元被配置为确定采样周期，前向基带信号的功率电平在所述采样周期期间具有最大的稳定性。

该方法可以进一步包括：使用所确定的增益瞬态响应补偿系数来修改基带前向信号以生成经补偿的基带前向信号(从而，补偿功率放大器的增益瞬态响应)。

在第三方面，本说明书描述了一种装置，该装置被配置为执行参考第二方面所述的任何方法。

在第四方面，本说明书描述了计算机可读指令，该计算机可读指令在由计算设备执行时使该设备执行参考第二方面描述的方法。

在第五方面，本说明书描述了一种计算机程序，该计算机程序包括在其上存储的、用于至少执行以下操作的指令：确定功率放大器的随时间的绝对增益，其中绝对增益由反馈基带信号除以前向基带信号而形成，反馈基带信号从所述功率放大器的输出得到，前向基带信号用于形成所述功率放大器的输入；通过对绝对增益进行归一化以生成功率放大器的随时间的相对增益，确定功率放大器的相对增益瞬态响应；以及确定增益瞬态响应补偿系数，增益瞬态响应补偿系数具有与相对增益瞬态响应相反的特性。该计算机程序可以进一步包括存储在其上的指令，该指令用于使用增益瞬态响应补偿值来修改基带前向信号，以生成补偿后的基带前向信号(从而补偿功率放大器的增益瞬态响应)。

附图说明

现在将参考以下示意图仅以示例的方式描述示例实施例，其中：

图1a是根据示例实施例的系统的框图；

图1b是示出根据示例实施例的算法的流程图；

图2是根据示例实施例的系统的框图；

图3示出了在图1和图2的系统的示例使用中生成的输出；

图4示出了图1和图2的系统的示例使用中生成的输出；

图5示出了在图1和图2的系统的示例使用中生成的数据点；

图6是根据示例实施例的系统的框图；

图7、图8、图9a、图9b、图10a和图10b示出了在示例实施例中生成的数据。

图11是根据示例实施例的系统的框图；

图12是根据示例实施例的系统的框图；

图13是根据示例实施例的系统的框图；

图14示出了根据示例实施例生成的信号；

图15是根据示例实施例的系统的框图；

图16示出了根据示例实施例生成的符号；

图17示出了根据示例实施例生成的信号；

图18是根据示例实施例的系统的框图；

图19示出了根据示例实施例生成的符号；

图20示出了根据示例实施例生成的数据；

图21a至图21c示出了根据示例实施例生成的数据；

图22至图26是根据示例实施例的系统的框图；

图27是根据示例实施例的系统的框图；以及

图28a和图28b示出了有形介质，分别是可移动存储器单元和存储计算机可读代码的光盘(CD)，它们在由计算机运行时执行根据实施例的操作。

具体实施方式

图1a是根据示例实施例的，总体上由附图标记A10指示的系统的框图。系统A10包括RF调制电路302、RF解调电路304、功率放大器3和信号捕获电路11。

系统A10接收由RF调制电路302调制的前向IQ信号，以提供被提供给功率放大器3的射频(RF)信号。功率放大器3放大RF信号以提供RF输出。前向IQ信号作为第一输入被提供给信号捕获电路11。RF输出由RF解调电路304解调，并且得到的反馈IQ信号作为第二输入被提供给信号捕获电路11。

如以下详细描述的，可以比较前向IQ信号和反馈IQ信号以确定功率放大器3的特性的各个方面。

图1b是示出根据系统A10的示例使用的，总体上由附图标记A15表示的算法的流程图。算法A15在操作A16开始，在该操作中，将反馈IQ信号除以前向IQ信号以提供功率放大器3的绝对增益。接下来，在操作A17处，对绝对增益进行归一化，以生成功率放大器3的随时间的相对增益瞬态响应。在操作A18处，生成用于功率放大器3的增益瞬态响应补偿值。最后，在操作A19处，可以使用生成的增益瞬态响应补偿值来修改前向IQ信号，以补偿功率放大器3的增益瞬态响应。下面提供了操作A16至A19的功能和实现的更多详细信息。

图2是根据示例实施例的总体上由附图标记A20指示的系统的框图。系统A20可以例如是用于研究功率放大器的瞬态响应的无线传输装置。如以下详细描述的，装置A20包括上述系统A10的RF调制电路302、RF解调电路304、功率放大器3和信号捕获电路11。

系统A20示出了与功率放大器3有关的瞬态响应特性的生成。系统A20包括信道滤波器单元4，该信道滤波器单元4将输入波形(如图2所示的IQ基带信号310)滤波到发送信道频带；波峰因数降低(CFR)电路5，其抑制IQ基带信号中的峰值；数字预失真(DPD)电路6，其可用于补偿功率放大器的失真；功率放大器3，其放大发送信号；定向耦合器7，获取RF输出信号的RF反馈信号；信号捕获电路11；以及射频集成电路(RFIC)2，包括数模(D/A)转换器301和RF调制电路302，用于将复合基带IQ信号转换为所需载波频率的RF信号以进行传输，以及射频解调电路304和数模转换器303，用于将射频反馈信号转换为复合基带信号。

信号捕获单元11捕获前向IQ信号和反馈IQ信号，以计算增益瞬态响应(GTR)特性(从而实现上述操作A16)。这里，通过RF解调器304和A/D转换器303从RF反馈信号转换为复合基带信号的反馈IQ信号包含与RF输出相同的GTR特性，用于计算GTR。

图3示出了在上述系统A10和系统A20的示例性使用中生成的、总体上由附图标记A30表示的输出。输出A30示出了前向IQ信号和反馈IQ信号的幅度的时间系列。

前向IQ信号的幅度(在图3的上部图中示出)具有恒定的峰值电平(作为由CFR电路5施加的处理的结果)。反馈IQ信号的幅度(如图3的下部所示)具有峰值电平，该峰值电平在每个突发的开始时具有可变的幅度变化。

在以下示例实施例中，提供了一种使用前向IQ信号和反馈IQ信号精确计算GTR的方法。

前向IQ信号的幅度逐个采样变化，因为前向IQ信号是具有带宽的调制信号，此处示出了LTE 20MHz带宽。可能需要预先在两个信号(例如，第一信号和第二信号)(诸如，反馈IQ信号和前向IQ信号)之间进行采样定时(timing)调整，以计算两个信号之间固有的增益。进行M被上采样和卷积处理，并以估计的定时差从原始采样比率以M倍的比率调整采样定时。在上采样之后，在第一信号和第二信号之间执行定时调节。本文中描述的定时调节过程仅出于说明目的。定时调节的概要显示在下面的等式E1中。

用t表示在M倍上采样之前的采样索引，并且用m表示在M倍上采样之后的采样索引。这样，将M倍上采样之前的第一信号表示为Sb(t)，将M倍上采样之后的第一信号表示为Sb(m)。这样，将在M倍上采样之前的第二信号表示为Sf(t)，并且将在M倍上采样之后的第二信号表示为Sf(m)。“Nsp”表示第n个采样，即，从每个突发的开始就补偿GTR的足够数量的采样。

E1：

上采样之前：t＝1，…，Nsp

上采样后：m＝1，…，Nsp x M (1)

在以高分辨率对第一信号和第二信号之间进行定时调节之后，在等式E2中进行经上采样的第一信号Sb(m)和经上采样的第二信号Sf(m)。在上采样的时间系列中，第一信号和第二信号之间的定时偏差由⊿m表示。卷积过程函数用“*”表示。卷积过程函数用于通过函数输出的峰值来检测时机偏差(由U(⊿t)表示)。

E2：

U(⊿t)＝|Sf(m)*Sb(m-⊿t)|

⊿m＝arg max{U(⊿t)}⊿t＝1，…，Nsp x M (2)

然后以“1/M”次的比率执行下采样以恢复原始采样率，如等式E3所示。在第一信号和第二信号的定时调节之后的下采样信号分别由Sf(i)，Sb(i)表示，其中采样索引由“i”表示。采样索引的范围是从1到Nsp(i＝1，…，Nsp)。

E3：

下采样信号Sf(i)是在下采样之后获得的前向IQ信号。下采样信号Sb(i)是在下采样之后获得的反馈IQ信号。可以由“i”表示的采样索引来调整采样定时。

在该示例实施例中，比率M被设置为8。但是，比率M不限于8。

等式E4示出了除法处理。执行除法处理以便计算绝对GTR。由“aG(i)”表示的绝对GTR是相对于作为参考的前向IQ信号的反馈IQ信号的增益(请参见上述操作A16)。

E4：

aG(i)＝Sb(i)/Sf(i)i＝1，…，Nsp (4)

图4示出了在系统A10和系统A20的示例性使用中生成的，总体上由附图标记A40指示的输出。输出示出通过前向IQ信号和反馈IQ信号计算出的每个采样的绝对增益瞬态响应(GTR)。输出A40的上部示出幅度分量，而输出A40的下部示出相位分量。Sb(i)除以Sf(i)是向量的除法，因此，输出中出现的任何过程误差都可能取决于采样的幅度范围。如图4所示，误差导致数据点的分布相对较广。

在一个变体中，使用采样基准的绝对增益和预定采样间隔(“Nd”)来计算平均绝对GTR(“aG_ave”)，如以下等式E4a所示。在等式E4a中，采样间隔的索引即间隔索引由“u”表示，并且采样间隔的平均绝对GTR由aG_ave(u)表示。i_itv(u)表示用于在间隔索引“u”处平均的目标采样索引，其中i_itv(u)的范围从i_start(u)到i_end(u)(i_itv(u)＝i_start(u)，…，i_end(u))。在间隔索引“u”处平均的采样数由Nave(u)表示(Nave(u)＝i_end(u)-i_start(u)+1)。

E4a：

平均的绝对GTR：

图5示出了在系统A10和系统A20的示例使用中生成的数据点，通常由附图标记标记A50和A52表示。数据点A50和A52说明了针对每个间隔平均的GTR。

数据点A50示出了在等式E4a中计算的采样基准的分段平均绝对GTR和预定的采样间隔长度(“Nd”)。在图5中，Nd为2560(作为示例)。在数据点A50的图示中，垂直轴(表示幅度分量(上部)或相位分量(下部))的缩放比例与示例输出A40的缩放比例相同。数据点A52与数据点A50相同。在数据点A52的图示中，垂直轴的缩放比例大于A50的比例，以使A52放大以关注每个数据点沿垂直轴的变化。根据数据点A52，幅度和相位均在一个子帧的范围内变化。子帧由14个正交频分复用(OFDM)符号组成。

在示例实施例中，当使用在以上实施例中获得的GTR特性预先执行RF输出的GTR的补偿时(上述算法A15的操作A19)，相反GTR特性可以用作用于GTR补偿(GTC)的补偿系数系列，并且可以在输入到数模(D/A)转换器301之前，使用补偿系数系列预先补偿发送信号。补偿系数系列如下所述。为了简单起见，术语“符号”用于表示OFDM符号，术语“符号增益”用于表示OFDM符号的平均增益，术语“符号功率”用于表示OFDM符号的平均功率。

在示例实施例中，使用系数的数量，由系数补偿的时间间隔以及从由预定时间段表示的突发开始的补偿范围来确定补偿系数系列。有三个参数，即第一参数，第二参数和第三参数，用于计算补偿系数系列。第一参数是从突发的开始到执行补偿的时间的时间间隔。第二个参数是补偿系数的数量。第三个参数是由补偿系数补偿的时间间隔的长度。

在一个变体中，关于第一参数，为了减少与补偿有关的计算负荷，可以不在从突发开始的整个时间间隔内对所有信号执行补偿。所使用的时间间隔可以是发生瞬态响应的时间间隔，这可以减少要在补偿系数系列中使用的补偿系数的数量。关于第二参数和第三参数，计算采样基准的瞬态响应的符号的间隔平均值，从而为每个符号提供一个补偿系数。

例如，如数据点A50和A52所示，GTR在一个子帧长度内收敛，该子帧长度大约等于从起始符号到第十四符号的范围。因此，第十五个符号的绝对增益被当作参考增益(并且可以用于归一化，如下文进一步讨论)。相对于作为参考的第十五个符号的绝对增益，获得了一系列相对GTR。

为了提供示例实施例的目的，将增益特性视为相对增益瞬态特性。对于绝对增益，通过参考增益对前向部分进行归一化处理。参考增益取自瞬态响应收敛区域的绝对增益。

下面描述用于预先补偿GTR的相对GTR的相反/逆(inverse)特性。如上所述，相对GTR的相反特性被计算为补偿系数系列。通过使用补偿系数来预先补偿要发送的基带IQ信号。

在示例实施例中，如下所述，根据等式E5来计算距基于采样的绝对增益(aG(i))的符号持续时间的间隔中的平均值。对于预定数目的符号(Nsym)，基于符号的绝对GTR由aG_ave(s)表示。符号索引由“s”表示。为了说明的目的，符号的预定数目Nsym等于十五。从一开始就针对符号的预定数目计算绝对增益。由i_sym(s)表示用于在符号索引“s”处平均的目标采样索引，其中i_sym(s)的范围从i_start(s)到i_end(s)(i_itv(u)＝i_start(u)，……，i_end(u))。在符号索引“s”处平均的采样数目由Nave(Nave＝i_end(s)-i_start(s)+1)表示。

E5：

符号绝对GTR：

符号索引：s＝1，…，Nsym

在计算出基于符号的绝对GTR之后，基于等式E6所示的除法对从起始符号到参考符号之前的符号的符号绝对增益瞬态响应进行归一化。绝对增益aG_ave(s_ref)用作参考符号(在此示例中，s_ref等于15)。

E6：

符号基准相对GTR：rG_ave(s)＝aG_ave(s)/aG_ave(s_ref)

s＝1，...，s_ref (6)

图6是根据示例实施例的，总体上由附图标记A60指示的系统的框图系统A60提供了计算相对增益的过程。因此，利用相对于检测到的参考增益的增益来计算符号基准相对GTR rG_ave(s)。

如图6所示，子帧控制信号表示突发的开始。突发的第十五个符号(在该示例实施例中)被用作参考增益，并且被用于平均绝对增益的转换以提供相对增益(如上所述的操作A17)。

图7示出了根据示例实施例的生成的数据，通常由附图标记A70和A72表示。数据A70示出了每个符号的绝对GTR(操作A16)。绝对GTR将反馈IQ信号的符号基础增益作为前向IQ信号的参考。A70和A72的上部示出了复合增益的幅度分量，而A70和A72的下部示出了复合增益的相位分量。数据A72示出了每个符号的相对GTR(操作A17)。相对GTR示出了通过作为参考增益的绝对增益的第十五个符号归一化绝对GTR中的增益。如数据A72所示，对于第十五个符号，幅度分量(上部)为1，而对于第十五个符号，相位分量为零。幅度分量和相位分量都显示为变化到大约第十四个符号。幅度分量在第五个符号处减小。第五个符号的幅度分量为0.975，这是给定符号的最小值。在第五个符号之后，幅度分量继续增加，并接近一个值。该相位在第五个符号处具有最大误差，然后向零增加。

图8示出了根据示例实施例的生成的数据，通常由附图标记A80指示。如上所述，相对GTR的特性在执行补偿之后改变。因此，相对GTR变得更接近于增益值，其中幅度分量为1而相位分量为零。

在上面的示例实施例中，检测参考增益的位置并对绝对增益的前向部分进行归一化的好处之一是，在参考符号的前向补偿部分和参考符号的后向非补偿部分之间，可以补偿响应，而不会在RF输出信号中出现不连续性。这是因为在参考符号中增益的幅度和相位分别是“1”和“0”。

图9a、图9b、图10a和图10b示出了根据示例实施例的生成的数据，分别由附图标记A90，A92，A100和A102分别总体指示。数据A90和A100示出RF输出信号的星座图的测量结果，并且数据A92和A102示出RF输出信号的符号误差矢量幅度(EVM)的测量结果。数据A90，A92，A100和A102共同示出了本文所述的增益瞬态响应补偿的效果。

图9a和图9b示出了未执行补偿的输出A90和A92。如图所示，瞬态响应对突发的开始生成影响，其中可以看到符号误差矢量幅度(EVM)的下降。结果，星座中信号点的幅度分量和相位分量在时间瞬变中都逐渐偏离理想信号点。应当注意，如果在发送器侧发生信号点的偏差并且在接收器侧的解调过程中不能校正该偏差，则信号点的比特检测将包括误差，并且吞吐量性能将降低。

图10a和10b示出了输出A100和A102，其中已经通过将补偿系数乘以要发送的IQ基带信号310来预先进行了补偿。如图所示，星座图中的符号误差矢量幅度(EVM)和信号点的偏差得到改善。这样，通过使用基于相对GTR的相反特性的补偿系数，预先通过补偿GTR来获得符号EVM的改善。

因此，通过计算瞬态响应收敛的时间系列中的复数绝对增益的特定部分所参考的相对GTR，图3所示的RF输出信号的瞬态响应特性得以实现。。关于相对增益的计算，在高(“M”倍)采样率下进行定时调节的过程在幅度和相位方面都带来了增益计算的高精度。此外，可以通过将相对GTR的相反特性乘以预先发送的IQ基带信号来补偿RF输出信号的GTR。

可以使用可以在集成电路(IC)设备(例如现场可编程门阵列(FPGA)，数字信号处理器(DSP)设备和SoC(片上系统))中实现的数字信号处理来执行以上示例实施例中的补偿。还应当注意，RFIC单元2的提供代表一种示例实施方式。仅作为示例，替代实施方式可以以其他方式实现RFIC单元的特征，例如作为实现系统A20的其他特征的IC设备的一部分。

为了例如克服批量生产和实际操作中的问题，可能有必要自适应地更新补偿系数。根据示例实施例，下面提供用于自适应地更新补偿系数的GTR补偿电路。

除非另有说明，否则此处还将LTE E-TM3.1a的测试模型(带宽：20MHz)用于测试信号。

RF输出的瞬态响应特性可能会受温度和设备特定变化的影响。可能由于与设备的电源单元，功率放大器单元，构成外围电路的电容器等各种设备的电压电流供给有关的负载瞬态响应特性的变化而引起该变化。由于每个设备都具有温度特性，因此它们可能会受到周围温度的影响。瞬态响应特性也可以基于功率放大器单元的输入信号电平的变化而变化。输入信号电平的变化可能是由于传输业务的变化和用于传输的子载波的数量的差异而引起的。因此，对于批量生产和操作，期望在设备的操作期间自动自适应地更新和优化补偿系数

RF输出的瞬态响应特性的差异可能基于第一因素，第二因素和第三因素中的一个或多个而引起。第一个因素是瞬态响应因设备的不同而有所不同。第二个因素是环境温度变化对瞬态响应的影响；第三个因素是输入信号电平差对瞬态响应的影响。下面描述基于第一，第二和第三因素的瞬态响应特性的差异。

图11是根据示例实施例的，总体上由附图标记A110指示的系统的框图。系统A110示出了根据示例实施例的增益瞬态响应补偿(GTC)电路1的配置。(增益瞬态响应补偿电路1在图11中标记为增益瞬态响应补偿设备；术语“电路”和“设备”在本文中可以互换使用。)

GTC电路1包括增益瞬态响应(GTR)计算单元100、补偿系数更新和保留单元201以及补偿单元202。GTR计算单元100计算补偿系数系列，该补偿系数系列是来自前向IQ信号111和反馈IQ信号112的相对GTR的相反特性。基带前向信号210(从前向IQ信号111得出)是要发送的基带IQ数据，反馈IQ信号112是功率放大器单元的输出，如以上详细说明。系数更新和保留单元201更新补偿系数系列，并存储更新后的补偿系数系列。补偿单元202使用保留的补偿系数系列来补偿要发送的基带前向信号210。注意，基带前向信号210由补偿系数补偿。

图12是根据示例实施例的，总体上由附图标记A120指示的系统的框图。系统A120示出了与参与信号传输的其他设备一起操作的GTC电路1。

系统A120包括上述的信道滤波器单元4、CFR单元5和DPD单元6，它们被提供在GTC电路之前。系统A120还包括上述的RFIC单元2、功率放大器3和定向耦合器7，它们在GTC电路之后提供。如上所述，RFIC单元2将基带IQ信号转换为期望载波频率的RF信号，并将来自功率放大器3的RF反馈信号转换为复合基带信号；功率放大器3放大RF信号；定向耦合器7从RF输出获得RF反馈信号。

下面描述GTC电路1的详细操作。

图13是根据示例实施例的总体上由附图标记A130表示的系统的框图。系统A130示出了GTR计算单元100，其包括在GTC电路1内。

GTR计算单元100的输入是前向IQ信号112，突发信号的反馈IQ信号111和帧控制信号113。帧控制信号113指示时分双工(TDD)信号的时间区域。GTR计算单元100包括控制信号生成单元101、绝对增益计算单元102、参考增益检测单元103和相对增益计算单元104。控制信号生成单元101从帧控制信号生成符号控制信号。绝对增益计算单元102使用前向IQ信号和反馈IQ信号来计算绝对GTR。参考增益检测单元103检测参考增益索引。相对增益计算单元104参考参考增益索引的时间位置处的绝对增益来计算相对于绝对GTR的相对GTR。GTR计算单元100的输出是在突发信号和突发信息118的开始区域中的相对GTR117。下面将详细描述用于生成相对GTR的过程。

图14示出了根据示例实施例的由控制信号生成单元101生成的信号，该信号总体上由附图标记A140表示。信号A140包括帧控制信号、由控制信号生成单元101生成的符号控制信号以及相应的前向和反馈IQ信号。由控制信号生成单元101生成的符号控制信号基于帧控制信号和信号信息指示调制信号的符号定时。信号信息包含有关信号格式的信号信息，例如发送信号的调制参数，符号持续时间和突发信号持续时间。从信号信息可以知道符号的边界。

图15是根据示例实施例的总体上由附图标记A150指示的系统的框图。系统A150示出了绝对增益计算单元102，其包括在GTC电路1内。绝对增益计算单元102计算相对于每个采样中的前向IQ信号的反馈IQ信号的增益系列。该增益在本文中被称为“绝对增益”。

绝对增益计算单元102包括定时调节单元1021、归一化单元1022和平均单元1023。定时调节单元1021调整前向IQ信号与反馈IQ信号之间的采样定时。绝对增益计算单元的输入包括反馈IQ信号111，前向IQ信号112和平均控制信号114。绝对增益计算单元102的输出是GTR115。出于说明的目的，可以进行M倍的上采样和相关处理。如以下等式所示，用于定时调节处理的示例。然而，可以使用任何其他技术来执行定时调节处理。

在以下等式E11和E12中，上采样之前的采样的表示被表示为“t”，而上采样之后的采样的表示被表示为“m”。Nsp是从突发信号开始起用于补偿GTR的采样总数。

上采样之前：t＝1，…，Nsp

上采样后：m＝1，…，Nsp x M

E11：

E12：

在上采样之后，以高分辨率调整两个上采样信号Sb(m)和Sf(m)之间的定时。然后执行(1/M)倍下采样以再次恢复原始采样率，如以下等式E13和E14所示。定时差由⊿m表示，定时调节后的下采样信号用Sb(i)和Sf(i)表示(i＝1，…，Nsp)。

E13：

E14：

可以获得Sb(i)和Sf(i)，使得Sb(i)和Sf(i)的定时在相同的采样位置“i”处匹配。为了说明的目的，以M＝8为例进行定时调节。

如等式E15所示，执行除法处理以计算绝对GTR“aG(i)”，该绝对GTR“aG(i)”示出了相对于作为参考的前向IQ信号的反馈IQ信号的增益。

E15：

aG(i)＝Sb(i)/Sf(i)i＝1，…，Nsp (15)

等式E15中所示的除法由复矢量处理，输出中产生的处理误差取决于采样的幅度范围。因此，每个采样的变化对于每个采样都变大。因此，如以下等式E16所示，计算与基于采样的绝对增益aG(i)相距符号持续时间的间隔的平均值。获得从一开始就从符号开始的预定数量的符号Nsym(＝15)的基于符号的绝对GTR aG_ave(s)。由i_sym(s)表示用于在符号索引“s”处平均的目标采样索引，其中i_sym(s)的范围从i_start(s)到i_end(s)(i_itv(u)＝i_start(u)，……，i_end(u))。在符号索引“s”处平均的采样数量由(Nave)(Nave＝i_end(s)-i_start(s)+1)表示。

E16：

符号绝对GTR：

符号索引：s＝1，…，Nsym

图16示出了根据示例实施例的所生成的通常由附图标记A160指示的符号。符号A160包括通过平均单元平均每个符号的绝对增益之前和之后的符号。在符号平均处理中，可以通过在控制信号生成单元101中生成的符号控制信号来确定符号周期。

在参考增益检测单元103处，接收控制信号114和前向IQ信号112作为输入。在确定增益稳定的区域中，从符号绝对增益中检测出被认为是参考增益的部分。参考增益检测单元103的输出是指定参考增益索引。由于目标是每个符号的绝对增益，因此参考增益索引是从突发开始处的符号位置，并且参考增益索引被示为从1开始的整数。

下面根据示例实施例详细描述用于检测参考增益的符号位置的方法。

在较早的示例实施例中，发送信号中的每个符号的功率被认为是相同的，并且假定收敛的符号位置被近似地指定(例如，图7中的第十五个符号)。这样，将相同的符号位置设置为参考增益。然而，在LTE(长期演进)系统中，符号中激活的子载波的数量(幅度为非零的子载波的数量)根据业务量而变化。结果，符号功率根据要发送的控制信道的数量和用户的业务量在操作信号中波动。这样，可能引起瞬态响应特性差异的第四个因素是符号功率波动对GTR的影响。因此，在以下示例实施例中，除了用于确定参考增益的方法之外，还示出了符号功率对GTR的影响。

图17示出了根据示例实施例的当符号功率波动时生成的信号，通常由附图标记A170和A172表示。信号A170显示带有输入信号均方根(RMS)的符号电平。当接收到信号作为输入时，信号A172表示绝对GTR。

为了说明的目的，此处的测试信号是具有LTE传输模式9的LTE信号。第一个符号和第十五个符号的符号功率小于其他符号的符号功率。在该示例中，LTE信号在每个子帧中的第一符号中包含物理下行链路控制信道(PDCCH)。即使物理下行链路共享信道(PDSCH)中的数据量很大，PDCCH中也存在任何未使用的子载波。在信号A172所示的GTR中，与前一个和后一个符号(即第十四个符号和第十六个符号)相比，第十五个符号中的符号电平(RMS)相对较小(大约小了一半)。因此，第十五个符号中的增益幅度大了约0.02。如上所述，当输入到功率放大器3的信号的符号功率大幅度波动时，GTR也改变。

在确定符号的绝对增益时，如果符号功率的波动在确定参考增益之前增加，则将符号中的绝对增益的变化叠加在作为偏移的相对增益上。结果，在要计算的补偿系数值中引起误差，并且不能精确地补偿放大器的GTR。因此，有利的是在具有相对相同功率电平的稳定部分中检测绝对增益，即使在瞬态响应的收敛区域中，也能够避免波动部分。在上面的示例实施例中解决了该问题，其中如果符号功率有显着变化，则使用后向部分来计算相对GTR。

图18是根据示例实施例的总体上由附图标记A180表示的系统的框图。系统A180示出了包括在GTR计算单元100中的参考增益检测单元103。

参考增益检测单元103包括功率计算单元1031、平均单元1032和参考检测单元1033。功率计算单元1031计算前向IQ信号的采样功率值；平均单元1032通过对符号持续时间中的采样功率进行平均来计算符号功率；参考检测单元1033从符号功率检测参考增益的符号部分。

图19示出了根据示例实施例的所生成的符号，通常由附图标记A190指示。符号A190示出在平均单元1032中的符号功率的计算。在平均单元1032中，基于符号控制单元从采样功率(由Pow(i)表示)计算符号功率(由Pow_ave表示)。

参考增益检测单元103测量目标检测持续时间中的最大功率电平，并且基于作为最大极限的最大功率电平，基于水平波动范围(用⊿P表示)来计算功率下限。

图20示出了根据示例实施例的生成的数据，通常由附图标记A200和A202指示。数据A202示出了用于根据符号功率的时间系列来检测参考增益的符号位置的参数。数据A200按时间顺序示出符号功率，数据A202示出用于检测参考增益的符号位置的参数。

参考增益检测单元103的操作在下面详细描述。用于检测参考符号的检测间隔的开始由“Sdet_start”表示，并且检测间隔的结束由“Sdet_end”表示。

从符号功率的时间系列测量检测间隔(Sdet_start≤s≤Sdet_end)中的最大功率电平(用“Pmax”表示)。从最大电平Pmax计算出电平波动幅度的最小功率电平(用“Pmin”表示)。电平波动幅度⊿P可以是预定值。

可以通过首先对在电平起伏宽度⊿P的范围内连续的符号的数量(以“Nstb”表示)计数预定数量的符号Nstb，然后通过指定符号位置来指定稳定电平区域的后半部分，其中计数值连续超过预定数量Ndet。参考增益的符号位置由s_ref表示。

以下算法示出了用于检测参考符号的过程。为了说明的目的，下面的MATLAB M文件代码被提供：

在下面的代码中，⊿P由deltaP表示

在上面的代码中：

·PowDiff的值在图21(b)中用标记“o”表示。

·PowDet的值在图21(c)中用标记“o”显示。

·PowCount(s)的值在图21(c)中用标记“x”显示。

·我们可以通过“Flag_Detected”找到对检测过程的验证。

·如果该过程无效，即“Flag_Detected＝0”，则当前的更新过程可能会跳至下一个信号捕获时间。

在操作[B1]处，计算在电平稳定符号Nstb的数量内的符号功率的波动间隔宽度(由“PowDiff(s)”表示)。其中“PwdDiff”在预定范围⊿P内的“s”处的符号被认为是有效的，并且PowDet被设置为1。“PowDet(s)”被累计计数。如果符号的“PwdDiff”不在⊿P范围内，则符号“s”被视为无效，并且PowDet被设置为零。累加计数值被称为符号功率连续值(由“PowCont(s)”表示)。

然后，将具有等于或大于预定值“PowCont_ref”的符号功率连续值的符号位置视为参考符号候选，并且将检测间隔中的多个参考符号候选中的最后一个参考符号设置为参考符号。

间隔功率波动幅度：PowDiff(s)＝max{Pow(n)}–min{Pow(n)}n＝s-Nstb，…，s

符号检测值：PowDet＝0，如果PowDet＞⊿P，

PowDet＝1，如果PowDiff(s)≦⊿P

符号功率连续值：PowCont(s)＝PowCont(s-1)+PowDet(s)，如果PowDet(s)＝1

PowCont(s)＝＝0，如果PowDiff(s)＝0

参考符号索引：s_ref＝max{s_ref_temp}

s_ref_temp∈argment(PowCont(s)>＝PowCont_ref)

图21a至图21c示出了根据示例实施例的所生成的数据，总体上由附图标记A210表示的。数据A210示出了数值示例中的参考增益检测。数据A210中显示的特定值仅用于说明目的。⊿P设置为1(deltaP＝1.0)。在检测间隔内，将Sdet_start设置为2(Sdet_start＝1)，将Sdet_end设置为15(Sdet_end＝16)。Nstb设置为4(Nstb＝4)，PowCont_ref设置为6(PowCont_ref＝6)。在该示例中，参考符号“s_ref”的位置被计算为十四。

图22是根据示例实施例的系统的框图，总体上由附图标记A220指示。系统A220示出了在相对增益计算单元104处的计算相对增益的过程。在相对增益计算单元104中，基于以下等式E110中的除法对从开始符号到参考符号之前的符号的符号绝对增益瞬变进行归一化。绝对增益由aG_ave(s_ref)表示，其中s_ref是参考符号。如图21所示，第十四个符号(s_ref＝14)可以被认为是参考符号。使用相对于检测到的参考增益的增益来计算基于符号的相对GTR(由“rG_ave(s)”表示)。

E110：

符号基准相对GTR：rG_ave(s)＝aG_ave(s)/aG_ave(s_ref)

s＝1，...，s_ref(110)

因此，计算出的相对GTR 117(rG_ave)作为从GTR计算单元100的输出被发送，并且在包括在GTR补偿设备1内的补偿系数更新和保留单元201处被接收。这是“第(P)”次更新处理中的复合增益系列的下一阶段。可以使用计算出的相对增益和保留的补偿系数系列(第(p-1)个系数)来计算新的补偿系数系列(第(p)个系数)。

图23是根据示例实施例的系统的框图，总体上由附图标记A230指示。系统A230示出了包括在GTR计算单元100中的补偿系数更新和保留单元201。

补偿系数更新和保留单元201包括逆增益计算单元1021、剩余增益误差单元1022、系数更新单元1023、系数库单元1025和系数保留单元1026。逆增益计算单元1021计算相对GTR的相反特性；补偿系数库1025保留与输入水平和温度有关的补偿系数；剩余增益误差计算单元1022计算剩余增益误差“dG”。系数更新部1023将前次更新的保持补偿系数与乘积剩余增益误差“dG”乘以步长“α”的输出进行合成。

在逆增益计算单元中，根据以下等式E111来计算相对GTR“rG_ave”的相反特性“iG_ave”。

E111：

iG(s)＝1/rG_ave(s)s＝1，...，s_ref (111)

由于“iG(s)”是相对GTR的相反特性，因此在更新处理中，我们将“iG(s)”称为剩余增益系数，因为“iG(s)”代表在通过使用补偿系数进行补偿。如图8所示的相对GTR示出了其中IQ基带信号由GTC值补偿的输出。因此，相对GTR接近(但不完全是)[1,0]，其中相对增益的误差仍在GTR中。我们可以将其称为更新过程中的剩余相对增益(或“剩余增益”)。我们可以通过使用“剩余增益”和“相对/绝对增益”一词来区分所使用的GTC值是否用于补偿的增益状态。

在补偿系数的更新处理中，每个突发的参考符号位置根据通信量而不同。因此，由于每次补偿系数被更新时系数长度可能存在显着差异，因此需要更新。

更具体地，使用保持补偿系数“Coef(s，p-1)”和增益误差来更新补偿系数。在第(P-1)个系数的先前更新中计算保持补偿系数。包含剩余增益补偿系数的增益误差(在此等于相反特性rG_inv(s))。补偿系数系列应在预定时间段内定期更新。

在先前的“P-1”个补偿系数的长度或当前的“P”次更新中剩余增益系数长度“s_ref”的长度中较短的长度为更新周期长度的情况下，然后将不在共同更新周期中的系数组合到其中。因此，补偿系数系列应在“共同更新周期长度”内更新，该长度由先前“P-1”个补偿系数的长度或当前“P”次更新中的剩余增益系数长度“s_ref”的较短长度确定，则将超出共同更新周期的系数组合到其上。

在下面的示例中进一步详细说明了基于补偿系数系列差异的补偿系数更新。

关于先前更新(P-1)和当前更新(P)的参考符号索引分别由“s_ref_pre”和“s_ref”表示。共同更新周期的最后一个符号索引为“s_com”。复数值“x”的角度由“angle(x)”表示。

在第一示例中，先前补偿系数之间的长度与剩余增益系数之间的长度相同。图24是根据示例实施例的系统的框图，总体上由附图标记A240指示。系统A240示出了在更新补偿系数之前的系数长度、在更新补偿系数之后的系数长度和参考符号之间的符号索引之间的关系。在该示例中，共同更新周期在更新之前和之后是相同的长度，如下面的等式E112所示。因此，补偿系数如下更新，而不考虑共同更新周期。

E112：

s_com＝s_ref＝s_ref_pre (112)

首先，计算剩余增益误差(用“dG(s)”表示)。为了补偿剩余增益的幅度分量和相位分量，提取剩余增益的误差作为误差向量，如以下等式E113中所示，用等式(13)表示的向量方式。然而，这种误差矢量中的误差不会导致在幅度分量和相位分量上都对“更新系数α”(即“步长”)进行比例补偿。

E113：

误差向量：dG(s)＝iG(s)–1 (113)

因此，幅度分量和相位分量是单独计算的，如下面的等式E114所示。然后，将幅度分量和相位分量中的每一个乘以更新系数。

E114：

剩余增益误差的幅度因子：dG(s)_amp＝|iG(s)|-1

剩余增益误差的相位因子：dG(s)_pha＝angle(iG(s))

s＝1，…，s_ref (114)

可以为幅度分量(由α_amp表示)和相位分量(由α_amp表示)中的每一个提供更新系数，并且将其乘以下面的等式E115中所示的每个剩余增益误差。将值1加到幅度分量上以进行更新增益(由“uG_amp(s)”表示)。

E115：

更新增益的幅度因子：uG_amp(s)＝1+dG_amp(s)*

更新增益的相位系数：uG_pha(s)＝dG_pha(s)*

s＝1，…，s_ref(115)

因此，提供了指示要更新的增益差异的更新增益“uG(s，p)”，以便通过执行复数乘法同时更新幅度分量和相位分量中的补偿系数。基于更新系数α_amp，α_pha的更新增益uG(s，p)在下面的等式E116中显示。

E116：

uG(s，p)＝uG_amp(s)*exp(j*uG_pha(s))s＝1，…，s_ref (116)

如上所述，可以通过将更新系数α_amp，α_pha分别与幅度分量和相位分量两者相乘来控制补偿量。引入更新系数可在业务量变化引起的每个突发的GTR轻微波动下提供稳定的补偿系数控制。另外，可以通过将更新增益“uG(s)”乘以先前的补偿系数系列“Coef(s，p-1)”来更新补偿系数系列的幅度分量和相位分量两者的增益量。因此，使用下面所示的等式E117获得第(P)次更新中的补偿系数系列。

E117：

Coef(s，p)＝Coef(s，p-1)*uG(s)s＝1，…，s_ref (117)

在第二示例中，当前更新中的剩余增益系数的长度比先前补偿系数的剩余增益系数的长度“更短”。图25是根据示例实施例的系统的框图，总体上由附图标记A250指示。系统A250示出更新补偿系数之前的系数长度、更新补偿系数之后的系数长度和参考符号之间的关系。在该示例中，以下等式E118示出先前补偿系数的参考符号、剩余增益系数和共同更新周期之间的符号索引的关系。因此，s_ref低于s_ref_pre，并且s_com等于s_ref。

E118：

s_ref<s_ref_pre，s_com＝s_ref (118)

因为s_com等于s_ref，所以使用以下等式E119来计算共同更新周期的剩余增益误差(由dG表示)。剩余增益误差以复数值[1、0]为参考，即s_ref的参考符号值，并且其补偿系数通过以相同复数值[1、0]为参考的等式120来计算。然后，将共同更新周期的外部索引的先前补偿系数与等式121所示的更新系数级联。

E119：

剩余增益误差的幅度因子：dG(s)_amp＝|iG(s)|-1

剩余增益误差的相位因子：dG(s)_pha＝angle(iG(s))

s＝1，…，s_ref(119)

E120：

更新增益的幅度因子：uG_amp(s)＝1+dG_amp(s)*

更新增益的相位系数：uG_pha(s)＝dG_pha(s)*

s＝1，...，s_ref(120)

E121：

在第三示例中，先前补偿系数之间的长度比当前更新中的剩余增益系数之间的长度短。图26是根据示例实施例的系统的框图。总体上由附图标记A260指示。系统A260示出更新补偿系数之前的系数长度、更新补偿系数之后的系数长度和参考符号之间的关系。在该示例中，以下等式E122示出了先前补偿系数的参考符号、剩余增益系数和共同更新周期之间的符号索引的关系。因此，s_ref高于s_ref_pre，并且s_com等于s_ref。

E122：

s_ref>s_ref_pre，s_com＝s_ref_pre (122)

由于s_com等于s_ref，因此使用以下等式E123来计算共同更新周期的剩余增益误差(由dG表示)。剩余增益误差由剩余增益系数值“iG(s_ref_pre)”，即先前系数的参考符号位置“s_ref_pre”来参考。这与第二个示例不同，在第二个示例中，剩余增益误差由剩余增益的参考符号位置处的复数值[1,0]参考。

E123：

剩余增益误差的幅度因子：dG(s)_amp＝|iG(s)|-|iG(s_ref_pre)|

剩余增益误差的相位因子：dG(s)_pha＝angle(iG(s))–角度(iG(s_ref_pre))

s＝1，…，s_ref_pre(123)

另外，补偿系数使用以下所示的等式E124计算。补偿系数由位于先前系数的参考符号位置“s_ref_pre”中的相同剩余增益系数值“iG(s_ref_pre)”参考。

E124：

更新增益的幅度因子：uG_amp(s)＝abs(iG(s_ref_pre))*(1+dG_amp(s)*α)

更新增益的相位因子：uG_pha(s)＝angle(iG(s_ref_pre))+dG_pha(s)*α)

s∈1，…，s_ref_pre(124)

如在下面的等式E125中所示，将在第(p)次更新中用于共同更新周期的外部索引的剩余增益系数级联为更新系数周期。

E125：

在以上示例中，即第一示例，第二示例和第三示例中，可以对等式进行比较。等式E115和E119可以表示为以下等式E122，因为在第一和第二个示例中“s_ref”处的剩余增益为幅度分量等于1并且相位分量等于零的复数值，即矢量复数值[1，0]。

E126：

剩余增益误差的幅度因子：dG(s)_amp＝|iG(s)|-|iG(s_ref)|剩余增益误差的相位因子：dG(s)_pha＝angle(iG(s))-angle(iG(s_ref))

s＝1，…，s_ref(126)

通过对共同更新周期进行分析，确定可以在以下步骤中执行和总结更新过程中的系数更新和级联。

第一步，分析共同更新周期。

对于第一个示例，

对于第二个示例，

对于第三个示例，

在第二步中，如下所示，根据等式E127计算剩余增益误差。

E127：

剩余增益误差的幅度因子：dG(s)_amp＝|iG(s)|-|iG(s_com)|

剩余增益误差的相位因子：dG(s)_pha＝angle(iG(s))-angle(iG(s_com))

s＝1，...，s_com(127)

第三步，根据等式E128计算更新增益，如下所示：

E128：

更新增益的幅度因子：uG_amp(s)＝abs(iG(s_ref_pre))*(1+dG_amp(s)*α)

更新增益的相位系数：uG_pha(s)＝angle(iG(s_ref_pre))+dG_pha(s)*α)

复数更新增益：uG(s)＝uG_amp(s)*exp(j*uG_pha)

s＝1，…，s_com(128)

在第四步骤中，更新系数并执行级联。

对于第一示例，通过等式E129执行系数更新，并且将输出用作补偿系数。

E129：

Coef(s，p)＝Coef(s，p-1)*uG(s)s＝1，…，s_ref(129)

对于第二示例，通过等式E130执行系数更新，并且将输出用作补偿系数。

E130：

对于第三示例，通过等式E131执行系数更新，并且将输出用作补偿系数。

E131：

如上所述，示例实施例的优点之一是，即使系数长度在先前补偿系数和当前剩余增益系数之间不同，更新过程也能够通过基于系数长度来更新补偿系数而在没有不一致的情况下更新补偿系数。。

更具体地，剩余增益误差的幅度分量和相位分量是由参考符号位置处的剩余增益系数分别参考来计算的。然后，通过乘以复合更新增益来确定共同周期的补偿系数。复合更新增益是通过将更新系数(步长)乘以剩余增益误差的幅度分量和相位分量来确定的。可以将在共同更新周期之外的、长度比先前的补偿系数或当前剩余增益系数的部分长的那部分系数组合到共同周期中的更新系数

因此，通过改变由于业务量变化而导致的每个突发中的参考增益的位置，可以获得连续的更新。

在图12的补偿单元202中，在传输之前补偿了GTR。通过将补偿系数与基带前向信号210相乘来补偿GTR。使用针对每个符号的补偿系数系列Coef(s，p)计算GTR的补偿系数。

如前所述，补偿系数是从起始符号到检测到的参考符号计算出的相对增益的相反特性。因此，在补偿时段期间提供了波形的连续传输。补偿时段可以包括参考符号的前向部分和补偿时段之后的后向符号。因此，提供了有限数量的系数用于补偿，而不会根据瞬态响应的长度而增加数量。关于保留的补偿系数，最后的系数总是收敛于[1，0]使得能够进行更新，从而消除了系数长度差异的问题。

不需要在每个突发信号中执行上述连续更新补偿系数的过程。可以根据传输系统的能力来周期性地或中间地执行该过程，这取决于传输天线的数量，装置中装备的设备的处理性能，更具体地，涉及RFIC的信号分支的数量、诸如DPS、FPGA和SoC的数字信号处理设备的处理能力。

例如，在以上示例实施例中，通过使用补偿系数来预先补偿基带前向信号210。在缺少DPD的情况下，可以将要预先补偿的信号输出到CFR 312。

本文所述的增益瞬态响应补偿电路特别适用于诸如256QAM和1024QAM之类的高阶多级调制方案的信号，因为如上图9和图10所示的GTR的精确计算和补偿，并且如上所述更新了补偿系数的适应性。

为了完整性，图27是用于实现上述算法的一个或多个模块的组件的示意图，以下将其总称为处理系统270。处理系统270可具有处理器276，耦合至处理器的存储器271和包括RAM 272和ROM 273，以及可选地，用户输入277和显示器278。处理系统270可以包括一个或多个用于连接到网络的网络接口279，例如可以是有线或无线的调制解调器。

处理器276连接到其他每个组件，以便控制其操作。

存储器271可以包括非易失性存储器，硬盘驱动器(HDD)或固态驱动器(SSD)。存储器273的ROM 312除了别的以外还存储操作系统274，并且可以存储软件应用程序275。处理器271将存储器271的RAM 272用于数据的临时存储。操作系统274可以包含在由处理器执行时实现算法A15的各方面的代码。

处理器276可以采用任何合适的形式。例如，它可以是微控制器，多个微控制器，一个处理器或多个处理器。处理器302可以包括处理器电路。

处理系统270可以是独立的计算机，服务器，控制台或其网络。

在一些实施例中，处理系统270也可以与外部软件应用程序相关联。这些可以是存储在远程服务器设备上的应用程序，并且可以部分或专门在远程服务器设备上运行。这些应用程序可以称为云托管应用程序。处理系统270可以与远程服务器设备通信，以便利用存储在其中的软件应用程序。

参照图28a和图28b示出了分别存储计算机可读代码的有形介质，分别是可移动的非易失性存储单元281和光盘(CD)284，所述计算机可读代码在由计算机运行时可以执行根据上述实施例的方法。可移动存储单元281可以是存储棒，例如。USB存储棒，其具有存储计算机可读代码的内部存储器283。存储器283可以由计算机系统经由连接器282访问。CD284可以是CD-ROM或DVD或类似物。可以使用其他形式的有形存储介质。

本发明的实施例可以以软件，硬件，应用逻辑或软件，硬件和应用逻辑的组合来实现。软件，应用程序逻辑和/或硬件可以驻留在存储器或任何计算机介质上。在示例实施例中，应用逻辑，软件或指令集被维持在各种常规计算机可读介质中的任何一种上。在本文档的上下文中，“存储器”或“计算机可读介质”可以是任何非暂时性介质或可以包含，存储，传递，传播或传输指令以供指令执行或与之结合使用的装置。系统，装置或设备(例如计算机)。

在相关时，对“计算机可读存储介质”，“计算机程序产品”，“有形体现的计算机程序”等或“处理器”或“处理电路”等的引用应理解为不仅包括具有以下内容的计算机：不同的架构，例如单/多处理器架构和定序器/并行架构，还包括专用电路，例如现场可编程门阵列FPGA，应用指定电路ASIC，信号处理设备和其他设备。对计算机程序，指令，代码等的引用应理解为表示用于可编程处理器固件的软件，例如硬件设备的可编程内容，作为用于处理器的指令或用于固定功能设备，门阵列，可编程的配置或配置设置逻辑设备等。

如本申请中所使用的，术语“电路”指的是以下所有内容：(a)仅硬件的电路实现(例如仅在模拟和/或数字电路中的实现)，以及(b)电路和软件的组合(和/或固件)，例如(如果适用)：(i)到处理器的组合或(ii)到处理器/软件的一部分(包括数字信号处理器)，软件和一起工作以使诸如服务器之类的装置执行各种功能的存储器，以及(c)到诸如微处理器或微处理器的一部分之类的需要软件或处理器的电路。固件，即使软件或固件实际上不存在。

如果期望的话，可以以不同的顺序和/或彼此同时地执行本文讨论的不同功能。此外，如果需要，上述功能中的一个或多个可以是可选的或可以被组合。类似地，还将认识到，图3的流程图可以被描述。图1b仅是示例，并且可以省略，重新排序和/或组合其中所描绘的各种操作。

应当理解，上述示例实施例仅是说明性的，并且不限制本发明的范围。在阅读本说明书之后，其他变化和修改对于本领域技术人员将是显而易见的。

此外，本申请的公开应理解为包括本文明确或隐含公开的任何新颖特征或特征的新颖组合，或其任何概括，并且在本申请或由此衍生的任何申请的起诉期间，可以提出新的权利要求。术语“覆盖”可以覆盖任何这样的特征和/或这些特征的组合。

尽管在独立权利要求中陈述了本发明的各个方面，但是本发明的其他方面包括来自所描述的实施例和/或从属权利要求的特征与独立权利要求的特征的其他组合，而不仅是明确列出的组合。在索赔中。

在此还应注意，尽管以上描述了各种示例，但是这些描述不应以限制性的意义来理解。而是，在不脱离如所附权利要求所限定的本发明的范围的情况下，可以进行多种变型和修改。

Claims (20)

1.一种装置，包括：

用于确定功率放大器随时间的绝对增益的部件，其中所述绝对增益由反馈基带信号除以前向基带信号而形成，所述反馈基带信号从所述功率放大器的输出得到，所述前向基带信号用于形成所述功率放大器的输入；

用于通过对所述绝对增益进行归一化以生成所述功率放大器随时间的相对增益，来确定所述功率放大器的相对增益瞬态响应的部件；以及

用于确定增益瞬态响应补偿系数的部件，所述增益瞬态响应补偿系数具有与所述相对增益瞬态响应相反的特性。

2.根据权利要求1所述的装置，其中用于确定所述功率放大器随时间的所述绝对增益的所述部件包括：用于在连续的采样间隔上对所述反馈基带信号除以所述前向基带信号进行平均的部件。

3.根据权利要求1或权利要求2所述的装置，其中用于确定所述功率放大器的所述相对增益瞬态响应的所述部件包括：用于相对于参考增益归一化所述绝对增益的部件。

4.根据权利要求3所述的装置，其中所述参考增益在所述绝对增益被认为已经稳定的时间被确定。

5.根据权利要求3所述的装置，其中所述参考增益在所述绝对增益被确定为已经稳定的时间被确定。

6.根据权利要求5所述的装置，还包括：用于确定所述绝对增益被确定为已经稳定的时间的部件，所述部件包括参考检测单元，所述参考检测单元被配置为确定如下的采样周期，所述前向基带信号的功率电平在所述采样周期期间具有最大的稳定性。

7.根据前述权利要求中任一项所述的装置，还包括：用于使用所确定的所述增益瞬态响应补偿系数来修改基带前向信号以生成经补偿的基带前向信号的部件。

8.根据权利要求7所述的装置，其中所述基带前向信号被乘以所确定的所述增益瞬态响应补偿系数，以生成经补偿的所述基带前向信号。

9.根据前述权利要求中的任一项所述的装置，还包括：用于存储和更新所述增益瞬态响应补偿系数的部件。

10.根据权利要求9所述的装置，其中用于存储和更新所述增益瞬态响应补偿系数的所述部件取决于另一补偿系数的长度，来更新所述增益瞬态响应补偿系数。

11.根据权利要求10所述的装置，其中共同更新周期索引(s_com)根据先前系数的参考索引(s_ref_pre)和当前剩余增益的参考索引(s_ref)的以下关系来确定：

其中：

所述增益瞬态补偿系数在所述共同更新周期内被更新、通过使用所述共同更新周期中的所述先前补偿系数和所述当前剩余增益来计算，其中所述当前剩余增益的误差是通过与所述索引(s_com)的所述剩余增益的差异来计算的，所述差异通过将更新系数乘以所述误差来控制；以及

系数的一部分与所述共同周期中的经更新的所述系数被组合，所述系数的所述一部分位于共同更新周期外，并且所述系数的所述一部分的长度比先前补偿系数或当前剩余增益系数的部分长。

12.根据前述权利要求中的任一项所述的装置，其中所述反馈基带信号是具有同相分量和正交分量的复信号，和/或所述前向基带信号是具有同相分量和正交分量的复信号，和/或所述基带前向信号是具有同相分量和正交分量的复信号。

13.根据前述权利要求中的任一项所述的装置，其中所述功率放大器是RF信号放大器单元。

14.根据前述权利要求中任一项所述的装置，其中所述装置的所述输入信号是突发模式信号。

15.根据前述权利要求中任一项所述的装置，其中所述部件包括：

至少一个处理器；以及

至少一个存储器，包括计算机程序代码，所述至少一个存储器和所述计算机程序代码被配置为与所述至少一个处理器一起引起所述装置的执行。

16.一种方法，包括：

确定功率放大器随时间的绝对增益，其中所述绝对增益由反馈基带信号除以前向基带信号而形成，所述反馈基带信号从所述功率放大器的输出得到，所述前向基带信号用于形成所述功率放大器的输入；

通过对所述绝对增益进行归一化以生成所述功率放大器随时间的相对增益，确定所述功率放大器的相对增益瞬态响应；以及

确定增益瞬态响应补偿系数，所述增益瞬态响应补偿系数具有与所述相对增益瞬态响应相反的特性。

17.根据权利要求16所述的方法，其中确定所述功率放大器随时间的所述绝对增益包括：在连续的采样间隔上对所述反馈基带信号除以所述前向基带信号进行平均和/或归一化。

18.根据权利要求16或权利要求17所述的方法，还包括：使用所确定的所述增益瞬态响应补偿系数来修改基带前向信号，以生成经补偿的基带前向信号。

19.根据权利要求16至18中任一项所述的方法，还包括：存储和更新所述增益瞬态响应补偿系数。

20.一种计算机程序，包括存储在其上的指令，用于至少执行以下：

确定功率放大器随时间的绝对增益，其中所述绝对增益由反馈基带信号除以前向基带信号而形成，所述反馈基带信号从所述功率放大器的输出得到，所述前向基带信号用于形成所述功率放大器的输入；

通过对所述绝对增益进行归一化以生成所述功率放大器随时间的相对增益，确定所述功率放大器的相对增益瞬态响应；以及

确定增益瞬态响应补偿值，所述增益瞬态响应补偿值具有与所述相对增益瞬态响应相反的特性。

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