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CN111987904A - 非隔离dc/dc直流变换器 - Google Patents

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CN111987904A
CN111987904A CN202010781003.9A CN202010781003A CN111987904A CN 111987904 A CN111987904 A CN 111987904A CN 202010781003 A CN202010781003 A CN 202010781003A CN 111987904 A CN111987904 A CN 111987904A
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凡绍桂
游江
张镠钟
孟繁荣
张敬南
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Abstract

本发明公开了非隔离DC/DC直流变换器，包括电源、第一开关管(S1)、第二开关管(S2)、钳位电容(CL)、滤波电容(Co)、滤波电感(L)、第一辅助电感(Lr1)、第二辅助电感(Lr2)、第一二极管(D1)和第二二极管(D2)及连接关系，本在传统有源钳位软开关拓扑基础上增加了由二极管与辅助电感组成的电流转移电路，可用于buck变换器以及boost变换器实现变换器连续电流模式下的ZVS软开关，能够减小变换器主开关管电压应力、二极管电流应力并减小占空比丢失，提高有源钳位软开关变换器的效率与可靠性。

Description

非隔离DC/DC直流变换器
技术领域
本发明涉及非隔离DC/DC直流变换器，特别是具有低电压电流应力的有源钳位ZVS软开关的非隔离DC/DC直流变换器，属于直流变换器技术领域。
背景技术
非隔离DC/DC变换器以buck变换器与boost变换器为典型代表，在新能源能发电、通讯基站电源、数据中心电源以及电动汽车充电桩中有广泛应用。在大功率DC/DC变换器中，可采用零电压开关(Zero voltage switching,ZVS)软开关技术，实现变换器的高功率密度、高性能及高效率。
Jabbari M,Farzanehfard H.在文章《New resonant step-down/up converters》中，在电路中加入电感，电容等无源器件，形成谐振网络，实现DC/DC变换器ZVS软开关，该方法比较简单，但无源器件的加入往往不能提高变换器整体效率，且谐振电路容易产生较高的电压应力和电流应力。Jiang L,Mi CC,Li S等作者在文章《An improved soft-switching buck converter with coupled inductor》中，通过耦合电感可实现ZVS软开关，但大电流情况下的耦合电感不易设计，且耦合电感存在漏感，若无吸收电路，漏感会引起较大的电压应力。Wang JM,Wu ST and Jane GC.在文章《A Novel Control Scheme ofSynchronous Buck Converter for ZVS in Light-Load Condition》中，采用三角波电流控制方法在不增加额外辅助器件的基础上，通过控制电流波形实现ZVS软开关，但该方法输出电流为三角波，相同平均输出电流情况下带来的通态损耗及磁性器件损耗较大。Nan C,Ayyanar R,Xi Y.等作者在文章《A 2.2-MHz active clamped buck converter forautomotive applications》以及Jodar E,Villarejo J,Jimenez,等作者在文章《ZVSactive clamp boost converter:dc and dynamic current sharing》中，采用有源钳位ZVS软开关技术，在电流连续情况下实现主开关管的ZVS软开关，且控制简单易于实现。但传统有源钳位软开关技术存在电压电流应力较大且占空比丢严重的问题至今没有解决，限制了其在大功率场合的应用，具体分析如下。
基于传统有源钳位ZVS软开关拓扑的buck变换器以及boost变换器如图1(a)和图1(b)所示。传统有源钳位ZVS软开关拓扑由辅助电感Lr，钳位电容CL以及辅助开关管S2组成。调节辅助电感值大小可调节软开关范围。有源钳位变换器实现主开关管S1零电压开通的方式是在开关管开通前产生一个反向电流，并流过开关管的反向并联二极管，使开关管电压被二极管钳位，实现零电压开通条件。主开关管S1开通之前辅助电感Lr上的电流iLr变为-io，正方向如图1(a)和图1(b)所示，辅助电感电流iLr与滤波电感电流叠加在一起流过续流二极管D，导致二极管D的电流峰值为2io(对于buck变换器为其2倍输出电流)或者2iin(对于boost变换器为其2倍输入电流)，电流应力较大。
下面分析开关管电压应力，假设钳位电容CL足够大，则钳位电压VC将在稳态时保持不变，可用式(1)表示。钳位电压VC随占空比增加而增大，在最大占空比处达到最大值。开关管电压应力可以表示为式(2)所示。钳位电压增大将导致主开关管产生电压应力增加。开关管零电压开通后，由于电流iD不为零，二极管D导通，滤波电感电压被二级管D钳位，输入电压无法施加到滤波电感。直到电流iD降至零时，输入电压才施加到滤波电感。从开关管零电压开通至电流iD降为零这段时间即使主开关管开通，输入电压也没有施加到滤波电感，称为占空比丢失时间，带来的占空比丢失为Dloss，可以表示为式(3)。
Figure BDA0002620190830000021
式中D为PWM占空比，IL为电感电流平均值，对于buck变换器IL＝Io(输出电流平均值)，对于boost变换器IL＝Iin(输入电流平均值)，Ts为PWM周期。
Vswitch,max＝Vio+VC,D＝max (2)
式中Vswitch，max为主开关管承受的最大电压，VC,D＝max为最大占空比时的钳位电压，对于buck变换器Vio＝Vin(输入电压)，对于boost变换器Vio＝Vo(输出电压)。
Figure BDA0002620190830000022
式中IL为电感电流平均值，对于buck变换器IL＝Io(输出电流平均值)，对于boost变换器IL＝Iin(输入电流平均值)，Ts为PWM周期，对于buck变换器Vio＝Vin(输入电压)，对于boost变换器Vio＝Vo(输出电压)。
发明内容
针对上述现有技术，本发明要解决的技术问题是提供具有电流转移电路的有源钳位软开关的非隔离DC/DC直流变换器，减小有源钳位软开关buck变换器/boost变换器的电压电流应力以及占空比丢失，提高其效率与可靠性。
为解决上述技术问题，本发明的第一种非隔离DC/DC直流变换器，电源正极连接第一开关管S1的集电极，第一开关管S1发射极连接钳位电容CL的一端、第一辅助电感Lr1的一端和第二辅助电感Lr2的一端，钳位电容CL的另一端连接第二开关管S2的集电极，第二开关管S2的发射极连接第二二极管D2的阴极，第二二极管D2的阳极连接电源负极；第二辅助电感Lr2的另一端连接第二二极管D2的阴极；第一辅助电感Lr1的另一端连接第一二极管D1的阴极和滤波电感L的一端，第一二极管D1的阳极连接电源负极；滤波电感L的另一端连接滤波电容Co的一端，滤波电容Co的另一端连接电源负极；
本发明的第二种非隔离DC/DC直流变换器，电源正极连接滤波电感L的一端，滤波电感L的另一端连接第一辅助电感Lr1的一端和第一二极管D1的阳极，第一辅助电感Lr1的另一端连接第一开关管S1的集电极，第一开关管S1的发射极连接电源负极；第一二极管D1的阴极连接第二开关管S2的集电极、第二辅助电感Lr2的一端和滤波电容Co的一端，第二开关管S2的发射极连接钳位电容CL的一端，钳位电容CL的另一端连接第二二极管D2的阴极，第二二极管D2的阳极连接第一开关管S1的集电极，第二辅助电感Lr2的另一端连接第二二极管D2的阴极，滤波电容Co的另一端连接电源负极。
本发明还包括：
1.第一开关管S1和第二开关管S2均为全控型开关管并联缓冲电容，并均配备有开关管驱动模块。
2.本发明的第一种非隔离DC/DC直流变换器，钳位电容CL和滤波电容Co均为有极电容，钳位电容CL的正极连接第二开关管S2的集电极，钳位电容CL的负极连接第一开关管S1的发射极；滤波电容Co的正极连接滤波电感L的另一端，滤波电容Co的负极连接电源负极。
3.本发明的第二种非隔离DC/DC直流变换器，钳位电容CL和滤波电容Co均为有极电容，钳位电容CL的正极连接第二二极管D2的阴极，钳位电容CL的负极连接第二开关管S2的发射极；滤波电容Co的正极连接第一二极管D1的阴极，滤波电容Co的负极连接电源负极。
本发明的有益效果：本发明为了解决传统有源钳位软开关拓扑存在的电压电流应力大的问题，提出具有电流转移电路的有源钳位软开关拓扑，能够有效减小有源钳位软开关buck变换器/boost变换器的电压电流应力以及占空比丢失，提高其效率与可靠性。本在传统有源钳位软开关拓扑基础上增加了由二极管与辅助电感组成的电流转移电路，可用于buck变换器以及boost变换器实现变换器连续电流模式下的ZVS软开关，能够减小变换器主开关管电压应力、二极管电流应力并减小占空比丢失，提高有源钳位软开关变换器的效率与可靠性。
附图说明
图1(a)传统的有源钳位buck软开关拓扑；
图1(b)传统的有源钳位boost软开关拓扑；
图2(a)提出的有源钳位buck变换器软开关拓扑；
图2(b)提出的有源钳位boost软开关拓扑；
图3(a)改进有源钳位buck变换器主要理论波形；
图3(b)改进有源钳位boost变换器主要理论波形；
图4(a)Buck变换器在时间区间1[t0-t1]的等效电路；
图4(b)Boost变换器在时间区间1[t0-t1]的等效电路；
图5(a)Buck变换器在时间区间2[t1-t2]的等效电路；
图5(b)Boost变换器在时间区间2[t1-t2]的等效电路；
图6(a)Buck变换器在时间区间3[t2-t3]的等效电路；
图6(b)Boost变换器在时间区间3[t2-t3]的等效电路；
图7(a)Buck变换器在时间区间4[t3-t4]的等效电路；
图7(b)Boost变换器在时间区间4[t3-t4]的等效电路；
图8(a)Buck变换器在时间区间5[t4-t5]的等效电路；
图8(b)Boost变换器在时间区间5[t4-t5]的等效电路；
图9(a)Buck变换器在时间区间6[t5-t6]的等效电路；
图9(b)Boost变换器在时间区间6[t5-t6]的等效电路。
具体实施方式
下面结合附图对本发明具体实施方式做进一步说明。
本发明的目的是这样实现的：
图1(a)和图1(b)所示，在主开关管S1开通前，辅助电感Lr上的电流iLr反向，该反向电流对开关管S1的等效并联电容放电，建立S1的零电压开通条件。反向的辅助电感电流iLr与输出电流io(boost变换器为iin)一起流过二极管D，导致其电流应力是输出电流的2倍。如果建立一个电流转移通道，分担二极管D电流，则可以减小其电流应力。基于以上思路，本发明提出如图2(a)和图2(b)所示具有电流转移电路的有源钳位软开关拓扑。
如图2(a)和图2(b)所示，在传统有源钳位软开关拓扑基础上增加了由二极管D2与辅助电感Lr2组成的电流转移电路，以转移流过二极管D的电流，降低了二极管D的电流应力。采用新型有源钳位软开关的buck变换器以及boost变换器的主要理论波形如图3(a)和图3(b)所示。
如图2(a)，本发明提出的有源钳位buck变换器，具体为电源正极连接开关管S1的集电极，开关管S1发射极连接钳位电容CL的一端、第一辅助电感Lr1的一端和第二辅助电感Lr2的一端，钳位电容CL的另一端连接开关管S2的集电极，开关管S2的发射极连接二极管D2的阴极，二极管D2的阳极连接电源负极；第二辅助电感Lr2的另一端连接二极管D2的阴极；第一辅助电感Lr1的另一端连接二极管D1的阴极和滤波电感L的一端，二极管D1的阳极连接电源负极；滤波电感L的另一端连接滤波电容Co的一端，滤波电容Co的另一端连接电源负极；
如图2(b)，本发明提出的有源钳位boost变换器，具体为：电源正极连接滤波电感L的一端，滤波电感L的另一端连接第一辅助电感Lr1的一端和二极管D1的阳极，第一辅助电感Lr1的另一端连接开关管S1的集电极，开关管S1的发射极连接电源负极；二极管D1的阴极连接开关管S2的集电极、第二辅助电感Lr2的一端和滤波电容Co的一端，开关管S2的发射极连接钳位电容CL的一端，钳位电容CL的另一端连接二极管D2的阴极，二极管D2的阳极连接开关管S1的集电极，第二辅助电感Lr2的另一端连接二极管D2的阴极，滤波电容Co的另一端连接电源负极。
采用提出的有源钳位软开关拓扑后，钳位电压VC可以表示为式(4)所示。与式(1)所示的传统有源钳位软开关拓扑相比，钳位电压减小了一半，则根据式(2)，主开关管的电压应力降减小。
Figure BDA0002620190830000051
式中D为PWM占空比，IL为电感电流平均值，对于buck变换器IL＝Io(输出电流平均值)，对于boost变换器IL＝Iin(输入电流平均值)，Ts为PWM周期。
采用提出的有源钳位软开关拓扑后，占空比丢失Dloss可以表示为式(5)。与式(1)所示的传统有源钳位拓扑相比，占空比丢失减小了一半，将有益于变换器的控制器设计。
Figure BDA0002620190830000052
式中IL为电感电流平均值，对于buck变换器IL＝Io(输出电流平均值)，对于boost变换器IL＝Iin(输入电流平均值)，Ts为PWM周期，对于buck变换器Vio＝Vin(输入电压)，对于boost变换器Vio＝Vo(输出电压)。
当本发明提出的有源钳位软开关电路应用于buck变换器以及boost变换器时，其工作的主要波形如图3(a)和图3(b)所示。下面将buck变换器以及boost变换器的工作过程进行详细分析，分析前做如下假设：1)钳位电容CL足够大以至于VC在一个周期内保持不变；2)取辅助电感Lr1＝Lr2，记为Lr；3)二极管正向压降忽略不计。如图3(a)和图3(b)所示，一个开关周期被分为6个时间区间，每个时间区间的工作原理分析如下。
时间区间1[t0-t1]：该时间区间等效电路图如图4(a)、图4(b)所示(虚线代表没有电流通过，其他附图相同)。在t0时刻，S1已经零电压开通，且电流ir1与电流iD1完成换流，电流可以表示为ir1(t0)＝io(t0)，ic(t0)＝0，iD1(t0)＝0，iD2(t0)＝0。能量由输入侧传输至输出侧，输出电流将线性增加，可以表示为式(6)。在t1时刻，S1被关闭，输出电流达到最大值。
Figure BDA0002620190830000053
式中VL为电感电压，对于buck变换器VL＝Vin-Vo，对于boost变换器VL＝Vo。对于buck变换器
Figure BDA0002620190830000061
对于boost变换器
Figure BDA0002620190830000062
IL为电感电流平均值，对于buck变换器IL＝Io，对于boost变换器IL＝Iin。
时间区间2[t1-t2]：该区间等效电路图如图5(a)、图5(b)所示。在t1时刻，S1被关闭。电流ir1(t1)开始对Cs1充电对Cs2放电。由于缓冲电容Cs1，Cs2限制了开关S1端电压的上升率，S1实现了零电压关断。考虑到输出滤波电感足够大，电压VS1，VS2可分别表示为式(7)，(8)。在此时间段内，电流ir2，iD1开始由零增加，考虑到该时间段较短，增加量忽略不计。一旦电压VS2降至零，电流ic将流过S2的反并联二极管，S2具备了零电压开通的条件。在t2时刻，S2实现了零电压开通。
Figure BDA0002620190830000063
Figure BDA0002620190830000064
式中对于buck变换器
Figure BDA0002620190830000065
对于boost变换器
Figure BDA0002620190830000066
时间区间3[t2-t3]：该区间等效电路图如图6(a)、图6(b)所示。尽管S2已经开通，电流ic继续流过S2的反并联二极管。变换器进入续流阶段，电流ir2，iD1开始由零增加，电流iD2开始减小。辅助电感Lr2上的电压被钳位至VC，Lr1上的电压被钳位至-VC，根据KCL与KVL可以得到式(9)。由式(9)可以得到电流ir1(t)，ir2(t)，ic(t)，io(t)，iD1(t)，iD2(t)的变化率如式(10)所示。在t3时刻，电流ic(t)到达零，可以的得到电流ir1(t)，ir2(t)，iD1(t)的值如式(11)所示。该时间区间的时间可以表示为ttf＝t3-t2，其值可以表示为式(12)。
Figure BDA0002620190830000067
式中VL为电感电压，对于buck变换器VL＝Vo，对于boost变换器VL＝Vin-Vo。
Figure BDA0002620190830000071
Figure BDA0002620190830000072
Figure BDA0002620190830000073
式中iL(t3)＝IL，对于buck变换器IL＝Io，对于boost变换器IL＝Iin，D是PWM占空比，Ts是开关管驱动的PWM周期。
时间区间4[t3-t4]：该区间等效电路图如图7(a)、图7(b)所示。在t3时刻，电流ic由负变正并流过开关管S2。辅助电感Lr2上的电压继续被钳位至VC，Lr1上的电压继续被钳位至-VC。在t4时刻，S2被关闭，电流ir1减小到零，ir2增加至iL。在t4时刻，电流ir1，ir2，iD2可以表示为式(13)所示。该时间区间的时间等于ttf可以表示为式(12)。
Figure BDA0002620190830000074
式中对于buck变换器
Figure BDA0002620190830000075
对于boost变换器
Figure BDA0002620190830000076
时间区间5[t4-t5]：该区间等效电路图如图8(a)、图8(b)所示。在t4时刻，S2被关闭。电流ir2(t4)＝iL(t4)开始对Cs1放电对Cs2充电。由于缓冲电容Cs1，Cs2限制了开关S2端电压的上升率，S2实现了零电压关断。一旦电压VS1降至零，对于buck变换器电压VS2将会达到(Vin+VC)，对于boost变换器电压VS2将会达到(Vo+VC)，电流ir2将会流过S1的反并联二极管，S1具备了零电压开通条件。在t5时刻，S1被零电压开通。在此时间段内，电流ir1开始由零增加，考虑到该时间段较短，增加量忽略不计。
时间区间6[t5-t6]：该区间等效电路图如图9(a)、图9(b)所示。在t5时刻，S1被开通，电流ir1开始增加，电流iD1，ir2开始减小，电流ir1与iD1开始换流。在t6时刻，电流iD1降至零，ir1等于电感电流iL，ir1与iD1间的换流结束。在t6时刻，该周期结束，一个新的周期开始。

Claims (5)

1.一种非隔离DC/DC直流变换器，其特征在于：电源正极连接第一开关管(S1)的集电极，第一开关管(S1)发射极连接钳位电容(CL)的一端、第一辅助电感(Lr1)的一端和第二辅助电感(Lr2)的一端，钳位电容(CL)的另一端连接第二开关管(S2)的集电极，第二开关管(S2)的发射极连接第二二极管(D2)的阴极，第二二极管(D2)的阳极连接电源负极；第二辅助电感(Lr2)的另一端连接第二二极管(D2)的阴极；第一辅助电感(Lr1)的另一端连接第一二极管(D1)的阴极和滤波电感(L)的一端，第一二极管(D1)的阳极连接电源负极；滤波电感(L)的另一端连接滤波电容(Co)的一端，滤波电容(Co)的另一端连接电源负极。
2.一种非隔离DC/DC直流变换器，其特征在于：电源正极连接滤波电感(L)的一端，滤波电感(L)的另一端连接第一辅助电感(Lr1)的一端和第一二极管(D1)的阳极，第一辅助电感(Lr1)的另一端连接第一开关管(S1)的集电极，第一开关管(S1)的发射极连接电源负极；第一二极管(D1)的阴极连接第二开关管(S2)的集电极、第二辅助电感(Lr2)的一端和滤波电容(Co)的一端，第二开关管(S2)的发射极连接钳位电容(CL)的一端，钳位电容(CL)的另一端连接第二二极管(D2)的阴极，第二二极管(D2)的阳极连接第一开关管(S1)的集电极，第二辅助电感(Lr2)的另一端连接第二二极管(D2)的阴极，滤波电容(Co)的另一端连接电源负极。
3.根据权利要求1或2所述的一种非隔离DC/DC直流变换器，其特征在于：第一开关管(S1)和第二开关管(S2)均为全控型开关管并联缓冲电容，并均配备有开关管驱动模块。
4.根据权利要求1所述的一种非隔离DC/DC直流变换器，其特征在于：钳位电容(CL)和滤波电容(Co)均为有极电容，钳位电容(CL)的正极连接第二开关管(S2)的集电极，钳位电容(CL)的负极连接第一开关管(S1)的发射极；滤波电容(Co)的正极连接滤波电感(L)的另一端，滤波电容(Co)的负极连接电源负极。
5.根据权利要求2所述的一种非隔离DC/DC直流变换器，其特征在于：钳位电容(CL)和滤波电容(Co)均为有极电容，钳位电容(CL)的正极连接第二二极管(D2)的阴极，钳位电容(CL)的负极连接第二开关管(S2)的发射极；滤波电容(Co)的正极连接第一二极管(D1)的阴极，滤波电容(Co)的负极连接电源负极。
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