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CN112042097A - 电力变换装置 - Google Patents

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CN112042097A
CN112042097A CN201980028409.5A CN201980028409A CN112042097A CN 112042097 A CN112042097 A CN 112042097A CN 201980028409 A CN201980028409 A CN 201980028409A CN 112042097 A CN112042097 A CN 112042097A
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CN
China
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power conversion
conversion device
circuits
switching
transformer
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CN201980028409.5A
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藤村元彦
山本温
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Panasonic Intellectual Property Management Co Ltd
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Abstract

电力变换装置(2)具备：多个分支电路，所述多个分支电路分别包括在输入端子(P1、P2)之间相互串联连接的两个开关电路；变压器(T1)，其包括具有第一端子和第二端子的一次绕组、以及二次线圈；以及至少一个电容器。至少一个电容器连接在变压器(T1)的一次绕组的第一端子或第二端子与多个分支电路中的至少一个分支电路中的两个开关电路间的节点之间。变压器(T1)的一次绕组的第一端子经由具有互不相同的电容和互不相同的电感中的至少一方的至少两个第一电路部分而与多个分支电路中的至少两个第一分支电路中的两个开关电路间的节点分别连接。

Description

电力变换装置
技术领域
本公开涉及一种将规定电压的输入电力变换为规定电压的输出电力的电力变换装置。
背景技术
为了提高将规定电压的输入电力变换为规定电压的输出电力的电力变换装置的效率，提出了一种具备多个开关元件、变压器、以及设置在变压器的一次侧的电感器和电容器的LLC谐振型的电力变换装置。变压器的一次绕组、电感器以及电容器构成谐振电路(LLC谐振电路)。
例如，专利文献1公开了一种LLC谐振型的电力变换装置。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2017-147892号公报
发明内容
发明要解决的问题
有时要求电力变换装置产生各式各样的输出电压。在LLC谐振型的电力变换装置中，能够通过改变开关元件的开关频率来改变输出电压。总的来说，当使开关频率降低时，输出电压增大，当使开关频率增大时，输出电压降低。
为了产生电压范围大的输出电压，需要使各开关元件以频率范围大的开关频率进行动作。当使开关频率降低时，变压器的芯体的铁损增大，当使开关频率增大时，变压器的绕组的铜损增大。为了减轻变压器的铁损和铜损，需要使变压器的尺寸增大。另外，当使开关频率增大时，各开关元件的损耗也增大。根据现有技术，难以使LLC谐振型的电力变换装置不降低效率地以频率范围大的开关频率进行动作，即，难以产生电压范围大的输出电压。
本公开的目的在于提供一种LLC谐振型的电力变换装置，其能够以比现有技术更高的效率产生电压范围大的输出电压。
用于解决问题的方案
本公开的一个方式所涉及的电力变换装置具备：
第一输入端子和第二输入端子；
多个分支电路，所述多个分支电路分别包括在所述第一输入端子与所述第二输入端子之间相互串联连接的两个开关电路；
变压器，其包括具有第一端子和第二端子的一次绕组、以及二次绕组；以及
至少一个电容器，
其中，所述至少一个电容器连接在所述变压器的一次绕组的第一端子或第二端子与所述多个分支电路中的至少一个分支电路中的所述两个开关电路间的节点之间，
所述变压器的一次绕组的第一端子经由具有互不相同的电容和互不相同的电感中的至少一方的至少两个第一电路部分而与所述多个分支电路中的至少两个第一分支电路中的所述两个开关电路间的节点分别连接。
发明的效果
本公开的一个方式所涉及的电力变换装置是LLC谐振型的电力变换装置，能够以比现有技术更高的效率产生电压范围大的输出电压。
附图说明
图1是示出第一实施方式所涉及的电力变换装置2的结构的框图。
图2是用于说明图1的电力变换装置2的基本动作的波形图。
图3是示出使包括图1的电容器C1的LLC谐振电路进行动作时的、输出电压Vout相对于电力变换装置2的开关频率fs的特性的图表。
图4是示出使包括图1的电容器C2的LLC谐振电路进行动作时的、输出电压Vout相对于电力变换装置2的开关频率fs的特性的图表。
图5是用于说明利用图1的控制器15决定LLC谐振电路和开关频率fs的情况的图表。
图6是示出由图1的控制器15执行的电力变换处理的流程图。
图7是示出由图1的控制器15执行的电力变换处理的变形例的流程图。
图8是用于说明从使包括图1的电容器C1的LLC谐振电路进行动作的状态向使包括图1的电容器C2的LLC谐振电路进行动作的状态的转变的时序图。
图9是将图8的转变期间放大后的时序图。
图10是用于说明从使包括图1的电容器C1的LLC谐振电路进行动作的状态向使包括图1的电容器C2的LLC谐振电路进行动作的状态的转变的变形例的时序图。
图11是将图10的转变期间放大后的时序图。
图12是示出使包括图1的电容器C1、C2这两个电容器的LLC谐振电路进行动作时的、输出电压Vout相对于电力变换装置2的开关频率fs的特性的图表。
图13是示出第一实施方式的第一变形例所涉及的电力变换装置2A的结构的框图。
图14是示出第一实施方式的第二变形例所涉及的电力变换装置2B的结构的框图。
图15是示出第一实施方式的第三变形例所涉及的电力变换装置2C的结构的框图。
图16是示出第一实施方式的第四变形例所涉及的电力变换装置2D的结构的框图。
图17是示出第一实施方式的第五变形例所涉及的电力变换装置2E的结构的框图。
图18是示出第一实施方式的第六变形例所涉及的电力变换装置2F的结构的框图。
图19是示出第一实施方式的第七变形例所涉及的电力变换装置2G的结构的框图。
图20是示出第一实施方式的第八变形例所涉及的电力变换装置2H的结构的框图。
图21是示出第二实施方式所涉及的电力变换装置2I的结构的框图。
图22是示出第二实施方式的第一变形例所涉及的电力变换装置2J的结构的框图。
图23是示出第二实施方式的第二变形例所涉及的电力变换装置2K的结构的框图。
图24是示出第三实施方式所涉及的电力变换装置2L的结构的框图。
图25是示出第三实施方式的第一变形例所涉及的电力变换装置2M的结构的框图。
图26是示出第三实施方式的第二变形例所涉及的电力变换装置2N的结构的框图。
图27是示出第四实施方式所涉及的电力变换装置2O的结构的框图。
图28是示出代替的开关电路SW1A的结构的电路图。
图29是示出代替的开关电路SW1B的结构的电路图。
图30是示出代替的开关电路SW1C的结构的电路图。
图31是示出代替的开关电路SW1D的结构的电路图。
具体实施方式
以下，参照附图来说明本公开所涉及的实施方式。此外，在以下的各实施方式中，对相同的结构要素标注相同的附图标记。
实施方式1
图1是示出第一实施方式所涉及的电力变换装置2的结构的框图。电力变换装置2与直流的电源装置1及直流的负载装置3连接。电力变换装置2将从电源装置1供给的规定电压的输入电力变换为规定电压的输出电力，并将输出电力供给到负载装置3。
电力变换装置2具备输入端子P1、P2、开关电路组11、电容器C1、C2、电感器L1、变压器T1、二极管桥12、电容器C10、输出端子P3、P4、电压检测器13、电流检测器14以及控制器15。
输入端子P1、P2与电源装置1连接。
在本公开中，将输入端子P1也称为“第一输入端子”，将输入端子P2也称为“第二输入端子”。
开关电路组11包括多个分支电路，所述多个分支电路分别包括在输入端子P1、P2之间相互串联连接的两个开关电路。在图1的例子中，开关电路组11包括：包括开关电路SW1、SW2的分支电路、包括开关电路SW3、SW4的分支电路以及包括开关电路SW5、SW6的分支电路。
开关电路SW1具备两个开关元件S1a、S1b。开关元件S1a在接通时使电流仅向第一方向(图1的向下的方向)流动、在断开时阻断电流。开关元件S1b在接通时使电流仅向与第一方向相反的第二方向(图1的向上的方向)流动、在断开时阻断电流。由此，开关电路SW1在电流向第一方向流动的状态、电流向第二方向流动的状态以及电流不向第一方向和第二方向中的任一方向流动的状态之间选择性地切换。开关元件S1a、S1b例如是针对反偏置电压具有充分的耐压性的反向阻断型的绝缘栅双极晶体管(IGBT)。
其它开关电路S2～SW6包括开关元件S2a～S6b，与开关电路SW1同样地构成。
开关电路SW1～SW6构成全桥电路。
变压器T1具备：具有端子T1a、T1b的一次绕组以及具有端子T1c、T1d的二次绕组。
在本公开中，将端子T1a也称为变压器T1的一次绕组的“第一端子”，将端子T1b也称为变压器T1的一次绕组的“第二端子”。
变压器T1的一次绕组的端子T1a经由电容器C1而与开关电路SW1、SW2间的节点N1连接。变压器T1的一次绕组的端子T1a还经由具有与电容器C1的电容不同的电容的电容器C2而与开关电路SW3、SW4间的节点N2连接。变压器T1的一次绕组的端子T1b经由电感器L1而与开关电路SW5、SW6间的节点N3连接。
在本公开中，将与相同端子T1a连接的至少两个分支电路(包括开关电路SW1、SW2的分支电路以及包括开关电路SW3、SW4的分支电路)也称为“第一分支电路”。另外，在本公开中，将分别连接在端子T1a与各第一分支电路中的两个开关电路间的节点N1、N2之间且具有互不相同的电容及互不相同的电感中的至少一方的至少两个电路部分(在图1的例子中为电容器C1、C2)也称为“第一电路部分”。另外，在本公开中，将与另一个端子T1b连接的另一个分支电路(包括开关电路SW5、SW6的分支电路)也称为“第二分支电路”。
二极管桥12连接在变压器T1的二次绕组与输出端子P3、P4之间。二极管桥12具备二极管D1～D4。二极管桥12对在变压器T1的二次绕组中产生的电流进行整流。
电容器C10对由二极管桥12整流后的电流进行平滑化。
输出端子P3、P4与负载装置3连接。
在本公开中，将输出端子P3也称为“第一输出端子”，将输出端子P4也称为“第二输出端子”。
电压检测器13检测从电力变换装置2向负载装置3输出的输出电压Vout，并将检测到的输出电压Vout通知给控制器15。电流检测器14检测从电力变换装置2向负载装置3输出的输出电流Iout，并将检测到的输出电流Iout通知给控制器15。
控制器15从负载装置3接收表示应向负载装置3输出的目标电压Vreq的大小的请求信号。控制器15基于目标电压Vreq、输出电压Vout以及输出电流Iout产生对各开关元件S1a～S6b的栅极端子施加的控制信号，来控制各开关电路SW1～SW6。控制器15使包括开关电路SW1、SW2的分支电路以及包括开关电路SW3、SW4的分支电路中的一个分支电路中的两个开关电路以规定的开关频率fs进行动作，使另一个分支电路中的两个开关电路成为非动作状态。在此，使某个开关电路进行“动作”(或者成为“动作状态”)是指使两个开关元件以开关频率fs周期性地重复接通和断开。另一方面，使开关电路成为“非动作状态”是指在开关频率fs的各周期一直使两个开关元件维持断开。
图2是用于说明图1的电力变换装置2的基本动作的波形图。图2示出使开关电路SW1、SW2、SW5、SW6以规定的开关频率fs进行动作、使开关电路SW3、SW4成为非动作状态的情况。图2的第一层至第四层示出对开关元件S1a、S2a、S5a、S6a的栅极端子施加的控制信号。图2的第五层示出对开关电路SW5的两端施加的电压Vce(集电极/发射极电压)。图2的第六层示出在开关电路SW5中流动的电流Ic(集电极电流)。
在图2所示的整个期间，开关元件S1b、S2b、S5b、S6b接通。
在图2的时刻t1～t2的时间段，开关元件S1a、S6a接通。此时，电流以“P1→S1a→C1→T1→L1→S6a→P2”的路径流动。
在图2的时刻t2，开关元件S1a、S6a断开，之后，电流以“P2→S2b→C1→T1→L1→S5b→P1”的路径流动。在开关电路SW2、SW5中流动负电流的时间段内，在时刻t3，开关元件S2a、S5a接通。由此，开关电路SW2、SW5以零电压开关的方式进行动作。
在图2的时刻t3～t4的时间段，开关元件S2a、S5a接通。此时，电流以“P1→S5a→L1→T1→C1→S2a→P2”的路径流动。
在图2的时刻t4，开关元件S2a、S5a断开，之后，电流以“P2→S6b→L1→T1→C1→S1b→P1”的路径流动。在开关电路SW1、SW6中流动负电流的时间段内，在时刻t5，开关元件S1a、S6a接通。由此，开关电路SW1、SW6以零电压开关的方式进行动作。
在使开关电路SW3～SW6以规定的开关频率fs进行动作、使开关电路SW1、SW2成为非动作状态的情况下也是，电力变换装置2实质上与图2的情况同样地进行动作。
电力变换装置2具备连接在变压器T1的一次绕组的端子T1a或T1b与至少一个分支电路中的两个开关电路间的节点N1、N2之间的至少一个电容器C1、C2以及至少一个电感器L1。由此，变压器T1的一次绕组、电感器L1以及电容器C1构成LLC谐振电路。另外，变压器T1的一次绕组、电感器L1以及电容器C2构成另一个LLC谐振电路。
在此，对现有技术所涉及的LLC谐振型的电力变换装置的动作进行说明。
作为现有技术所涉及的例示性的电力变换装置，假定具备变压器、设置在变压器的一次侧的四个开关元件、电感器、电容器、以及设置在变压器的二次侧的二极管桥和电容器的电路。四个开关元件进行桥接。电感器及一次侧的电容器连接在任一个分支电路中的两个开关元件间的节点与变压器的一次绕组之间。
关于该电力变换装置，导入以下参数。
fs：各开关元件的开关频率
L1：电感器的电感
Np：变压器的一次绕组的匝数
Ns：变压器的二次绕组的匝数
Ae：变压器的有效截面积
Lp：变压器的一次绕组的电感
Vf：二极管桥的各二极管的正向电压
Vo：电力变换装置的输出电压
此时，变压器的磁通密度的最大变化量ΔB用下式表示。
[数1]
Figure BDA0002742659400000081
在此，n＝Np/Ns。另外，Mv相当于耦合度的倒数，用下式表示。
[数2]
Figure BDA0002742659400000082
变压器的铁损Pcv通过以下的斯坦麦兹公式来近似地计算出。
[数3]
Pcv＝Cm·fsx·ΔBy·Ae·le
在此，Cm、x以及y是取决于变压器的芯体的种类的系数。le表示有效磁路长度。
根据数1～数3可知，如上所述，使开关频率fs越低，则变压器的芯体的铁损越增。
另外，如上所述，使开关频率越大，则变压器的绕组的铜损越大，进而，各开关元件的损耗也越大。
以下，对通过第一实施方式所涉及的电力变换装置2以比现有技术更高的效率产生电压范围大的输出电压的情况进行说明。
图3是示出使包括图1的电容器C1的LLC谐振电路进行动作时的、输出电压Vout相对于电力变换装置2的开关频率fs的特性的图表。在该情况下，开关电路SW1、SW2、SW5、SW6以规定的开关频率fs进行动作，开关电路SW3、SW4成为非动作状态。由此，构成包括变压器T1的一次绕组、电感器L1以及电容器C1的LLC谐振电路。
电力变换装置2具有输出电压Vout相对于输入电压Vin的比、即增益，该增益根据从输入端子P1经由被接通的开关电路和变压器T1的一次绕组到达输入端子P2的路径中包含的电容和电感而不同，并且根据负载装置3的阻抗或电阻而不同。
电力变换装置2的增益K例如像下式那样被公式化。
[数4]
Figure BDA0002742659400000091
在此，使用以下参数。
Q：电容器C1和电感器L1所涉及的Q值
m：一次侧的总电感与电感器L1的电感的比
f：标准化后的开关频率
Q值通过下式给出。
[数5]
Figure BDA0002742659400000101
[数6]
Figure BDA0002742659400000102
在此，Ro表示负载装置3的阻抗或电阻，Rac表示被反射的负载电阻。
电感的比m通过m＝(L1+Lp)/L1来得到。
使用下式的电容器C1和电感器L1所涉及的谐振频率fr，并通过f＝fs/fr来得到标准化后的开关频率f。
[数7]
Figure BDA0002742659400000103
增益K等效地表示变压器T1的二次侧的交流输出电压与向变压器T1的一次侧的LLC谐振电路输入的交流输入电压的比。
通过对增益K乘以电力变换装置2的输入电压Vin，来得到图3的输出电压Vout。
根据数4可知，电力变换装置2产生输出电压Vout，该输出电压Vout根据LLC谐振电路的电容和电感而不同，根据负载装置3的阻抗或电阻而不同，并且根据fs开关频率而不同。
基于由电压检测器13和电流检测器14检测出的输出电压Vout和输出电流Iout，获得输出电压Vout与输出电流Iout的比Vout/Iout，来作为负载装置3的阻抗或电阻。也可以基于输出功率Pout获得Vout2/Pout来作为负载装置3的阻抗或电阻。
在图3中，设定了以下值。
Vin＝400V
Lp＝38μH
L1＝6μH
C1＝80nF
Np：Ns＝15∶7
另外，在图3中，如以下那样设定了负载装置3的阻抗Z1～Z7。此外，此时，在电力变换装置2产生固定的输出电力Pout＝Vout×Iout＝7040W这一条件下，利用电压检测器13和电流检测器14来检测以下的输出电压Vout和输出电流Iout。
Z1＝5.7Ω(Vout＝200V，Iout＝35.2A)
Z2＝8.9Ω(Vout＝250V，Iout＝28.2A)
Z3＝12.8Ω(Vout＝300V，Iout＝23.4A)
Z4＝17.4Ω(Vout＝350V，Iout＝20.1A)
Z5＝22.7Ω(Vout＝400V，Iout＝17.6A)
Z6＝28.8Ω(Vout＝450V，Iout＝15.6A)
Z7＝35.5Ω(Vout＝500V，Iout＝14.1A)
如图3所示，根据阻抗Z1～Z7得到不同特性的图表。
图4是示出使包括图1的电容器C2的LLC谐振电路进行动作时的、输出电压Vout相对于电力变换装置2的开关频率fs的特性的图表。在该情况下，开关电路SW3～SW6以规定的开关频率fs进行动作，开关电路SW1、SW2成为非动作状态。由此，构成包括变压器T1的一次绕组、电感器L1以及电容器C2的LLC谐振电路。
在图4中，设定了以下值。
Vin＝400V
Lp＝38μH
L1＝6μH
C2＝30nF
Np：Ns＝15∶7
另外，在图4中也设定了与图3的情况相同的负载装置3的阻抗Z1～Z7。
根据图3和图4可知，电力变换装置2产生输出电压Vout，该输出电压Vout根据LLC谐振电路的电容C1、C2而不同，根据负载装置3的阻抗Z1～Z7而不同，并且根据开关频率fs而不同。当以相同的开关频率fs进行动作时，总的来说，包括电容器C1的LLC谐振电路进行动作的情况下的输出电压Vout比使包括电容器C2的LLC谐振电路进行动作的情况下的输出电压Vout高。另外，当以相同的输出电压Vout进行动作时，总的来说，包括电容器C1的LLC谐振电路进行动作的情况下的开关频率fs比使包括电容器C2的LLC谐振电路进行动作的情况下的开关频率fs高。因而，电力变换装置2通过使包括电容器C1的LLC谐振电路和包括电容器C2的LLC谐振电路如以下那样选择性地动作，能够以比现有技术更高的效率产生电压范围大的输出电压。
控制器15基于输出电压Vout包含在预先决定的多个电压范围中的哪一个电压范围内，来决定至少两个第一分支电路中的包括动作状态的开关电路的第一分支电路和包括非动作状态的开关电路的第一分支电路。由此，控制器15使包括电容器C1的LLC谐振电路和包括电容器C2的LLC谐振电路选择性地动作。
另外，控制器15基于从输入端子P1经由通过控制器15而被接通的开关电路和变压器T1的一次绕组到达输入端子P2的路径中包含的电容和电感、输出电压Vout和输出电流Iout、以及向负载装置3输出的目标电压Vreq，来决定开关频率fs。根据上述的路径来决定是使用包括电容器C1的LLC谐振电路还是使用包括电容器C2的LLC谐振电路。另外，如上所述，根据输出电压Vout和输出电流Iout可知负载装置3的阻抗或电阻。基于正使用的LLC谐振电路和负载装置3的阻抗或电阻，来决定当前时间点的输出电压Vout相对于电力变换装置2的开关频率fs的特性。此时，能够基于目标电压Vreq来决定使开关频率fs增大还是减小。
无论在使包括电容器C1的LLC谐振电路进行动作的情况下，还是在使包括电容器C2的LLC谐振电路进行动作的情况下，输出电压Vout相对于电力变换装置2的开关频率fs的特性在电力变换装置2的设计和制造的时间点就已知。控制器15将多个LLC谐振电路的特性进行比较，来决定要进行动作的LLC谐振电路。关于决定要进行动作的LLC谐振电路的条件，考虑输出电压Vout相对于开关频率fs的特性(例如，曲线的斜率)、电力变换装置2的输出电压Vout的范围、变压器T1的特性等来进行决定。例如，权衡地考虑变压器T1的损耗，将输出电压Vout的范围内的中间电压(即，(最大电压+最小电压)÷2)设为用于决定要进行动作的LLC谐振电路的阈值。在最小电压～中间电压的情况下，使用在更低的开关频率的范围内输出电压大幅地变化的LLC谐振电路。在中间电压～最大电压的情况下，使用在更高的开关频率的范围内输出电压大幅地变化的LLC谐振电路。由此，能够使不易产生变压器T1的损耗。根据要进行动作的LLC谐振电路的特性，也可以使用与中间电压不同的阈值。
图5是用于说明利用图1的控制器15决定LLC谐振电路和开关频率fs的情况的图表。图5仅示出了在图3和图4的各图表中为了简化图示而设定了负载装置3的阻抗Z1、Z4以及Z7的情况。在图5的例子中，将Vout＝350V设为阈值，基于输出电压Vout包含在350V以上的电压范围和不足350V的电压范围的哪一个电压范围，来决定两个第一分支电路中的包括动作状态的开关电路的第一分支电路和包括非动作状态的开关电路的第一分支电路。
例如，当初始状态的输出电压Vout＝200比作为阈值的电压350V低、目标电压Vreq＝500比作为阈值的电压350V高时，电力变换装置2如以下那样进行动作。首先，当输出电压Vout小于作为阈值的电压350V时(点A1～A2)，控制器15使开关电路SW3～SW6进行动作，使开关电路SW1、SW2成为非动作状态，使包括电容器C2的LLC谐振电路进行动作。由此，电力变换装置2能够一边以比较低的开关频率fs进行动作，一边产生低的输出电压Vout。控制器15通过使开关频率fs逐渐降低来使输出电压Vout逐渐增大。当输出电压Vout达到作为阈值的电压350V时(点A2)，控制器15使开关电路SW1、SW2、SW5、SW6进行动作，使开关电路SW3、SW4成为非动作状态，使包括电容器C1的LLC谐振电路进行动作。与此同时，控制器15根据包括电容器C1的LLC谐振电路的特性来改变开关频率fs(点A2→点A3)。由此，电力变换装置2能够一边以比较高的开关频率fs进行动作，一边产生高的输出电压Vout。控制器15通过使开关频率fs逐渐降低，来使输出电压Vout逐渐增大到目标电压Vreq(点A3～A4)。
例如，当初始状态的输出电压Vout＝500比作为阈值的电压350V高、目标电压Vreq＝200比作为阈值的电压350V低时，电力变换装置2如以下那样进行动作。首先，当输出电压Vout为作为阈值的电压350V以上时(点A3～A4)，控制器15使开关电路SW1、SW2、SW5、SW6进行动作，使开关电路SW3、SW4成为非动作状态，使包括电容器C1的LLC谐振电路进行动作。由此，电力变换装置2能够一边以比较高的开关频率fs进行动作，一边产生高的输出电压Vout。控制器15通过使开关频率fs逐渐增大来使输出电压Vout逐渐降低。当输出电压Vout达到作为阈值的电压350V时(点A3)，控制器15使开关电路SW3～SW6进行动作，使开关电路SW1、SW2成为非动作状态，使包括电容器C2的LLC谐振电路进行动作。与此同时，控制器15根据包括电容器C2的LLC谐振电路的特性来改变开关频率fs(点A3→点A2)。由此，电力变换装置2能够一边以比较低的开关频率fs进行动作，一边产生低的输出电压Vout。控制器15通过使开关频率fs逐渐增大来使输出电压Vout逐渐降低到目标电压Vreq(点A2～A1)。
在仅使包括电容器C1的LLC谐振电路进行动作的情况下，为了在例如200V～500V的范围内产生输出电压Vout，必须使开关频率fs在约160kHz～330kHz的范围内变化。另外，在仅使包括电容器C2的LLC谐振电路进行动作的情况下，为了在例如200V～500V的范围内产生输出电压Vout，必须使开关频率fs在约100kHz～200kHz的范围内变化。另一方面，根据电力变换装置2，通过使包括电容器C1的LLC谐振电路和包括电容器C2的LLC谐振电路选择性地动作，来使开关频率fs在约120kHz～200kHz的范围内变化，由此能够在200V～500V的范围内产生输出电压Vout。这样，根据电力变换装置2，通过缩小使开关频率fs变化的范围，能够使不易产生与低的开关频率fs及高的开关频率fs相关联的损耗。
图6是示出由图1的控制器15执行的电力变换处理的流程图。
在图6的电力变换处理的初始状态下，只有控制器15进行动作，各开关电路SW1～SW6不进行动作，输出电压Vout为零。
在步骤S1中，控制器15从负载装置3接收目标电压Vreq的请求信号。在步骤S2中，控制器15基于目标电压Vreq包含在预先决定的多个电压范围中的哪一个电压范围内(例如，是否为作为阈值的电压350V以上)，来决定LLC谐振电路。在步骤S3中，控制器15基于目标电压Vreq来决定开关频率fs。此时，虽然负载装置3的阻抗或电阻是未知的，但控制器15使用基于负载装置3的阻抗Z的某个初始值决定出的、输出电压Vout相对于开关频率fs的特性，来决定开关频率fs。在步骤S4中，控制器15使开关电路开始进行开关动作。
在步骤S5中，控制器15检测输出电压Vout和输出电流Iout。在步骤S6中，控制器15判断输出电压Vout是否在正使用的LLC谐振电路的动作范围内(例如，是否为作为阈值的电压350V以上)，在“是”时进入步骤S7，在“否”时进入步骤S9。
在步骤S7中，控制器15基于目标电压Vreq、输出电压Vout以及输出电流Iout来决定开关频率fs。在步骤S8中，控制器15变更开关频率fs。
在步骤S9中，控制器15使开关电路停止进行开关动作。在步骤S10中，控制器15基于输出电压Vout来决定LLC谐振电路。在步骤S11中，控制器15基于目标电压Vreq、输出电压Vout以及输出电流Iout来决定开关频率fs。在步骤S12中，控制器15使开关电路开始进行开关动作。
在步骤S13中，控制器15判断是否满足开关动作的停止条件，在“是”时进入步骤S14，在“否”时返回到步骤S5。停止条件例如包括以下条件：在负载装置3是充电装置的情况下，控制器15从负载装置3接收表示满充电的通知信号等。另外，停止条件也可以包括以下条件：检测到某种异常(保护电路的动作)、接收到来自外部的停止信号等。在步骤S14中，控制器15使开关电路停止进行开关动作。
图6示出可以使向负载装置3的电力供给暂时停止的情况下的动作。另一方面，在无法停止向负载装置3的电力供给的情况下，电力变换装置2例如像以下那样进行动作。
图7是示出由图1的控制器15执行的电力变换处理的变形例的流程图。
图7的步骤S1～S8、S13以及S14与图6的对应的步骤相同。但是，在图7的步骤S6中，控制器15判断输出电压Vout是否在正使用的LLC谐振电路的动作范围内，在“是”时进入步骤S7，在“否”时进入步骤S10来代替S9。
在步骤S10中，控制器15基于输出电压Vout来决定LLC谐振电路。在步骤S11中，控制器15基于目标电压Vreq、输出电压Vout以及输出电流Iout来决定开关频率fs。在步骤S21中，控制器15一边继续进行开关动作一边执行LLC谐振电路和开关频率fs的转变动作。
接着，参照图8～图11对图7的步骤S21的详细动作进行说明。
图8是用于说明从使包括图1的电容器C1的LLC谐振电路进行动作的状态向使包括图1的电容器C2的LLC谐振电路进行动作的状态的转变的时序图。
图9是将图8的转变期间放大后的时序图。
在图9的时刻t11～t12的时间段，开关元件S1a、S6a接通。此时，电流以“P1→S1a→C1→T1→L1→S6a→P2”的路径流动。
在图9的时刻t12，开关元件S1a、S6a断开，之后，电流以“P2→S2b→C1→T1→L1→S5b→P1”的路径流动。在开关电路SW2、SW5中流动负电流的时间段内，在时刻t13，开关元件S4b接通，之后，电流以“P2→{S2b→C1；S4b→C2}→T1→L1→S5b→P1”的路径流动。在此，“{A→B；C→D}”表示以下情况：电流暂时分支为路径“A→B”和路径“C→D”，之后合流。在开关电路SW2、SW4、SW5中流动负电流的时间段内，在时刻t14，开关元件S2b断开，之后，电流以“P2→S4b→C2→T1→L1→S5b→P1”的路径流动。在开关电路SW4、SW5中流动负电流的时间段内，在时刻t15，开关元件S4a、S5a接通。由此，开关电路SW4、SW5以零电压开关的方式进行动作。
在图9的时刻t15～t17的时间段内，开关元件S4a、S5a接通。此时，电流以“P1→S5a→L1→T1→C2→S4a→P2”的路径流动。在开关电路SW4、SW5中流动正电流的时间段内，在时刻t16，开关元件S1b断开，开关元件S3b接通。
在时刻t17，开关元件S4a、S5a断开，之后，电流以“P2→S6b→L1→T1→C2→S3b→P1”的路径流动。在开关电路SW3、SW6中流动负电流的时间段内，在时刻t18，将开关元件S3a、S6a接通。由此，开关电路SW3、SW6以零电压开关的方式进行动作。
在图9的时刻t18～t19的时间段，开关元件S3a、S6a接通。此时，电流以“P1→S3a→C2→T1→L1→S6a→P2”的路径流动。由此，从使包括电容器C1的LLC谐振电路进行动作的状态向使包括电容器C2的LLC谐振电路进行动作的状态的转变完成。
如图8所示，在转变期间的前后，开关频率fs也可以变化。
控制器15在使至少两个第一分支电路中的各开关电路在动作状态与非动作状态之间切换时，控制各开关电路SW1～SW6使之进行零电压开关动作。由此，即使在无法停止向负载装置3的电力供给的情况下，也能够一边继续进行开关动作一边执行LLC谐振电路和开关频率fs的转变动作。
图10是用于说明从使包括图1的电容器C1的LLC谐振电路进行动作的状态向使包括图1的电容器C2的LLC谐振电路进行动作的状态的转变的变形例的时序图。
图11是将图10的转变期间放大后的时序图。
在图11的时刻t21～t22的时间段，开关元件S1a、S6a接通。此时，电流以“P1→S1a→C1→T1→L1→S6a→P2”的路径流动。
在图11的时刻t22，开关元件S1a、S6a断开，之后，电流以“P2→S2b→C1→T1→L1→S5b→P1”的路径流动。在开关电路SW2、SW5中流动负电流的时间段内，在时刻t23，开关元件S4b接通，之后，电流以“P2→{S2b→C1；S4b→C2}→T1→L1→S5b→P1”的路径流动。在开关电路SW2、SW4、SW5中流动负电流的时间段内，在时刻t24，开关元件S2a、S4a、S5a接通。由此，开关电路SW2、SW4、SW5以零电压开关的方式进行动作。
在图11的时刻t24～t25的时间段内，开关元件S2a、S4a、S5a接通。此时，电流以“P1→S5a→L1→T1→{C1→S2a；C2→S4a}→P2”的路径流动。在开关电路SW2、SW4、SW5中流动正电流的时间段内，在时刻t25，开关元件S2a、S2b断开，之后，电流以“P1→S5a→L1→T1→C2→S4a→P2”的路径流动。在开关电路SW4、SW5中流动正电流的时间段内，在时刻t26，开关元件S1b断开，开关元件S3b接通。
在时刻t27，开关元件S4a、S5a断开，之后，电流以“P2→S6b→L1→T1→C2→S3b→P1”的路径流动。在开关电路SW3、SW6中流动负电流的时间段内，在时刻t28将开关元件S3a、S6a接通。由此，开关电路SW3、SW6以零电压开关的方式进行动作。
在图11的时刻t28～t29的时间段，开关元件S3a、S6a接通。此时，电流以“P1→S3a→C2→T1→L1→S6a→P2”的路径流动。由此，从使包括电容器C1的LLC谐振电路进行动作的状态向使包括电容器C2的LLC谐振电路进行动作的状态的转变完成。
在以上的说明中，控制器15仅使包括电容器C1的LLC谐振电路和包括电容器C2的LLC谐振电路中的一方选择性地动作。然而，控制器15也可以通过使开关电路SW1、SW3同步地接通/断开、使开关电路SW2、SW4同步地接通/断开，来使包括电容器C1、C2这两个电容器的LLC谐振电路进行动作。通过使用电容器C1、C2这两个电容器，来构成具有合成电容C1+C2的LLC谐振电路。
图12是示出使包括图1的电容器C1、C2这两个电容器的LLC谐振电路进行动作时的、输出电压Vout相对于电力变换装置2的开关频率fs的特性的图表。
在图12中，设定了以下值。
Vin＝400V
Lp＝38μH
L1＝6μH
C1+C2＝110nF
Np：Ns＝15∶7
另外，在图12中，与图3的情况同样地也设定了负载装置3的阻抗Z2～Z6。
根据图3、图4以及图12，当以相同的开关频率fs进行动作时，总的来说，使包括电容器C1+C2的LLC谐振电路进行动作的情况下的输出电压Vout比使仅包括电容器C2的LLC谐振电路进行动作的情况下的输出电压Vout低。另外，当以相同的输出电压Vout进行动作时，总的来说，使包括电容器C1+C2的LLC谐振电路进行动作的情况下的开关频率fs比使仅包括电容器C2的LLC谐振电路进行动作的情况下的开关频率fs低。因而，电力变换装置2通过使包括电容器C1、C2中的至少一个电容器的LLC谐振电路进行动作，能够以比现有技术更高的效率产生电压范围大的输出电压。
如以上所说明的那样，根据第一实施方式所涉及的电力变换装置2，作为LLC谐振型的电力变换装置，能够以比现有技术更高的效率产生电压范围大的输出电压。
根据第一实施方式所涉及的电力变换装置2，不仅能够避免以过低的开关频率fs进行动作，还能够避免以过高的开关频率fs进行动作。因而，不会使变压器T1的尺寸增大，能够使不易发生芯体的铁损和绕组的铜损。另外，由于能够避免以过高的开关频率fs进行动作，因此能够使也不易产生开关元件S1a～S6b的损耗。
在LLC谐振型的电力变换装置中，在输入电压和输出电压为几百伏的情况下，有时对LLC谐振电路的电容器和变压器施加几千伏(峰值间)的电压。根据第一实施方式所涉及的电力变换装置2，使用包括开关电路SW1、SW2的分支电路和包括开关电路SW3、SW4的分支电路，来使包括电容器C1的LLC谐振电路和包括电容器C2的LLC谐振电路选择性地动作。由此，能够容易地实现用于电容器C1、C2的开关所要求的耐压性。
根据第一实施方式所涉及的电力变换装置2，具备开关电路SW1～SW6，该开关电路SW1～SW6在电流向第一方向流动的状态、电流向第二方向流动的状态以及电流不向第一方向和第二方向中的任一方向流动的状态之间选择性地切换。由此，当断开任一个开关电路时，例如不会像现有技术那样产生在开关元件的体二极管中流动的电流，能够使不易发生开关动作的中断。
例如，在负载装置3是充电装置的情况下，从开始充电起，负载装置3的内部电压随着时间经过而上升，因此，需要增大提供给负载装置3的电压。第一实施方式所涉及的电力变换装置2能够追随这样的负载装置3的状态变化来改变输出电压Vout。
以下，对第一实施方式的变形例所涉及的电力变换装置进行说明。
图13是示出第一实施方式的第一变形例所涉及的电力变换装置2A的结构的框图。电力变换装置2A也可以向交流的负载装置3A供给输出电力，来代替向图1的直流的负载装置3供给输出电力。图13的电力变换装置2A具有从图1的电力变换装置2去除二极管桥12和电容器C10所得到的结构。在该情况下，也能够带来与图1的电力变换装置2同样的效果。
图14是示出第一实施方式的第二变形例所涉及的电力变换装置2B的结构的框图。图14的电力变换装置2B具有从图1的电力变换装置2去除电感器L1所得到的结构。在图14～图27中，为了简化图示，省略图1的电压检测器13、电流检测器14以及控制器15。由于变压器T1的一次绕组具有电感(漏电感)，因此即使去除了图1的电感器L1，图14的变压器T1的一次绕组和电容器C1实质上也作为LLC谐振电路进行动作。同样地，变压器T1的一次绕组和电容器C2实质上也作为LLC谐振电路进行动作。在该情况下，也能够带来与图1的电力变换装置2同样的效果。
图15是示出第一实施方式的第三变形例所涉及的电力变换装置2C的结构的框图。变压器T1的一次绕组的端子T1a也可以经由具有互不相同的电感的至少两个第一电路部分而与多个分支电路中的至少两个第一分支电路中的两个开关电路间的节点分别连接。在图15的电力变换装置2C中，变压器T1的一次绕组的端子T1a经由电感器L1而与开关电路SW1、SW2间的节点N1连接。变压器T1的一次绕组的端子T1a还经由具有与电感器L1的电感不同的电感的电感器L2而与开关电路SW3、SW4间的节点N2连接。变压器T1的一次绕组的端子T1b经由电容器C1而与开关电路SW5、SW6间的节点N3连接。在该情况下，也能够带来与图1的电力变换装置2同样的效果。
图16是示出第一实施方式的第四变形例所涉及的电力变换装置2D的结构的框图。变压器T1的一次绕组的端子T1a也可以经由具有互不相同的电容和互不相同的电感中的至少一方的至少两个第一电路部分而与多个分支电路中的至少两个第一分支电路中的两个开关电路间的节点连接。在图16的电力变换装置2D中，变压器T1的一次绕组的端子T1a经由电容器C1及电感器L1而与开关电路SW1、SW2间的节点N1连接。变压器T1的一次绕组的端子T1a还经由电容器C2及电感器L2而与开关电路SW3、SW4间的节点N2连接，所述电容器C2和电感器L2具有与电容器C1的电容及电感器L1的电感中的至少一方不同的电容和电感。变压器T1的一次绕组的端子T1b与开关电路SW5、SW6间的节点N3连接。在该情况下，也能够带来与图1的电力变换装置2同样的效果。
在此，“互不相同的电容”包括电容为零的情况、即仅在两个第一电路部分中的一方具有电容器而另一方不包括电容器的情况。同样地，“互不相同的电感”包括电感为零的情况、即仅在两个第一电路部分中的一方具有电感器而另一方不包括电感器的情况。
图17是示出第一实施方式的第五变形例所涉及的电力变换装置2E的结构的框图。电力变换装置也可以具备四个以上的分支电路。图17的电力变换装置2E除了具备图1的电力变换装置2的结构要素之外，还具备包括开关电路SW7、SW8的分支电路以及电容器C3。变压器T1的一次绕组的端子T1a经由电容器C3而与开关电路SW5、SW6间的节点N3连接。变压器T1的一次绕组的端子T1b经由电感器L1而与开关电路SW7、SW8间的节点N4连接，以代替与节点N3连接。根据图17的电力变换装置2E，与图1的情况相比，能够使输出电压Vout相对于电力变换装置2E的开关频率fs的特性以更高的精度变化。
图18是示出第一实施方式的第六变形例所涉及的电力变换装置2F的结构的框图。在图18的电力变换装置2F中，变压器T1的一次绕组的端子T1a经由电感器L1而与开关电路SW1、SW2间的节点N1连接。变压器T1的一次绕组的端子T1a还经由具有与电感器L1的电感不同的电感的电感器L2而与开关电路SW3、SW4间的节点N2连接。变压器T1的一次绕组的端子T1a还经由具有与电感器L1、L2的电感不同的电感的电感器L3而与开关电路SW5、SW6间的节点N3连接。变压器T1的一次绕组的端子T1b经由电容器C1而与开关电路SW7、SW8间的节点N4连接。在该情况下，也能够带来与图17的电力变换装置2E同样的效果。
图19是示出第一实施方式的第七变形例所涉及的电力变换装置2G的结构的框图。在图19的电力变换装置2G中，变压器T1的一次绕组的端子T1a经由电容器C1及电感器L1而与开关电路SW1、SW2间的节点N1连接。变压器T1的一次绕组的端子T1a还经由电容器C2及电感器L2而与开关电路SW3、SW4间的节点N2连接，所述电容器C2和电感器L2具有与电容器C1的电容及电感器L1的电感中的至少一方不同的电容和电感。变压器T1的一次绕组的端子T1a还经由电容器C3及电感器L3而与开关电路SW5、SW6间的节点N2连接，所述电容器C3和电感器L3具有与电容器C1、C2的电容及电感器L1、L2的电感中的至少一方不同的电容和电感。变压器T1的一次绕组的端子T1b与开关电路SW7、SW8间的节点N4连接。在该情况下，也能够带来与图17的电力变换装置2E同样的效果。
图20是示出第一实施方式的第八变形例所涉及的电力变换装置2H的结构的框图。变压器T1的一次绕组的端子T1b也可以还经由具有互不相同的电容和互不相同的电感中的至少一方的至少两个电路部分而与多个分支电路中的至少两个分支电路中的两个开关电路间的节点分别连接。在图20的电力变换装置2H中，变压器T1的一次绕组的端子T1a经由电容器C1而与开关电路SW1、SW2间的节点N1连接。变压器T1的一次绕组的端子T1a还经由具有与电容器C1的电容不同的电容的电容器C2而与开关电路SW3、SW4间的节点N2连接。变压器T1的一次绕组的端子T1b经由电感器L3而与开关电路SW5、SW6间的节点N3连接。变压器T1的一次绕组的端子T1b还经由具有与电感器L1的电感不同的电感的电感器L2而与开关电路SW7、SW8间的节点N4连接。根据图20的电力变换装置2H，与图1的情况相比，能够使输出电压Vout相对于电力变换装置2H的开关频率fs的特性以更高的精度变化。
在本公开中，将连接于相同的端子T1b的至少两个分支电路(包括开关电路SW5、SW6的分支电路以及包括开关电路SW7、SW8的分支电路)也称为“第二分支电路”。另外，在本公开中，将分别连接在端子T1b与各第二分支电路中的两个开关电路间的节点N3、N4之间且具有互不相同的电容和互不相同的电感中的至少一方的至少两个电路部分(在图1的例子中为电感器L1、L2)称为“第二电路部分”。
第二实施方式
在第一实施方式中，对具备构成为全桥电路的多个开关电路的电力变换装置进行了说明。在第二实施方式中，对具备构成为半桥电路的多个开关电路的电力变换装置进行说明。
图21是示出第二实施方式所涉及的电力变换装置2I的结构的框图。图21的电力变换装置2I具有从图1的电力变换装置2去除开关电路SW5、SW6后得到的结构。电感器L1连接在变压器T1的一次绕组的端子T1a与电容器C1、C2之间。变压器T1的一次绕组的端子T1b与输入端子P1或P2(在图21的例子中为输入端子P2)连接。在该情况下，与第一实施方式所涉及的电力变换装置同样地也是LLC谐振型的电力变换装置，能够以比现有技术更高的效率产生电压范围大的输出电压。
图22是示出第二实施方式的第一变形例所涉及的电力变换装置2J的结构的框图。图22的电力变换装置2J具有从图15的电力变换装置2C去除开关电路SW5、SW6后得到的结构。电容器C1连接在变压器T1的一次绕组的端子T1a与电感器L1、L2之间。变压器T1的一次绕组的端子T1b与输入端子P1或P2(在图22的例子中为输入端子P2)连接。在该情况下，也能够带来与图21的电力变换装置2I同样的效果。
图23是示出第二实施方式的第二变形例所涉及的电力变换装置2K的结构的框图。图23的电力变换装置2K具有从图16的电力变换装置2D去除开关电路SW5、SW6后得到的结构。变压器T1的一次绕组的端子T1b与输入端子P1或P2(在图23的例子中为输入端子P2)连接。在该情况下，也能够带来与图21的电力变换装置2I同样的效果。
第三实施方式
图24是示出第三实施方式所涉及的电力变换装置2L的结构的框图。图24的电力变换装置2L除了具备图1的电力变换装置2的结构要素之外，还具备变压器T2。各变压器T1、T2的一次绕组具有互不相同的电感，各变压器T1、T2的二次绕组相互并联连接。各变压器T1、T2的一次绕组与多个分支电路中的至少两个第一分支电路中的两个开关电路间的节点分别连接。在图24的例子中，变压器T1的一次绕组的一端与开关电路SW1、SW2间的节点N1连接。另外，变压器T2的一次绕组的一端与开关电路SW3、SW4间的节点N2连接。另外，变压器T1、T2的一次绕组的另一端经由电容器C1及电感器L1而与开关电路SW5、SW6间的节点N3连接。在该情况下，与第一实施方式所涉及的电力变换装置同样地也是LLC谐振型的电力变换装置，能够以比现有技术更高的效率产生电压范围大的输出电压。
图25是示出第三实施方式的第一变形例所涉及的电力变换装置2M的结构的框图。在图25的电力变换装置2M中，变压器T1的一次绕组的一端经由电容器C1及电感器L1而与开关电路SW1、SW2间的节点N1连接。另外，变压器T2的一次绕组的一端经由电容器C2及电感器L2而与开关电路SW3、SW4间的节点N2连接，所述电容器C2和电感器L2具有与电容器C1的电容及电感器L1的电感中的至少一方不同的电容和电感。另外，变压器T1、T2的一次绕组的另一端与开关电路SW5、SW6间的节点N3连接。在该情况下，也能够带来与图24的电力变换装置2L同样的效果。
图26是示出第三实施方式的第二变形例所涉及的电力变换装置2N的结构的框图。在图26的电力变换装置2N中，变压器T1的一次绕组的一端经由电容器C1及电感器L1而与开关电路SW1、SW2间的节点N1连接。另外，变压器T1的一次绕组的另一端与开关电路SW3、SW4间的节点N2连接。另外，变压器T2的一次绕组的一端经由电容器C2及电感器L2而与开关电路SW5、SW6间的节点N3连接，所述电容器C2和电感器L2具有与电容器C1的电容及电感器L1的电感中的至少一方不同的电容和电感。另外，变压器T2的一次绕组的另一端与开关电路SW7、SW8间的节点N4连接。在该情况下，也能够带来与图24的电力变换装置2L同样的效果。
第四实施方式
图27是示出第四实施方式所涉及的电力变换装置2O的结构的框图。图27的电力变换装置2O除了具备图21的电力变换装置2L的结构要素之外，还具备电感器L2和变压器T2。各变压器T1、T2的一次绕组具有互不相同的电感，各变压器T1、T2的二次绕组相互并联连接。各变压器T1、T2的一次绕组与多个分支电路中的至少两个第一分支电路中的两个开关电路间的节点分别连接。在图27的例子中，变压器T1的一次绕组的一端经由电容器C1及电感器L1而与开关电路SW1、SW2间的节点N1连接。另外，变压器T2的一次绕组的一端经由电容器C2及电感器L2而与开关电路SW3、SW4间的节点N2连接，所述电容器C2和电感器L2具有与电容器C1的电容及电感器L1的电感中的至少一方不同的电容和电感。另外，变压器T1、T2的一次绕组的另一端与输入端子P1或P2(在图27的例子中为输入端子P2)连接。在该情况下，与第一实施方式的电力变换装置同样地也是LLC谐振型的电力变换装置，能够以比现有技术更高的效率产生电压范围大的输出电压。
作为第一实施方式～第四实施方式的另一个变形例，也可以使包括具有互不相同的电容和互不相同的电感中的至少一方的多个变压器中的任一个变压器以及多个电容器中的任一个电容器的多个LLC谐振电路选择性地动作。另外，也可以使包括具有互不相同的电感的多个变压器中的任一个变压器以及多个电感器中的任一个电感器的多个LLC谐振电路选择性地动作。
与使包括多个变压器中的任一个变压器的多个LLC谐振电路选择性地动作的情况相比，使包括多个电感器中的任一个电感器或多个电容器中的任一个电容器的多个LLC谐振电路选择性地动作的情况能够减小电力变换装置的尺寸以及降低成本。另外，与使包括多个电感器中的任一个电感器的多个LLC谐振电路选择性动作的情况相比，使包括多个电容器中的任一个电容器的多个LLC谐振电路选择性地动作的情况能够减小电力变换装置的尺寸以及降低成本。
其它变形例
图28～图31是示出代替的开关电路SW1A～SW1D的结构的电路图。在图1的其它例子中，对各开关电路仅包括两个开关元件的情况进行了说明。然而，各开关电路能够在电流向第一方向流动的状态、电流向第二方向流动的状态以及电流不向第一方向和第二方向中的任一方向流动的状态之间选择性地切换即可，可以具有其它任意的结构。图28的开关电路SW1A和图29的开关电路SW1B分别具备两个开关元件S1a、S1b以及两个二极管Da、Db。在图28和图29的例子中，具备阻断反向电流的二极管Da、Db，由此开关元件S1a、S1b也可以针对反偏置电压不具有高的耐压性。因而，在该情况下，开关元件S1a、S1b也可以不是反向阻断型，是普通的IGBT。另外，图30的开关电路SW1C和图31的开关电路SW1D分别具备两个开关元件Sa、Sb以及两个二极管Da、Db。开关元件Sa、Sb例如是金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。在图31的例子中，通过利用MOSFET的体二极管，也可以去除外置的二极管Da、Db。具备图28～图31的开关电路SW1A～SW1D的电力变换装置也与图1的其它电力变换装置同样地进行动作，能够带来同样的效果。
产业上的可利用性
本公开所涉及的电力变换装置能够应用于例如用于对电动汽车或混合动力汽车的电池进行充电的车载电力变换装置。
附图标记说明
1：电源装置；2、2A～2O：电力变换装置；3、3A：负载装置；11：开关电路组；12：二极管桥；13：电压检测器；14：电流检测器；15：控制器；C1～C3、C10：电容器；D1～D4、D1、Db：二极管；L1～L3：电感器；P1、P2：输入端子；P3、P4：输出端子；SW1～SW6、SW1A～SW1D：开关电路；S1a～S6b：开关元件；T1、T2：变压器。

Claims (10)

1.一种电力变换装置，具备：
第一输入端子和第二输入端子；
多个分支电路，所述多个分支电路分别包括在所述第一输入端子与所述第二输入端子之间相互串联连接的两个开关电路；
变压器，其包括具有第一端子和第二端子的一次绕组、以及二次绕组；以及
至少一个电容器，
其中，所述至少一个电容器连接在所述变压器的一次绕组的第一端子或第二端子与所述多个分支电路中的至少一个分支电路中的所述两个开关电路间的节点之间，
所述变压器的一次绕组的第一端子经由具有互不相同的电容和互不相同的电感中的至少一方的至少两个第一电路部分而与所述多个分支电路中的至少两个第一分支电路中的所述两个开关电路间的节点分别连接。
2.根据权利要求1所述的电力变换装置，其中，
所述变压器的一次绕组的第二端子与所述多个分支电路中的至少一个第二分支电路中的所述两个开关电路间的节点连接。
3.根据权利要求2所述的电力变换装置，其中，
所述变压器的一次绕组的第二端子经由具有互不相同的电容和互不相同的电感中的至少一方的至少两个第二电路部分而与所述多个分支电路中的至少两个第二分支电路中的所述两个开关电路间的节点分别连接。
4.根据权利要求1所述的电力变换装置，其中，
所述变压器的一次绕组的第二端子与所述第一输入端子或所述第二输入端子连接。
5.根据权利要求1～4中的任一项所述的电力变换装置，其中，
各所述开关电路具备两个开关元件，在电流向第一方向流动的状态、电流向与所述第一方向相反的第二方向流动的状态以及电流不向所述第一方向和所述第二方向中的任一方向流动的状态之间选择性地切换。
6.一种电力变换装置，具备：
第一输入端子和第二输入端子；
多个分支电路，所述多个分支电路分别包括在所述第一输入端子与所述第二输入端子之间相互串联连接的两个开关电路；
至少两个变压器，所述至少两个变压器分别具备一次绕组和二次绕组；以及
至少一个电容器，
其中，所述至少一个电容器连接在各所述变压器的一次绕组与所述多个分支电路中的至少一个分支电路中的所述两个开关电路间的节点之间，
各所述变压器的一次绕组具有互不相同的电感，各所述变压器的二次绕组相互并联连接，
各所述变压器的一次绕组与所述多个分支电路中的至少两个第一分支电路中的所述两个开关电路间的节点分别连接。
7.根据权利要求1～6中的任一项所述的电力变换装置，其中，
所述电力变换装置还具备：
输出端子，其与负载装置连接；
电压检测器，其检测从所述电力变换装置向所述负载装置输出的输出电压；
电流检测器，其检测从所述电力变换装置向所述负载装置输出的输出电流；以及
控制器，其控制各所述分支电路的各开关电路，
其中，所述控制器基于所述输出电压和所述输出电流，使所述至少两个第一分支电路中的至少一个第一分支电路中的所述两个开关电路以规定的开关频率进行动作，使其余的所述第一分支电路中的所述两个开关电路成为非动作状态。
8.根据权利要求7所述的电力变换装置，其中，
所述控制器基于所述输出电压包括在预先决定的多个电压范围中的哪个电压范围内，来决定所述至少两个第一分支电路中的、包括动作状态的所述开关电路的第一分支电路和包括非动作状态的所述开关电路的第一分支电路。
9.根据权利要求7或8所述的电力变换装置，其中，
所述控制器基于从所述第一输入端子经由通过所述控制器而被接通的所述开关电路和所述变压器的一次绕组到达所述第二输入端子的路径中包含的电容和电感、所述输出电压和所述输出电流、以及向所述负载装置输出的目标电压，来决定所述开关频率。
10.根据权利要求7～9中的任一项所述的电力变换装置，其中，
所述控制器在将所述至少两个第一分支电路中的各所述开关电路在动作状态与非动作状态之间切换时，控制各所述开关电路使之进行零电压开关动作。
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Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2020129796A1 (ja) * 2018-12-21 2020-06-25 ソニー株式会社 電源装置

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101471174A (zh) * 2007-12-27 2009-07-01 深圳迈瑞生物医疗电子股份有限公司 一种隔离变压器
CN102790534A (zh) * 2011-05-19 2012-11-21 英飞凌科技奥地利有限公司 谐振变换器
US20150103561A1 (en) * 2013-10-11 2015-04-16 Futurewei Technologies, Inc. Apparatus and Method for Multiple Primary Bridge Resonant Converters
CN106655793A (zh) * 2017-02-07 2017-05-10 南京航空航天大学 一种共用谐振电感型宽输入范围llc谐振变换器
CN106887953A (zh) * 2015-10-29 2017-06-23 Tdk株式会社 开关电源装置
JP2017147892A (ja) * 2016-02-18 2017-08-24 住友電気工業株式会社 共振コンバータ

Family Cites Families (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4241852B2 (ja) 2007-05-11 2009-03-18 株式会社デンソー 電力変換回路及びその駆動方法並びに駆動装置
TWI413356B (zh) * 2008-12-12 2013-10-21 Delta Electronics Inc 具相對較高效率的逆變器電路
US9178438B2 (en) * 2012-04-05 2015-11-03 Futurewei Technologies, Inc. Apparatus for resonant converters
JP5906418B2 (ja) * 2012-06-15 2016-04-20 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 電力変換装置
US9190911B2 (en) * 2013-03-05 2015-11-17 Futurewei Technologies, Inc. Auxiliary resonant apparatus for LLC converters
JP2014217196A (ja) * 2013-04-26 2014-11-17 パナソニック株式会社 双方向ｄｃ／ｄｃコンバータ
US9837920B2 (en) * 2013-09-27 2017-12-05 Bel Power Solutions, Inc. Commutation current steering method in a zero volt switching power converter using a synchronous rectifier
US9467054B2 (en) * 2013-11-07 2016-10-11 Futurewei Technologies, Inc. Current sensing apparatus for resonant tank in an LLC resonant converter
CN103595367B (zh) * 2013-11-07 2017-03-08 华为技术有限公司 一种磁集成器件及一种功率转换电路
CN103683964A (zh) * 2013-12-20 2014-03-26 华为技术有限公司 谐振式双向变换器及不间断电源装置、及控制方法
US9548668B2 (en) * 2014-03-14 2017-01-17 Futurewei Technologies, Inc. Hybrid power converter and method
CN105099211B (zh) * 2014-05-13 2018-04-20 台达电子企业管理（上海）有限公司 直流对直流变换装置及其控制方法
CN105576983B (zh) * 2016-02-19 2019-06-04 杭州中恒电气股份有限公司 一种谐振直流/直流变换器

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101471174A (zh) * 2007-12-27 2009-07-01 深圳迈瑞生物医疗电子股份有限公司 一种隔离变压器
CN102790534A (zh) * 2011-05-19 2012-11-21 英飞凌科技奥地利有限公司 谐振变换器
US20150103561A1 (en) * 2013-10-11 2015-04-16 Futurewei Technologies, Inc. Apparatus and Method for Multiple Primary Bridge Resonant Converters
CN106887953A (zh) * 2015-10-29 2017-06-23 Tdk株式会社 开关电源装置
JP2017147892A (ja) * 2016-02-18 2017-08-24 住友電気工業株式会社 共振コンバータ
CN106655793A (zh) * 2017-02-07 2017-05-10 南京航空航天大学 一种共用谐振电感型宽输入范围llc谐振变换器

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