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CN112543005B - 幅度调制对相位调制的补偿电路、射频功率放大器及设备 - Google Patents

幅度调制对相位调制的补偿电路、射频功率放大器及设备 Download PDF

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CN112543005B CN202110187468.6A CN202110187468A CN112543005B CN 112543005 B CN112543005 B CN 112543005B CN 202110187468 A CN202110187468 A CN 202110187468A CN 112543005 B CN112543005 B CN 112543005B
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Abstract

本申请实施例提供了一种幅度调制对相位调制的补偿电路、射频功率放大器及设备，该补偿电路包括检波电路、可重构流控电压源电路以及相移电路，其中，检波电路，用于对输入信号的功率进行检测，并在输入信号的功率大于预设功率阈值时，根据输入信号的功率输出控制电流；可重构流控电压源电路，用于根据控制电流，生成偏置电压；相移电路，用于根据偏置电压，对射频功率放大器幅度调制对相位调制AM‑PM失真进行补偿。这样，通过该补偿电路，能够在输入信号的功率大于预设功率阈值时，根据输入信号的功率对射频功率放大器AM‑PM失真进行补偿，从而减小了在放大信号时产生的AM‑PM失真，改善了信号质量以及射频功率放大器的ACLR性能，且电路简单、容易集成。

Description

幅度调制对相位调制的补偿电路、射频功率放大器及设备
技术领域
本申请涉及功率放大器技术领域，尤其涉及一种幅度调制对相位调制的补偿电路、射频功率放大器及设备。
背景技术
在移动通讯系统中，前端射频功率放大器的效率和线性功率直接影响基站和移动终端的能耗和通信质量，终端设备的上行调制信号被前端功率放大器放大后的输出功率和相邻频道泄漏比（Adjacent Channel Leakage Ratio，ACLR）指标必须满足各种移动通信协议的要求。
在无记忆效应系统中，射频功率放大器（Radio Frequency Power Amplifier，RFPA）的ACLR性能可以用RFPA的幅度调制对幅度调制（Amplitude Modulation-AmplitudeModulation，AM-AM）失真和幅度调制对相位调制（Amplitude Modulation-PhaseModulation，AM-PM）失真来表征。AM-AM失真和AM-PM失真随输入信号变化的变化率越大，RFPA输出信号的ACLR性能越差。AM-PM失真的来源主要是晶体管本身的非线性，随着输入功率的增加，射频功率放大器的输出相位会发生变化，从而产生杂波干扰，导致ACLR性能恶化。
发明内容
本申请实施例提供了一种幅度调制对相位调制的补偿电路、射频功率放大器及设备，可以改善射频功率放大器的ACLR性能。
本申请实施例的技术方案是这样实现的：
第一方面，本申请实施例提供了一种射频功率放大器幅度调制对相位调制的补偿电路，所述补偿电路包括检波电路、可重构流控电压源电路以及相移电路，其中；
所述检波电路，用于对输入信号的功率进行检测，并在所述输入信号的功率大于预设功率阈值时，根据所述输入信号的功率输出控制电流；
所述可重构流控电压源电路，用于根据所述控制电流，生成偏置电压；
所述相移电路，用于根据所述偏置电压，对所述射频功率放大器幅度调制对相位调制AM-PM失真进行补偿。
在上述方案中，所述补偿电路还包括第一控制电压源，所述第一控制电压源与所述检波电路连接；其中，
所述第一控制电压源，用于输出第一控制电压；
所述检波电路，还用于根据所述第一控制电压，调整所述预设功率阈值。
在上述方案中，所述补偿电路还包括第二控制电压源，所述第二控制电压源与所述可重构流控电压源电路连接；其中，
所述第二控制电压源，用于输出第二控制电压和第三控制电压；
所述可重构流控电压源电路，还用于根据所述第二控制电压和所述第三控制电压，控制所述偏置电压与所述控制电流之间的对应关系。
在上述方案中，所述对应关系包括：增函数关系或者减函数关系；其中，所述增函数关系表示所述偏置电压跟随所述控制电流的增大而增大，所述减函数关系表示所述偏置电压跟随所述控制电流的增大而减小。
在上述方案中，所述可重构流控电压源电路包括第一晶体管组和第二晶体管组，所述第一晶体管组和所述第二晶体管组均包括多个开关晶体管；其中，
所述可重构流控电压源电路，具体用于在根据所述第二控制电压控制所述第一晶体管组开启且根据所述第三控制电压控制所述第二晶体管组关闭时，控制所述偏置电压和所述控制电流之间为所述增函数关系；或者，
在根据所述第二控制电压控制所述第一晶体管组关闭且根据所述第三控制电压控制所述第二晶体管组开启时，控制所述偏置电压和所述控制电流之间为所述减函数关系。
在上述方案中，所述可重构流控电压源电路包括可变电阻；其中，
所述可重构流控电压源电路，用于通过调节所述可变电阻的阻值，以调节所述补偿电路对所述射频功率放大器AM-PM失真的补偿度。
在上述方案中，所述可重构流控电压源电路包括至少一个电流镜模块，所述电流镜模块是由两个晶体管组成；其中，
所述可重构流控电压源电路，用于通过调节所述电流镜模块的面积比，以调节所述补偿电路对所述射频功率放大器AM-PM失真的补偿度。
在上述方案中，所述相移电路包括相移晶体管；其中，
所述相移电路，具体用于根据所述偏置电压，调整所述相移晶体管的等效电容；以及根据所述等效电容对所述射频功率放大器AM-PM失真进行补偿。
第二方面，本申请实施例提供了一种射频功率放大器，所述射频功率放大器至少包括如第一方面中任一项所述的补偿电路。
在上述方案中，所述射频功率放大器还包括偏置电路和放大电路，所述补偿电路和所述偏置电路均与所述放大电路的信号输入端连接；其中，
所述补偿电路，用于基于输入信号，对所述射频功率放大器AM-PM失真进行补偿，得到补偿后的输入信号；
所述偏置电路，用于为所述放大电路提供偏置电流；
所述放大电路，用于基于所述偏置电流，对所述补偿后的输入信号进行功率放大。
在上述方案中，所述放大电路包括一个放大晶体管；或者，
所述放大电路包括多个放大晶体管，所述多个放大晶体管之间形成叠管结构。
第三方面，本申请实施例提供了一种电子设备，所述电子设备至少包括如第二方面中任一项所述的射频功率放大器。
本申请实施例提供了一种幅度调制对相位调制的补偿电路、射频功率放大器及设备，该补偿电路包括检波电路、可重构流控电压源电路以及相移电路，其中，所述检波电路，用于对输入信号的功率进行检测，并在所述输入信号的功率大于预设功率阈值时，根据所述输入信号的功率输出控制电流；所述可重构流控电压源电路，用于根据所述控制电流，生成偏置电压；所述相移电路，用于根据所述偏置电压，对所述射频功率放大器幅度调制对相位调制AM-PM失真进行补偿。这样，通过检波电路、可重构流控电压源电路以及相移电路的配合，能够在输入信号的功率大于预设功率阈值时，根据输入信号的功率对射频功率放大器的AM-PM失真进行补偿，从而减小了在进行信号放大时产生的AM-PM失真，改善了信号质量以及射频功率放大器的ACLR性能，且电路简单、容易集成，同时还降低了成本。
附图说明
图1为相关技术提供的一种模拟预失真电路的电路结构示意图；
图2为相关技术提供的一种Cgs、CD0以及CC与Vgs之间的变化曲线对比示意图；
图3为本申请实施例提供的一种射频功率放大器幅度调制对相位调制的补偿电路的结构示意图；
图4为本申请实施例提供的一种射频功率放大器幅度调制对相位调制的补偿电路的具体结构示意图；
图5为本申请实施例提供的Ic与Pin之间的变化曲线示意图；
图6为本申请实施例提供的CV与VGS之间的变化曲线示意图；
图7为本申请提供的一种射频功率放大器的电路结构示意图；
图8为本申请实施例提供的一种Phase与Pin之间的变化曲线示意图；
图9为本申请实施例提供的一种可重构流控电压源电路的具体结构示意图；
图10（A）为本申请实施例提供的一种可重构流控电压源电路的简化电路示意图；
图10（B）为本申请实施例提供的一种VC与IC之间的变化曲线示意图；
图10（C）为本申请实施例提供的一种VC与Pin之间的变化曲线示意图；
图10（D）为本申请实施例提供的一种φC与Pin之间的变化曲线示意图；
图10（E）为本申请实施例提供的另一种Phase与Pin之间的变化曲线示意图；
图11（A）为本申请实施例提供的另一种可重构流控电压源电路的简化电路示意图；
图11（B）为本申请实施例提供的另一种VC与IC之间的变化曲线示意图；
图11（C）为本申请实施例提供的另一种VC与Pin之间的变化曲线示意图；
图11（D）为本申请实施例提供的另一种φC与Pin之间的变化曲线示意图；
图11（E）为本申请实施例提供的又一种Phase与Pin之间的变化曲线示意图；
图12（A）为本申请实施例提供的一种可变电阻形式示意图；
图12（B）为本申请实施例提供的另一种可变电阻形式示意图；
图12（C）为本申请实施例提供的再一种可变电阻形式示意图；
图13为本申请实施例提供的另一种可重构流控电压源电路的具体结构示意图；
图14为本申请提供的另一种射频功率放大器的电路结构示意图；
图15为本申请实施例提供的一种电子设备的结构示意图。
具体实施方式
下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述。可以理解的是，此处所描述的具体实施例仅仅用于解释相关申请，而非对该申请的限定。另外还需要说明的是，为了便于描述，附图中仅示出了与有关申请相关的部分。
除非另有定义，本文所使用的所有的技术和科学术语与属于本申请的技术领域的技术人员通常理解的含义相同。本文中所使用的术语只是为了描述本申请实施例的目的，不是旨在限制本申请。
在以下的描述中，涉及到“一些实施例”，其描述了所有可能实施例的子集，但是可以理解，“一些实施例”可以是所有可能实施例的相同子集或不同子集，并且可以在不冲突的情况下相互结合。
需要指出，本申请实施例所涉及的术语“第一\第二\第三”仅仅是是区别类似的对象，不代表针对对象的特定排序，可以理解地，“第一\第二\第三”在允许的情况下可以互换特定的顺序或先后次序，以使这里描述的本申请实施例能够以除了在这里图示或描述的以外的顺序实施。
随着无线通信技术的不断发展，射频（Radio Frequency，RF）技术得到了广泛应用，射频功率放大器（Radio Frequency Power Amplifier，RFPA）是各种无线发射机中不可缺少的关键器件。在理想的线性RFPA中，输出信号与输入信号之间的相位差应该是零或者常数，即输出信号只是输入信号经过幅度放大和加入一定的延时。但是在实际RFPA中，由于晶体管本身的非线性等原因，RFPA存在AM-PM失真的问题，即输出信号和输入信号之间的相位差发生变化。
目前，改善功率放大器的AM-PM失真的方法有很多种，例如：包络跟踪，数字预失真等数字补偿方法，其效果好，但是需要外部芯片配合，成本高，控制复杂；另外，负反馈线性化技术会影响放大器的稳定性且使其增益恶化；前馈技术是无条件稳定并且理论上可以完全消除非线性失真分量，但复杂度高；模拟预失真技术针对放大器输入信号矫正，由于其只需要在功率放大器周围添加移相器、电容、电阻等器件并调节，结构简单工作带宽较宽，因此其成本低，且预失真效率高。
参见图1，其示出了一种相关技术提供的模拟预失真电路结构示意图。如图1所示，其中，RFin为信号输入端；RFout为信号输出端；C、C1、C2为电容；tC1、tC2为微调电容；msL1、msL2、msL3、msL4、msL5、msL6为微带线；R、R1为电阻；L1、L2为电感；D0为变容二极管；M0为功率晶体管；VGS、VD、VDD为电源。
通过在功率晶体管M0的输入端加入了由变容二极管D0到地构成的相位补偿电路，D0的偏置电压由偏置电压源VD，滤波电容C和射频隔离电阻R组成的偏置电路提供。图1所示的模拟预失真电路的工作原理如下：由于M0的非线性电容即栅源电容（用Cgs表示）是造成AM-PM失真的来源之一，如当放大器的工作区由截止状态转化至饱和区时，Cgs会随着输入功率的增大而增大，假设D0的电容（用CD0表示）在大信号下与Cgs具有相似的非线性特性，只要将D0的偏置电压与栅极电压相反，就能使变容二极管D0产生与Cgs相反的非线性特性，从而保证栅极总到地电容（用Cc表示）在不同输入功率下保持不变，最终实现AM-PM补偿。
参见图2，其示出了在图1所示的模拟预失真电路进行AM-PM补偿时，Cgs、CD0以及Cc与栅极电压Vgs的变化曲线对比示意图。如图2所示，由于在电路中引入了与M0的非线性电容Cgs具有相似非线性特征的D0，使得总电容Cc在正常工作区基本保持稳定。
但是，该电路存在以下缺陷，一是很难去找到一个与功率管M0的非线性电容Cgs具有相似非线性特性的变容二极管D0；二是该电路只针对M0的非线性Cgs进行补偿，而忽略了如栅漏电容（用Cgd表示），跨导（用gm表示）等其他非线性参数，因此只能完成有限的AM-PM补偿，且AM-PM的补偿度不可调；三是该补偿电路是常开的，增加了不必要的功耗。
基于此，本申请实施例提供了一种射频功率放大器幅度调制对相位调制的补偿电路，该补偿电路包括检波电路、可重构流控电压源电路以及相移电路，其中，所述检波电路，用于对输入信号的功率进行检测，并在所述输入信号的功率大于预设功率阈值时，根据所述输入信号的功率输出控制电流；所述可重构流控电压源电路，用于根据所述控制电流，生成偏置电压；所述相移电路，用于根据所述偏置电压，对所述射频功率放大器幅度调制对相位调制AM-PM失真进行补偿。这样，通过检波电路、可重构流控电压源电路以及相移电路的配合，能够在输入信号的功率大于预设功率阈值时，根据输入信号的功率对射频功率放大器的AM-PM失真进行补偿，从而减小了在进行信号放大时产生的AM-PM失真，改善了信号质量以及射频功率放大器的ACLR性能，且电路简单、容易集成，同时还降低了成本。
下面将结合附图及具体实施例对本申请实施例作进一步详细的说明。
在本申请的一实施例中，参见图3，其示出了本申请实施例提供的一种射频功率放大器幅度调制对相位调制的补偿电路的结构示意图。如图3所示，该射频功率放大器幅度调制对相位调制的补偿电路10可以包括检波电路101、可重构流控电压源电路102以及相移电路103，其中，
所述检波电路101，用于对输入信号的功率进行检测，并在所述输入信号的功率大于预设功率阈值时，根据所述输入信号的功率输出控制电流；
所述可重构流控电压源电路102，用于根据所述控制电流，生成偏置电压；
所述相移电路103，用于根据所述偏置电压，对所述射频功率放大器幅度调制对相位调制AM-PM失真进行补偿。
需要说明的是，本申请实施例提供的射频功率放大器幅度调制对相位调制的补偿电路可以为射频功率放大器的一部分。射频功率放大器用于对输入信号进行放大，射频功率放大器幅度调制对相位调制的补偿电路10可以连接在射频功率放大器的输入端，对输入信号进行相位补偿，使输入信号相位产生与输出信号相位失真相反的变化，以改善射频功率放大器的AM-PM失真。因此，本申请实施例提供的射频功率放大器幅度调制对相位调制的补偿电路也可以称为AM-PM补偿电路。
在本申请实施例中，检波电路101首先对输入信号的功率进行检测，并将输入信号的功率与预设功率阈值进行比较，当确定输入信号的功率大于预设功率阈值时，检波电路101根据输入信号的功率输出对应的控制电流。
需要说明的是，预设功率阈值代表了补偿开启的功率点，也就是说，只有在输入信号的功率大于预设功率阈值时，该AM-PM补偿电路才会进行补偿工作，并通过检波电路101输出与输入信号的功率对应的控制电流；可重构流控电压源电路102输出的电压受控制电流影响，当可重构流控电压源电路102接收到控制电流时，就会输出与控制电流对应的偏置电压；当偏置电压作用于相移电路103时，相移电路103根据偏置电压对输入信号进行补偿，使输入信号相位产生与RFAP的输出信号相位失真相反的变化，从而对AM-PM失真进行补偿；这样，经过检波电路101、可重构流控电压源电路102以及相移电路103的配合，最终实现了AM-PM补偿。
在一些实施例中，在图3所示的补偿电路结构示例的基础上，其示出了本申请实施例提供的一种AM-PM补偿电路10的具体结构示意图。如图4所示，所述补偿电路还可以包括第一控制电压源，所述第一控制电压源与所述检波电路101连接；其中，
所述第一控制电压源，用于输出第一控制电压；
所述检波电路101，还用于根据所述第一控制电压，调整所述预设功率阈值。
需要说明的是，在图4中，第一控制电压源用Vcontrol表示。
还需要说明的是，在本申请实施例中，检波电路101可以通过改变第一控制电压源输出的第一控制电压来调整预设功率阈值，从而改变该AM-PM补偿电路补偿开启的功率点。
示例性地，参见图5，其示出了本申请实施例提供的一种控制电流与输入信号的功率的变化曲线关系图。如图5所示，Pin为输入信号的功率，IC为控制电流。在图5中，当第一控制电压分别为Vcontrol1、Vcontrol2和Vcontrol3时，该AM-PM补偿电力的补偿开启的功率点分别为Poffset1、Poffset2和Poffset3。这时候，补偿开启的功率点（例如Poffset1、Poffset2和Poffset3）即为预设功率阈值（可以用Poffset表示），当第一控制电压为不同电压值时，预设功率阈值的取值不同。
以第一控制电压为Vcontrol2为例，当Pin<Poffset2时，由于输入信号的功率并没有达到补偿开启的功率点，此时检波电路101只对输入信号的功率进行检测，并不会输出控制电流；当Pin≥Poffset2时，输入信号的功率达到了补偿开启的功率点，并在Pin≥Poffset2之后，检波电路101会输出随输入信号的功率增大而增大的控制电流，需要说明的是，在Pin=Poffset2时，此时补偿开启，但是对应于输入信号的功率值为Poffset2，控制电流依旧为0。也就是说，在输入信号的功率等于预设功率阈值时，意味着补偿开启，但是对于此功率点并没有开始补偿，只有在输入信号的功率大于预设功率阈值时，该AM-PM补偿电路才会进行补偿工作。
在本申请实施例中，预设功率阈值是通过第一控制电压来控制设置的，通过调控第一控制电压可以使AM-PM补偿电路在不同的功率点开启补偿，也可以理解为，通过控制第一控制电压，使补偿电路工作在（Poffset，Plimit）的功率范围。这里，理论上Plimit可以无限大，但是事实上，随着输入信号的功率增大，对于不同的电路，当输入信号的功率增加到一定值时，补偿电路的补偿会达到极限，此时如果输入信号的功率再增大，电路也难以进行更有效的补偿，因此Plimit可以为与第一控制电压对应的达到补偿极限状态时或之后的输入信号的功率值。
也就是说，在输入信号的功率超过特定值（即预设功率阈值Poffset）后，检波电路101提供了随输入信号的功率变化的控制电流，且预设功率阈值可以通过第一控制电压调整；也即检波电路101决定了AM-PM补偿开启的功率点。
需要说明的是，通过第一控制电压来调整预设功率阈值，具体可以为：预设功率阈值随第一控制电压的增大而增大，也可以为预设功率阈值随第一控制电压的增大而减小，还可以为通过第一控制电压源输出的逻辑控制信号来控制预设功率阈值，这里不作具体限定。示例性地，在通过第一控制电压源输出的逻辑控制信号来控制预设功率阈值的情况下，当Vcontrol=00时，Poffset=-10dBm；当Vcontrol=01时，Poffset=-5dBm；当Vcontrol=10时，Poffset=-2.5dBm；当Vcontrol=11时，Poffset=0dBm。还需要说明的是，上述通过第一控制电压来调整预设功率阈值的方式以及具体取值仅为示例性地，其并不构成对本申请的限制。也就是说，本领域技术人员可以结合实际需求对第一控制电压进行设置，以使得AM-PM补偿电路在不同的功率点开始补偿工作，这里对此不作具体限定。
在一些实施例中，如图4所示，所述AM-PM补偿电路10还可以包括第二控制电压源，所述第二控制电压源与所述可重构流控电压源电路102连接；其中，
所述第二控制电压源，用于输出第二控制电压和第三控制电压；
所述可重构流控电压源电路102，还用于根据所述第二控制电压和所述第三控制电压，控制所述偏置电压与所述控制电流之间的对应关系。
具体地，所述对应关系可以包括：增函数关系或者减函数关系；其中，所述增函数关系表示所述偏置电压跟随所述控制电流的增大而增大，所述减函数关系表示所述偏置电压跟随所述控制电流的增大而减小。
需要说明的是，在图5中，第二控制电压源用Vslope表示。
还需要说明的是，可重构流控电压源电路102可以根据第二控制电压源输出的第二控制电压Vslope2和第三控制电压Vslope3来控制偏置电压与控制电流之间的对应关系。示例性地，当第二控制电压为开启电压且第三控制电压为关断电压时，偏置电压与控制电流之间的对应关系为增函数关系，随着控制电流增大，偏置电压也增大，此时，可重构流控电压源电路102工作模式为增函数模式；当第二控制电压为关断电压且第三控制电压为开启电压时，偏置电压与控制电流之间的对应关系为减函数关系，随着控制电流增大，偏置电压减小，此时，可重构流控电压源电路102工作模式为减函数模式。
还需要说明的是，当可重构流控电压源电路102为逻辑控制电路时，可重构流控电压源电路102还可以根据第二控制电压源输出的逻辑控制信号来控制偏置电压与控制电流之间的对应关系。示例性地，当第二控制电压源输出的逻辑控制信号为“1”时，可重构流控电压源电路102工作在增函数模式下，此时偏置电压与控制电流之间的对应关系为增函数关系，随着控制电流增大，偏置电压也增大；当第二控制电压源输出的逻辑控制信号为“0”时，可重构流控电压源电路102工作在减函数模式下，此时偏置电压与控制电流之间的对应关系为减函数关系，随着控制电流增大，偏置电压减小。
在一些实施例中，如图4所示，所述相移电路103可以包括相移晶体管D1；其中，
所述相移电路103，具体用于根据所述偏置电压，调整所述相移晶体管D1的等效电容；以及根据所述等效电容对所述射频功率放大器AM-PM失真进行补偿。
需要说明的是，如图4所示，在AM-PM补偿电路10中，还可以包括可重构流控电压电路102、电阻R1、电容C1组成的偏置电路。其中，电阻R1的一端连接可重构流控电压源电路102，另一端相移晶体管D1的栅极；电容C1的一端连接D1的栅极，另一端接地；D1的漏极和源极短接。其中，用作可变电容器的相移晶体管D1构成相移电路103；可重构流控电压电路102、电阻R1以及电容C1组成D1的偏置电路，用以为D1提供偏置电压。由于该偏置电压为D1的栅极偏置电压，因此，在本申请实施例中，可重构流控电压源102提供的偏置电压VC即为相移电路103中的D1的栅极电压VGS，也即VC=VGS。另外，电容C1为滤波电容，可以滤除射频信号的干扰，而且电容C1同时为D1提供到地通路；电阻R1为射频隔离电阻。这里，D1引入的补偿相位随其等效电容的增大而减小，且其等效电容随其栅极电压而变。还需要注意的是，D1的等效电容表示D1在AM-PM补偿电路中作为可变电容器工作时，D1的整体电容值，而非仅代表晶体管的栅源电容（用Cgs表示）或者栅漏电容（用Cgd表示）。
参见图6，其示出了本申请实施例提供的一种D1的等效电容与其栅极电压之间的变化曲线示意图。如图6所示，VGS为栅极电压，CV为D1的等效电容。在6中，Vth为阈值电压，表示D1处于临界导通状态时的栅极电压；Cox为单位面积栅电容，其与D1自身的性质有关，当等效电容达到Cox后，此时再增加栅极电压，等效电容不会变化，即超出此范围后，就无法进行有效补偿。此时可以通过调控第一控制电压改变AM-PM补偿电路补偿开启的功率点即预设功率阈值，从而能够保持对AM-PM失真的有效补偿。
本申请实施例提供了一种幅度调制对相位调制的补偿电路，该补偿电路包括检波电路、可重构流控电压源电路以及相移电路，其中，所述检波电路，用于对输入信号的功率进行检测，并在所述输入信号的功率大于预设功率阈值时，根据所述输入信号的功率输出控制电流；所述可重构流控电压源电路，用于根据所述控制电流，生成偏置电压；所述相移电路，用于根据所述偏置电压，对所述射频功率放大器幅度调制对相位调制AM-PM失真进行补偿。这样，通过检波电路、可重构流控电压源电路以及相移电路的配合，能够在输入信号的功率大于预设功率阈值时，根据输入信号的功率对射频功率放大器的AM-PM失真进行补偿，从而减小了在进行信号放大时产生的AM-PM失真，改善了信号质量以及射频功率放大器的ACLR性能，且电路简单、容易集成，同时还降低了成本。
在本申请的另一实施例中，参见图7，其示出了本申请实施例提供的一种射频功率放大器的电路结构示意图。如图7所示，该射频功率放大器30可以包括AM-PM补偿电路301。
在本申请实施例中，该AM-PM补偿电路301可以为前述实施例任一项所述的AM-PM补偿电路10。
进一步地，在一些实施例中，如图7所示，所述射频功率放大器30还可以包括偏置电路302和放大电路303，所述补偿电路301和所述偏置电路302均与所述放大电路303的信号输入端连接；其中，
所述补偿电路301，用于基于输入信号，对所述射频功率放大器AM-PM失真进行补偿，得到补偿后的输入信号；
所述偏置电路302，用于为所述放大电路303提供偏置电流；
所述放大电路303，用于基于所述偏置电流，对所述补偿后的输入信号进行功率放大。
如图7所示，其中，RFin为信号输入端；RFout为信号输出端；Cb1、Cb2、C1、C2为电容；R1、R2为电阻；D1、M1、M2为晶体管；Ib为电流源；VDD为电压源；Vcontrol为第一控制电压源，Vslope为第二控制电压源。
需要说明的是，在图7中，检波电路、可重构流控电压源电路、电阻R1、电容C1、第一控制电压源Vcontrol、第二控制电压源Vslope、相移晶体管D1构成AM-PM补偿电路301；电流源Ib、晶体管M1、电容C2、电阻R2构成偏置电路302，用于为放大电路提供偏置电流；放大晶体管M2，电容Cb2、电源VDD构成放大电路303，用以进行功率放大。
在本申请实施例中，相移晶体管D1可以优选为金属氧化物半导体型场效应管（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor，MOS管），其等效电容称为MOS电容。
简言之，本申请实施例提出的射频功率放大器可以包括AM-PM补偿电路，该AM-PM补偿电路是一种基于MOS电容、检波电路、可重构流控电压源电路的AM-PM补偿电路，能够实现AM-PM补偿开启的功率点与AM-PM随输入信号的变化率可编程，从而改善功率放大器的ACLR。以图7为例，该AM-PM补偿电路可以包括以下三部分：
第一部分为用作电容器的MOS管D1构成的相移电路，MOS管D1的偏置电压由可重构流控电压源的输出电压（偏置电压），滤波电容C1和射频隔离电阻R1组成的偏置电路提供；C1同时为D1提供到地通路，D1引入的补偿相位随其等效电容的增大而减小，且其等效电容随其栅极电压而变；
第二部分为可以在输入功率超过特定值（即预设功率阈值Poffset）后提供跟随输入功率变化的控制电流的检波电路，且预设功率阈值可以通过第一控制电压调整；检波电路决定了AMPM补偿开启的功率点；
第三部分为能使输出电压（即偏置电压）与输入电流（即控制电流）成增函数或减函数关系的可重构流控电压源，且偏置电压与控制电流的比例系数可调；可重构流控电压源为D1提供了与输入信号的功率相关的可变偏置电压，使D1在不同输入功率下引入的相位可变，从而实现AM-PM随输入功率的变化率可编程。
示例性地，参见图8，其示出了本申请实施例提供的经射频功率放大器进行放大后的输出信号的相位与输入信号的功率的变化曲线示意图。如图8所示，Pin为输入信号的功率，Phase为输出信号的相位。在图8中，原始状态表示该曲线为未经AM-PM补偿得到的Phase-Pin变化曲线（如加粗黑色曲线表示），在该曲线上方，在对该AM-PM失真状态进行正向补偿后，输出信号的相位正向变化；在该曲线下方，在对该AM-PM失真状态进行负向补偿后，输出信号的相位负向变化。由于可重构电流控制电压源电路的工作模式（增函数模式或减函数模式）决定了补偿相位随输入信号的功率作同向变化还是反向变化，恰当的选择可重构电流控制电压源电路的工作模式能实现在不同的AM-PM失真情况下均能进行AM-PM补偿。
还需要说明的是，在本申请实施例中，通过使输入信号相位产生与输出信号相位失真相反的变化实现AM-PM补偿，由于输入信号的相位变化即相移晶体管D1引入的补偿相位，且该补偿相位随其栅极电压变化，通过合理控制栅极电压（即偏置电压），就能进行不同程度的相位补偿，从而实现AM-PM随输入信号的变化率可调。这里的AM-PM表示输出信号的相位，在本申请中，也用Phase表示。
可以理解的是，如果AM-PM随输入信号的变化率越小，那么说明经过放大后的输出信号与输入信号相比产生的AM-PM失真越小，即补偿效果越好。
这样，在本申请实施例中，如果输入信号的功率不大于预设功率阈值，说明此时输入信号的功率较小，较小功率的信号一般不会产生明显的AM-PM失真，则无需对输入信号进行AM-PM补偿。此时，由于没有进行补偿，相移晶体管等效电容不会发生变化，其引入的补偿相位也不会变化，相移晶体管对输入信号的影响为引入一个固定的相位。
下面将针对可重构流控电压源电路的具体电路结构进行详细说明。
在一些实施例中，所述可重构流控电压源电路可以包括第一晶体管组和第二晶体管组，所述第一晶体管组和所述第二晶体管组均包括多个开关晶体管；其中，
所述可重构流控电压源电路，具体用于在根据所述第二控制电压控制所述第一晶体管组开启且根据所述第三控制电压控制所述第二晶体管组关闭时，控制所述偏置电压和所述控制电流之间为所述增函数关系；或者，
在根据所述第二控制电压控制所述第一晶体管组关闭且根据所述第三控制电压控制所述第二晶体管组开启时，控制所述偏置电压和所述控制电流之间为所述减函数关系。
在一种可能的实施方式中，所述可重构流控电压源电路可以包括可变电阻；其中，
所述可重构流控电压源电路，用于通过调节所述可变电阻的阻值，以调节所述补偿电路对所述射频功率放大器AM-PM失真的补偿度。
示例性地，参见图9，其示出了本申请实施例提供的一种可重构流控电压源电路的具体结构示意图。如图9所示，Vlimit为电源，电源的正极与晶体管M3和M4的源极、晶体管M7的漏极相连，电源的负极接地；晶体管M3的漏极和栅极、M4的栅极与检波电路的输出端相连（图中未示出），晶体管M3、M4构成1∶1电流镜；晶体管M4的漏极与晶体管M5、M6的漏极相连；晶体管M5的源极与晶体管M13的漏极相连，晶体管M13的源极接地，且晶体管M13的源极和栅极短接，晶体管M13、M14的栅极相连，晶体管M14的源极接地，晶体管M13、M14构成1∶1电流镜；晶体管M6、M7、M9的源极以及晶体管M10的漏极与可变电阻RV的一端相连；晶体管M14、M8、M11的漏极以及晶体管M11的源极与可变电阻RV的另一端相连；晶体管M9、M11的漏极以及晶体管M10、M12的源极与射频隔离电阻（图中未示出）的一端相连；晶体管M10、M11的栅极相连。
晶体管M5-M12为开关晶体管，RV为可变电阻，Vp和Vn分别表示各晶体管的栅极电压。在本申请实施例中，第一晶体管组可以包括晶体管M6、M8、M9、M10，第二晶体管管组可以包括晶体管M5、M7、M11、M12。
在图9所示的可重构流控电压源电路中，当通过第二控制电压控制第一晶体管组开启且通过第三控制电压控制第二晶体管组关闭时，这里的第二控制电压可以为Vp，第三控制电压可以为Vn，例如控制Vp为高电压，Vn为低电压，这里的高电压是指可以使晶体管M6、M8、M9开启，同时使晶体管M12关断的较高电压，例如可以为2.5V、3V，但是不作具体限定；这里的低电压是指可以使晶体管M5、M7、M11关断，同时使晶体管M10开启的较低电压，例如可以为0V，但是不作具体限定。此时，第一晶体管组M6、M8、M9、M10导通，第二晶体管组M5、M7、M11、M12断开，图9所示的可重构流控电压源电路的简化等效电路示意图如图10（A）所示，可重构流控电压源电路工作在增函数模式，其输出的偏置电压满足式（1）。其中，VC为偏置电压，RV为可变电阻的阻值，IC为控制电流。
Figure 15188DEST_PATH_IMAGE001
（1）
参照图10（B），其示出了当可重构流控电压源电路工作在增函数模式下，偏置电压和控制电流的变化曲线示意图。如图10（B）所示，IC为控制电流，VC为偏置电压；R3>R2>R1，VC≤Vlimit，Vlimit的值可以为：在图6中，当等效电容达到Cox后，对栅极电压的某个取值。在图10（B）中，当可变电阻的阻值一定时，随着控制电流增大，偏置电压增大。当控制电流一定时，可变电阻的阻值越大，偏置电压越大，可变电阻的阻值即为直线的斜率，即通过可变电阻实现偏置电压与控制电流的比例系数可调。
可以理解的是，由前述可知，控制电流与输入信号的功率具有对应关系，偏置电压与控制电流具有对应关系，由此可以得到偏置电压与输入信号的功率的对应关系。参照图10（C），其示出了当可重构流控电流源电路工作在增函数模式下时，偏置电压与输入信号的功率的变化曲线示意图。如图10（C）所示，Pin为输入信号的功率，VC为偏置电压。在图10（C）中，可变电阻的阻值一定时，当Pin>Poffset后，随着输入信号的功率增大，偏置电压增大；当输入信号的功率一定时，可变电阻的阻值越大，偏置电压越大。
可以理解的是，由前述可知，相移晶体管的等效电容随其栅极电压（偏置电压）变化，相移晶体管引入的补偿相位随其等效电容增大而减小，偏置电压与输入信号的功率具有对应关系，由此可以得到补偿相位与输入信号的功率的对应关系。参照图10（D），其示出了当可重构流控电流源电路工作在增函数模式下时，补偿相位与输入信号的功率的变化曲线示意图。如图10（D）所示，Pin为输入信号的功率，φC为补偿相位。在图10（D）中，可变电阻的阻值一定时，当Pin>Poffset后，在补偿范围内，随着输入信号的功率增大，补偿相位减小，即补偿相位随输入信号的功率反向变化；当输入信号的功率一定时，可变电阻的阻值越大，补偿相位越小。
可以理解的是，在本申请实施例中，基于输入信号的功率确定控制电流，再基于控制电流确定偏置电压，再基于偏置电压确定等效电容，再基于等效电容确定补偿相位，再通过补偿相位对输入信号的相位进行补偿，射频功率放大器对补偿后的输入信号进行放大，得到输出信号。参照图10（E），其示出了当可重构流控电压源电路工作在增函数模式下时，输出信号的相位与输入信号的功率的变化曲线示意图。如图10（E）所示，Pin为输入信号的功率，Phase为输出信号的相位。可以理解的是，在理想状态下，输出信号的相位应保持恒定，但是由于AM-PM失真，在某些情况下，随着输入信号的功率增大，输出信号的相位会向正向偏移，在图10（E）中，在Pin>Poffset之后，在没有进行补偿的原始状态下，Phase-Pin曲线表现为“上翘”，由于本申请实施例提供的AM-PM补偿电路在信号被放大之前对输入信号进行了补偿，使输入信号相位产生与输出信号相位失真相反的变化，从而能够将输出信号的相位“下拉”，使其更接近于理想状态。在图10（E）中，R2>R1，R2对应的Phase-Pin曲线相较于R1“下拉”程度更大，曲线更接近理想状态，即可变电阻的阻值越大，AM-PM补偿电路的补偿度越大。
在图9所示的可重构流控电压源电路中，当通过第二控制电压控制第一晶体管组关闭且提供第三控制电压控制第二晶体管组开启时，这里的第二控制电压可以为Vp，第三控制电压可以为Vn，例如控制Vp为低电压，Vn为高电压，这里的低电压是指可以使晶体管M6、M8、M9关断，同时使晶体管M12开启的较低电压，例如可以为0V，但是不作具体限定；这里的低电压是指可以使晶体管M5、M7、M11开启，同时使晶体管M10关断的较低电压，例如可以为2.5V、3V，但是不作具体限定。此时，第一晶体管组M6、M8、M9、M10断开，第二晶体管组M5、M7、M11、M12导通，图9所示的可重构流控电压源电路的简化等效电路示意图如图11（A）所示，可重构流控电压源电路工作在减函数模式，其输出的偏置电压满足式（2），其中，VC为可变偏置电压，RV为电阻，IC为控制电流，Vlimit为电源电压，其取值范围与前述Vlimit相同。
Figure 207134DEST_PATH_IMAGE002
（2）
参照图11（B），其示出了当可重构流控电压源电路工作在增函数模式下，偏置电压和控制电流的变化曲线示意图。如图11（B）所示，IC为控制电流，VC为偏置电压。在图11（B）中，R3>R2>R1，当可变电阻的阻值一定时，随着控制电流增大，偏置电压减小；当控制电流一定时，可变电阻的阻值越大，偏置电压越小，可变电阻的阻值即为直线的斜率，即通过可变电阻的阻值实现偏置电压与控制电流的比例系数可调。
可以理解的是，由前述可知，控制电流与输入信号的功率具有对应关系，偏置电压与控制电流具有对应关系，由此可以得到偏置电压与输入信号的功率的对应关系。参照图11（C），其示出了当可重构流控电流源电路工作在减函数模式下时，偏置电压与输入信号的功率的变化曲线示意图。如图11（C）所示，Pin为输入信号的功率，VC为偏置电压。在图11（C）中，可变电阻的阻值一定时，当Pin>Poffset后，随着输入信号的功率增大，偏置电压减小；当输入信号的功率一定时，可变电阻的阻值越大，偏置电压越小。
可以理解的是，由前述可知，相移晶体管的等效电容随其栅极电压（偏置电压）变化，相移晶体管可以引入随等效电容增大而减小的补偿相位，偏置电压与输入信号的功率具有对应关系，由此可以得到补偿相位与输入信号的功率的对应关系。参照图11（D），其示出了当可重构流控电流源电路工作在减函数模式下时，补偿相位与输入信号的功率的变化曲线示意图。如图11（D）所示，φC为补偿相位，Pin为输入信号的功率。在图11（D）中，可变电阻的阻值一定时，当Pin>Poffset后，在补偿范围内，随着为输入信号的功率增大，补偿相位增大，即补偿相位随输入信号功率的变化是同向的；当输入信号的功率一定时，可变电阻的阻值越大，补偿相位越大。
可以理解的是，在本申请实施例中，基于输入信号的功率确定控制电流，再基于控制电流确定偏置第一，再基于偏置电压确定等效电容，再基于等效电容确定补偿相位，再通过补偿相位对输入信号的相位进行补偿，射频功率放大器对补偿后的输入信号进行放大，得到输出信号。参照图11（E），其示出了当可重构流控电压源电路工作在减函数模式下时，输出信号的相位与输入信号的功率的变化曲线示意图。如图11（E）所示，Phase为输出信号的相位，Pin为输入信号的功率。可以理解的是，在理想状态下，输出信号的相位为恒定值，但是由于AM-PM失真，在某些情况下，随输入信号的功率增大，输出信号的相位会向负向偏移。在图11（E）中，在Pin>Poffset之后，未经补偿的原始状态下Phase-Pin曲线表现为“下弯”，由于本申请实施例提供的AM-PM补偿电路在信号被放大之前对输入信号进行了补偿，使输入信号相位产生与输出信号相位失真相反的变化，从而能够将输出信号的相位“上拉”，使其更接近于理想状态。在图11（E）中，R2>R1，R2对应的Phase-Pin曲线相较于R1“上拉”程度更大，曲线更接近理想状态，即可变电阻的阻值越大，AM-PM补偿电路的补偿度越大。
在本申请实施例中，可重构流控电压源电路为相移晶体管D1提供了与输入信号的功率相关的可变偏置电压，使D1在不同输入功率下引入的补偿相位可变，从而实现了AM-PM随输入功率的变化率可编程。
在一些实施例中，开关晶体管M5、M6、M7、M8、M9、M11可以为N型金属-氧化物-半导体（Negative channel-Metal-Oxide-Semiconductor，NMOS）晶体管；开关晶体管M10、M12可以为P型金属-氧化物-半导体（Positive channel-Metal-Oxide-Semiconductor，NMOS）晶体管。
在本申请实施例中，通过在射频功率放大器输入端增加相移晶体管（例如MOS管）D1到地的方法来矫正输入信号相位，使输入信号相位产生与输出信号相位失真相反的变化实现AM-PM补偿。由于输入信号的相位变化即MOS电容（MOS管的等效电容）引入的补偿相位，且MOS电容与其栅极电压满足图6所示关系，通过合理控制MOS电容的栅极电压，能进行不同程度的相位补偿，从而实现AM-PM随输入信号的变化率可调。
适宜的MOS电容的栅极电压变化通过检波电路与可重构电流控制电压源电路实现，该检波电路的输出电流（即控制电流）与射频输入功率（即输入信号的功率）满足图5所示关系，且预设功率阈值可以通过检波电路的第一控制电压调整；而可重构流控电压源电路输出的可变偏置电压存在与控制电流成增函数或减函数两种模式。在图9所示的电路中，通过控制开关晶体管的控制电压Vp与Vn实现工作模式的切换，最终该可重构电流控制电压源在两种工作模式下的输出电压与控制电流满足如图10（B）或图11（B）所示的函数关系，其中可变电阻Rv实现了偏置电压与控制电流的比例关系可变。
在一些实施例中，可变电阻RV具有以下变异形式：
图12（A）示出了本申请实施例提供的可变电阻的一种变异形式示意图。如图12（A）所示，通过一个固定电阻R和一个可变电阻RV1并联来改变阻值。
图12（B）示出了本申请实施例提供的可变电阻的另一种变异形式示意图。如图12（B）所示，通过多个固定电阻R`，R``···Rn并联来改变阻值，其中，部分固定电阻通过控制开关来切换。
图12（C）示出了本申请实施例提供的可变电阻的在一种变异形式示意图。如图12（C）所示，通过作为可控线性电阻的MOS管来改变阻值。
在另一种可能的实施方式中，该可变电阻为固定值，这时候电流镜的面积比为可变的。具体的，在一些实施例中，所述可重构流控电压源电路包括至少一个电流镜模块，所述电流镜模块由两个晶体管组成；其中，
所述可重构流控电压源电路，用于通过调节所述电流镜模块的面积比，以调节所述补偿电路对所述射频功率放大器AM-PM失真的补偿度。
示例性地，图13示出了本申请实施例提供的另一种可重构流控电压源电路的具体结构示意图。如图13所示，其与图9所示的可重构流控电压源相似，不同之处在于Rv为线性电阻，M3与M4组成1∶n电流镜，M13与M14组成1∶m电流镜。通过改变可重构电流控制电压源中流过电阻Rv的电流与输入电流的倍数来调整AM-PM补偿电路的补偿度。例如通过改变M4与M3或M14与M13的面积比，实现AM-PM随输入功率的变化率编程可控。当然，本领域技术人员也可以通过其它可行的方式进行调整，本申请实施例不作具体限定。
在本申请实施例中，通过检波电路与可重构流控电压源电路的共同作用，使偏置电压与输入信号的功率满足如图10（C）或图11（C）所示的函数关系，这样的栅极电压作用在相移晶体管（例如：MOS管，其等效电容称为MOS电容）上，可以实现MOS电容引入的补偿相位在特定功率点（预设功率阈值）之后随输入信号的功率有不同程度的变化，如图10（D）或图11（D）所示。由于经本申请实施例矫正的射频输入信号会产生相位变化，变化值为相移晶体管引入的补偿相位，因此放大器的输出信号的相位随输入信号的功率可调，即实现AM-PM（Phase）随输入功率的变化率可编程，如图8所示。由于可重构电流控制电压源电路的工作模式决定了补偿相位随输入信号的功率作同向还是反向变化，恰当的选择可重构电流控制电压源的工作模式能实现在不同的AM-PM失真情况下均能进行AM-PM补偿，如图10（E）或图11（E）所示，其中第一控制电压决定了AMPM补偿开启的功率点，可重构电流控制电压源电路的可变电阻Rv或电流镜模块决定了AMPM补偿程度，即AMPM随输入信号的变化率可调。
在一些实施例中，所述放大电路包括一个第二晶体管；或者，
所述放大电路包括多个第二晶体管，所述多个第二晶体管之间形成叠管结构。
如图14所示，其示出了本申请实施例的另一种射频功率放大器的电路结构示意图。需要说明的是，在图14所示的射频功率放大器中，前述实施例中的检波电路可以集成为一检波器，前述实施例中的可重构流控电压源电路可以集成为一可重构流控电压源，放大器部分即为放大电路。
还需要说明的是，当放大电路包括一个第二晶体管时，其电路结构图如图7所示。当放大电路包括多个第二晶体管时，其电路结构图如图14所示，其补偿电路和偏置电路与图8所示的实施例相同，此处不再赘述。另外，图7和图14的不同之处在于，在图14所示的射频功率放大器中，第二晶体管的数量为多个（n个，n为大于或等于2的整数），多个第二晶体管M21、M22···M2n形成叠管结构，可以对输入信号进行多级放大。
还需要说明的是，本申请实施例中的晶体管的类型不只限于MOS管，还可以是其他类型的功率晶体管，如异质结双极晶体管（Heterojunction Bipolar Transistor，HBT）双极结型晶体管（Bipolar Junction Transistor，BJT）等种类。
在本申请实施例中，通过在射频放大电路的输入端设置幅度调制对相位调制的补偿电路，该补偿电路包括检波电路、可重构流控电压源电路以及相移电路，其中，检波电路用于对输入信号的功率进行检测，并在输入信号的功率大于预设功率阈值时，根据输入信号的功率输出控制电流；可重构流控电压源电路用于根据所述控制电流，生成偏置电压；相移电路，用于根据偏置电压，对射频功率放大器幅度调制对相位调制AM-PM失真进行补偿，从而使得输入信号相位产生与输出信号相位失真相反的变化，实现了AM-PM补偿。
本申请实施例提供了一种包含幅度调制对相位调制的补偿电路的射频功率放大器，通过检波电路对输入信号的功率进行检测，并在输入信号的功率大于预设功率阈值时，检波电路根据输入信号的功率输出控制电流，并且通过第一控制电压源使该补偿电路在不同的功率点开启补偿；可重构流控电压源电路则根据检波电路输出的控制电流来输出偏置电压，并且通过第二控制电压源使其工作在增函数模式或者减函数模式，并通过可变电阻或者电流镜模块来调控补偿度；相移晶体管则根据偏置电压进行AM-PM补偿。这样，检波电路控制AM-PM补偿开启的功率点，可重构电流控制电压源电路决定了AM-PM补偿的补偿方向和补偿程度，相移晶体管则对输入信号进行相位补偿，从而实现了AM-PM（Phase）随输入信号的变化率可调，适用性好，减小了射频功率放大器在进行信号放大时产生的AM-PM失真，改善了信号质量，改善射频功率放大器的ALRC性能。本方案实现电路相对简单，设计灵活，通过调整补偿电路参数（例如第一控制电压、可变电阻阻值、电流镜面积比等）可以实现AMPM补偿开启的功率点与AM-PM补偿相位编程可调，适用性好，且电路简单，容易集成，成本很低。
在本申请的又一实施例中，参见图15，其示出了本申请实施例提供的一种电子设备的结构示意图。如图15所示，所述电子设备40至少包括前述实施例所述的射频功率放大器30。
这样，对于电子设备40，由于其内的射频功率放大器包括有AM-PM补偿电路，根据前速实施例的具体阐述，如此通过AM-PM补偿电路中的检波器、可重构流控电压源以及相移晶体管的配合，能够使得输入信号相位产生与输出信号相位失真相反的变化，从而实现了AM-PM补偿，并改善信号质量以及射频功率放大器的ALRC性能，且电路简单、容易集成，同时还降低了成本。
需要说明的是，在本申请中，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者装置不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者装置所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括该要素的过程、方法、物品或者装置中还存在另外的相同要素。
上述本申请实施例序号仅仅为了描述，不代表实施例的优劣。
本申请所提供的几个方法实施例中所揭露的方法，在不冲突的情况下可以任意组合，得到新的方法实施例。
本申请所提供的几个产品实施例中所揭露的特征，在不冲突的情况下可以任意组合，得到新的产品实施例。
本申请所提供的几个方法或设备实施例中所揭露的特征，在不冲突的情况下可以任意组合，得到新的方法实施例或设备实施例。
以上所述，仅为本申请的具体实施方式，但本申请的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本申请揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本申请的保护范围之内。因此，本申请的保护范围应以所述权利要求的保护范围为准。

Claims (11)

1.一种射频功率放大器幅度调制对相位调制的补偿电路，其特征在于，所述补偿电路包括检波电路、可重构流控电压源电路以及相移电路，其中，
所述检波电路，用于对输入信号的功率进行检测，并在所述输入信号的功率大于预设功率阈值时，根据所述输入信号的功率输出控制电流；
所述可重构流控电压源电路，用于根据所述控制电流，生成偏置电压；
所述相移电路，用于根据所述偏置电压，对所述射频功率放大器幅度调制对相位调制AM-PM失真进行补偿；
其中，所述可重构流控电压源电路包括第一晶体管组和第二晶体管组，所述第一晶体管组和所述第二晶体管组均包括多个开关晶体管；
所述可重构流控电压源电路，还用于在根据第二控制电压控制所述第一晶体管组开启且根据第三控制电压控制所述第二晶体管组关闭时，控制所述偏置电压和所述控制电流之间为增函数关系；或者，
在根据所述第二控制电压控制所述第一晶体管组关闭且根据所述第三控制电压控制所述第二晶体管组开启时，控制所述偏置电压和所述控制电流之间为减函数关系。
2.根据权利要求1所述的补偿电路，其特征在于，所述补偿电路还包括第一控制电压源，所述第一控制电压源与所述检波电路连接；其中，
所述第一控制电压源，用于输出第一控制电压；
所述检波电路，还用于根据所述第一控制电压，调整所述预设功率阈值。
3.根据权利要求1所述的补偿电路，其特征在于，所述补偿电路还包括第二控制电压源，所述第二控制电压源与所述可重构流控电压源电路连接；其中，
所述第二控制电压源，用于输出所述第二控制电压和所述第三控制电压；
所述可重构流控电压源电路，还用于根据所述第二控制电压和所述第三控制电压，控制所述偏置电压与所述控制电流之间的对应关系。
4.根据权利要求3所述的补偿电路，其特征在于，所述对应关系包括：所述增函数关系或者所述减函数关系；其中，所述增函数关系表示所述偏置电压跟随所述控制电流的增大而增大，所述减函数关系表示所述偏置电压跟随所述控制电流的增大而减小。
5.根据权利要求1所述的补偿电路，其特征在于，所述可重构流控电压源电路包括可变电阻；其中，
所述可重构流控电压源电路，用于通过调节所述可变电阻的阻值，以调节所述补偿电路对所述射频功率放大器AM-PM失真的补偿度。
6.根据权利要求1所述的补偿电路，其特征在于，所述可重构流控电压源电路包括至少一个电流镜模块，所述电流镜模块是由两个晶体管组成；其中，
所述可重构流控电压源电路，用于通过调节所述电流镜模块的面积比，以调节所述补偿电路对所述射频功率放大器AM-PM失真的补偿度。
7.根据权利要求1至6任一项所述的补偿电路，其特征在于，所述相移电路包括相移晶体管；其中，
所述相移电路，具体用于根据所述偏置电压，调整所述相移晶体管的等效电容；以及根据所述等效电容对所述射频功率放大器AM-PM失真进行补偿。
8.一种射频功率放大器，其特征在于，所述射频功率放大器至少包括如权利要求1-7任一项所述的补偿电路。
9.根据权利要求8所述的射频功率放大器，其特征在于，所述射频功率放大器还包括偏置电路和放大电路，所述补偿电路和所述偏置电路均与所述放大电路的信号输入端连接；其中，
所述补偿电路，用于基于输入信号，对所述射频功率放大器AM-PM失真进行补偿，得到补偿后的输入信号；
所述偏置电路，用于为所述放大电路提供偏置电流；
所述放大电路，用于基于所述偏置电流，对所述补偿后的输入信号进行功率放大。
10.根据权利要求9所述的射频功率放大器，其特征在于，
所述放大电路包括一个放大晶体管；或者，
所述放大电路包括多个放大晶体管，所述多个放大晶体管之间形成叠管结构。
11.一种电子设备，其特征在于，所述电子设备至少包括如权利要求8至10任一项所述的射频功率放大器。
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