CN111873830B - 一种用于电动汽车的分布式双电机驱动与车载充电集成系统及其充电控制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种用于电动汽车的分布式双电机驱动与车载充电集成系统及其充电控制方法。该系统包括：动力电池、交流充电输入连接器、双向DC/DC模块、充电控制开关、驱动控制开关、同步牵引电机及其逆变器、核心控制器。该系统的主要特征在于，向充电模式转换时，仅需要将两个电机同一相绕组的接线端子与单相电网连接，即可构造出具有两级变换结构的充电机拓扑结构。该充电控制方法的主要特点是，在充电开始前，对电机转子进行定位，使转子永磁体直轴轴线与定子U相绕组线圈轴线重合；通过对前级整流器的相电流进行均衡控制，抑制充电时电机的噪声或抖振。本发明提出的集成系统实现容易，且安全可靠，能够大大节省整车空间，具有很好的市场应用潜力。
Description
技术领域
本发明涉及电动汽车技术领域，具体涉及一种用于电动汽车的分布式双电机驱动与车载充电控制集成系统及其充电控制方法。
背景技术
伴随着社会大众消费能力和消费观念的提升，电动汽车越来越成为城市居民日常出行的主要选择。相比传统燃油车，电动汽车具有高效率、低排放、可再生等优点，对于节约化石能源、改善生态环境具有重要意义。
动力电池是插电式混合动力汽车主要的储能装置之一，行驶过程中动力电池的电能经由电机系统转化为牵引力；驻车时，电能由接入电网的充电机进行补充。电动汽车通常具有1级或2级车载充电机，由于其仅需要通过单相电源插头即可接入电网，可以用于紧急情况下的充电或日常的家庭充电，进行一次完全充电的时间大约需要4～20小时。充电机通常包含两级变换器：前级为整流器，用于将电网交流电转换为直流电；后级为DC/DC变换器，用于实现恒压/恒流输出。
随着充电功率的提升，独立车载充电机硬件电路的体积、质量和成本也随之增加。设计集成充电机能够避免上述不利影响。由于电机驱动系统仅在行驶过程中运行，而传导式充电要求汽车必须处于静止状态，二者的发生在时间上是互斥的；此外，电机系统中已有的变换器，包括AC/DC变换器和DC/DC变换器等，具有能量双向传递的能力，借助于合理的电路调整和控制策略等，具有基于已有电机系统实现充电的可行性。
近年来，分布式双电机驱动系统因其模块化程度高、驱动性能优良以及容错能力强的优势，逐渐在电动汽车中得到采用。常见的分布式双电机驱动系统中，每个电机配置了独立的电机控制器，且均由高压动力电池供能。双电机系统拓扑结构的对称性为集成充电功能提供了有利条件。
基于上述考虑，有人提出一种基于分布式双电机驱动系统的集成车载充电机设计方案，如附图1所示，该系统在双电机驱动系统的基础上，将两个电机的绕组中性点引出，并与充电接口连接。在充电状态下，两个电机的定子绕组和两个电机逆变器的部分元器件形成单相整流桥，并将单相供电电源转换为直流电对高压电池进行充电。但这一结构还不完善，主要存在如下缺点：
(1)对电机结构存在特定要求，即绕组中性点可引出，而绝大部分车用电机不能满足这一要求。
(2)牵引电机的三相定子绕组并联在充电主回路中，由于电机结构的各相异性，充电状态下，流经三相定子绕组的电流并不完全相等，引发电磁转矩脉动。
发明内容
本发明的目的旨在至少解决上述的技术缺陷之一。
本发明的目的是，提供一种用于电动汽车的分布式双电机驱动和车载充电集成系统，在充电模式下，无需将电机的中性点引出，仅需要将两个电机同一相绕组的接线端子与单相电网连接，即可构造出具有两级变换结构的充电拓扑结构。相比以往的设计方案，无需引出电机绕组的中性点，也无需对已有的电机系统功率电路作任何改动。
上述所述用于电动汽车的分布式双电机驱动与车载充电集成系统整体包括高压动力电池、电池管理系统、牵引电机M1、牵引电机M1的驱动逆变器I1、牵引电机M2、牵引电机M2的驱动逆变器I2、双向DC/DC变换器、驱动控制开关、充电控制开关、DC/DC控制开关、交流充电输入连接器、输入单相EMI滤波器。
核心控制器作为分布式双电机驱动与车载充电集成系统总体控制器，用于执行电机驱动控制、充电控制、模式切换控制等功能。牵引电机M1和牵引电机M2包括定子、转子组件，其中定子组件含有三相绕组线圈，转子由埋入永磁体的铁芯和转轴组成，转子永磁体至少含有2个磁极对。牵引电机M1和牵引电机M2的逆变器均采用两电平三相桥式结构。两个逆变器共用直流母线和母线电容。双向DC/DC变换器由全控IGBT功率半桥和LC滤波电路构成。交流充电输入连接器的接口定义满足标准GB/T20234.1-2015的规定。
当电动汽车处于行驶状态时，集成系统电路拓扑结构为典型的双电机驱动系统，牵引电机M1和牵引电机M2在各自的逆变器控制下输出目标转矩。逆变器的作用是将高压动力电池提供的直流电转换成驱动电机运转的交流电。当电动汽车处于充电状态时，无需调整牵引电机与逆变器的间连接关系，只需使单相电网通过输入连接器、EMI滤波器与牵引电机M1和牵引电机M2的U相接线端子连接，即可构造出具有功率因数校正能力的无桥Boost型整流器拓扑。利用牵引电机M1和牵引电机M2的定子绕组提供无桥PFC整流器交流侧升压电感。牵引电机M1和牵引电机M2的逆变器不再执行逆变功能，逆变器I1和逆变器I2中与U相接线端子连接的功率IGBT保持关断，与V、W相接线端子连接的上桥臂功率IGBT保持关断，下桥臂功率IGBT执行开关动作以实现整流。
当电动汽车处于充电状态时，其特征在于，通过断开驱动控制开关，并启动DC/DC变换器，可以构造出具有两级变换结构的充电机拓扑，由上述所述无桥PFC整流器作为前级AC/DC变换器，DC/DC变换器作为后级稳压/稳流器，DC/DC变换器的作用是将前级整流器输出的直流电转换成满足高压动力电池充电规律的高品质直流电。
本发明的另一个目的是提供应用于分布式双电机驱动与车载充电集成系统的零充电转矩的安全充电方法。为了消除充电过程中作用在电机转子上的电磁转矩，在充电模式开始前，对电机转子进行定位，使转子永磁体直轴轴线与定子U相绕组线圈轴线重合，在此基础上对充电机前级整流器引入相电流均衡控制策略，采用共模电流调节器调整输入电流波形，采用差模电流调节器进行相电流均衡。
本发明提供的应用于分布式双电机驱动与车载充电集成系统的零充电转矩的安全充电方法是通过下述技术方案予以实现的：
对于工作在充电状态的集成系统，采用一种基于磁共能的电磁转矩解算方法，得到充电过程中作用在单个电机转子轴上的电磁转矩为：
θe为转子初始电角位置，即转子直轴与电机U相绕组线圈轴线的夹角。
所述应用于电动汽车的分布式双电机驱动与车载充电集成系统采用了两个交流同步电机，电机的定子包含三相绕组，绕组沿圆周方向间隔120°分布。转子由埋入永磁体的铁芯和转轴组成，转子至少包含两个磁极对。两个电机还应具安装在电机内部的旋转变压器。
分布式双电机驱动与车载充电集成系统的核心控制器包含了电机控制模块1，电机控制模块2，充电控制模块，信号采集和调理模块以及通信模块。
核心控制器通过CAN总线从整车控制器获取油门开度信息、制动踏板开度信息和挡位信息，以判断汽车当前状态。在切换到充电模式前，电动汽车必须处于驻车状态。
在集成系统转入充电模式前，核心控制器通过采集输入连接器反馈的信息确认交流充电输入连接器与单相交流电源的连接状态以及交流电源的实时电压。
当充电连接器与单相电网正确连接时，电网L线依次连接交流充电输入连接器、输入EMI滤波器、充电控制开关、牵引电机M1的U相绕组接线端子。电网N线依次连接输入连接器、输入EMI滤波器、电机M2的U相绕组接线端子。
在充电连接器与电网连接正常，且电源电压符合输入要求的情况下,核心控制器向整车控制器发送换挡请求指令，请求整车控制器换入空挡。
当核心控制器接收到整车控制器反馈的空挡状态信号时，核心控制器执行电机驱动功能，并以到达特定转子位置作为每个电机的运动控制目标。
上述特定转子位置下满足的条件是，每个电机的转子直轴轴线与电机的定子U相绕组线圈轴线重合。
当核心控制器检测到电机M1、M2的转子均到达并稳定在目标位置后，关闭电机控制模块1和电机控制模块2。集成控制单元控制驱动控制开关断开，等待逆变器直流母线电压降低到安全水平以下，系统转入充电模式。
当所述分布式双电机驱动与车载充电集成系统当前工作模式为充电模式时，核心控制器控制开关K3闭合，对DC/DC变换器低压侧输出电容进行预充电，当DC/DC变换器低压侧电压等于电池电压时，核心控制器断开缓冲开关K3，然后闭合充电控制开关K2。
当直流侧充电主开关闭合后，核心控制器控制充电控制开关K1闭合，并启动充电过程。
充电启动后，集成系统实际作为具有两级变换结构的车载充电机运行，电机M1、M2的定子绕组与逆变器I1、I2的V、W相桥臂组成前级Boost型无桥PFC整流器，双向DC/DC变换器作为后级稳压/稳流器。
前级无桥PFC整流由两个电机的定子绕组及对应逆变器组成。定子绕组提供交流测滤波电感，其中V、W相绕组为并联关系，U相绕组作为公共电感串联在充电主回路中。与U相绕组连接的桥臂，其功率开关始终处于关断状态，与V、W相绕组连接的上桥臂功率管始终关断，下桥臂功率管执行开关动作。
前级无桥整流器的控制系统主要包含了输出电压控制器、共模电流控制器和差模电流控制器。输出电压控制器用于稳定整流器输出电压，并输出交流侧共模电流参考值。当交流输入电压处于正半周期时，共模电流反馈值等于牵引电机M1的V、W相电流观测值之和的1/2，当交流输入电压处于负半周期时，共模电流反馈值等于牵引电机M2的V、W相电流观测值之和的1/2。共模电流参考值与反馈值之差作为共模绕组电流控制器输入。差模电流控制器的给定值为0，当交流输入电压处于正半周期时，差模电流反馈值等于牵引电机M1的V、W相电流观测值之差，当交流输入电压处于负半周期时，差模电流反馈值等于牵引电机M2的V、W相电流观测值之差。差模电流给定值与反馈值之差作为差模电流控制器的输入。当交流输入电压处于正半周期时，共模电流控制器和差模电流控制器的输出之和为与电机M1的V相连接的下桥臂功率开关的PWM控制信号占空比，共模电流控制器和差模电流控制器的输出之差为与电机M1的W相连接的下桥臂功率开关的PWM控制信号占空比。当交流输入电压处于负半周期时，共模电流控制器和差模电流控制器的输出之和为与电机M1的V相连接的下桥臂功率管的PWM控制信号占空比，共模电流控制器和差模电流控制器的输出之差为与电机M2的W相连接的下桥臂功率管的PWM控制信号占空比。
后级DC/DC变换器基于高压动力电池的电压进行充电模式选择。当电池电压低于恒流/恒压转换电压时，DC/DC变换器工作在恒流输出模式，输出高压电池组容许的最大充电电流；当电池电压高于恒流/恒压转换电压时，DC/DC变换器转为恒压充电模式，输出高压动力电池组容许的最高充电电压。
相比现有独立车载充电和集成车载充电技术，本发明的优点和积极效果在于：
(1)实现了更大程度地车载充电机和电机控制器核心功率电路的复用，进一步节省了系统体积、质量和成本
(2)可实现性强，从电路结构上看，车载充电机和双电机控制集成系统仅仅在传统双电机驱动系统的基础上增加了少量的接口和滤波电路，充电状态下单相电网通过电机定子绕组的接线端子接入充电机，与中性点不同的是，接线端子在任何一款电机中都是容易找到的。
(3)能够实现更大功率的车载充电，改进了定子绕组在充电主回路中的连接关系，使绕组提供的充电电感更大，拓宽了充电状态下连续导通模式运行对应的功率范围。
(4)充电过程中，作用在电机转子上的转矩几乎为零。通过电机转子定位和相电流均衡控制技术，消除了由于转子初位置和电机结构不对称性引起的充电转矩。
附图说明
图1是现有电动汽车车载充电与双电机驱动集成其中一种方式的电路原理图；
图2是本发明提供的一种的电动汽车分布式双电机驱动与车载充电集成系统的整体示意图；
图3是本发明提供的电动汽车分布式双电机驱动与车载充电集成系统的电路拓扑原理图；
图4是本发明所述的集成系统处于驱动状态时的电路原理图；
图5是本发明所述的集成系统处于充电状态时的电路原理图；
图6是本发明所述的集成系统处于充电状态时，前级无桥PFC整流器开关模态；
图7是本发明所述的集成系统处于充电状态时，前级无桥PFC整流器控制原理图。
具体实施方式
下面通过具体实例并结合附图对本发明作进一步详细的描述。
实施例一：一种应用于电动汽车的分布式双电机驱动与车载充电集成系统，包括高压动力电池、牵引电机M1、驱动逆变器I1、牵引电机M2、驱动逆变器I2、双向DC/DC变换器、驱动控制开关、充电控制开关、交流充电输入连接器、输入单相EMI滤波器、核心控制器。
核心控制器作为分布式双电机驱动与车载充电集成系统的总体控制器，用于执行电机驱动控制、交流充电控制和模式切换控制功能。牵引电机M1和牵引电机M2必须具有定子和转子组件，且定子包含三相线圈绕组，三相线圈绕组在空间上对称分布，沿圆周方向间隔120°。转子埋入永磁体的铁芯和转轴组成，转子至少包含两个磁极对。两个牵引电机还应具安装在电机内部的旋转变压器。牵引电机M1和牵引电机M2的逆变器均采用两电平三相桥式结构，每个功率半桥包含了上、下桥臂功率开关,每个功率开关具有足够通流能力的内部寄生二极管或外部反并联快恢复功率二极管。两个逆变器共用直流母线和母线电容。双向DC/DC变换器由全控功率半桥和LC滤波电路构成。交流充电输入连接器的接口定义满足标准GB/T20234.1-2015的规定。
如附图3所示，牵引电机M1的U、V、W相与逆变器I1的对应各相直接连接，牵引电机M2的U、V、W相与逆变器I2的对应各相直接连接，逆变器I1和I2的直流母线直接连接。双向DC/DC变换器的高压侧与逆变器公共母线正极直接连接，低压侧经由DC/DC控制开关K2与高压动力电池正极连接。交流充电接口的L线经由输入EMI滤波器、充电控制开关与牵引电机M1的U相接线端子连接，交流充电接口的N线经由输入EMI滤波器与牵引电机M2的U相接线端子连接。核心控制器与上述所述牵引电机M1、M2,逆变器I1、I2,双向DC/DC变换器，驱动控制开关，充电控制开关以及交流充电输入接口相连。
所述核心控制器包含了电机控制模块1，电机控制模块2，充电控制模块，信号采集和调理模块以及通信模块。电机控制模块1的主运算芯片嵌入电机M1的控制程序，基于信号采集和调理模块反馈的逆变器母线电压、电机M1的V、W相电流以及转子位置、转速信息，并结合矢量控制和空间矢量脉宽调制技术输出驱动逆变器I1的六路PWM控制信号。在PWM控制信号的作用下，逆变器I1将高压动力电池的直流电转换为交流电，使电机M1精确输出目标转矩或转速。电机控制模块2的主运算芯片嵌入了驱动电机M2的控制程序，其工作原理与前者相同。充电控制模块具有两个主、副运算芯片，其中主运算芯片嵌入了前级无桥PFC整流器的控制程序，副运算芯片嵌入了双向DC/DC变换器的控制程序。信号采集和调理模块采集的信息包括：逆变器I1和I2公共直流母线电压信号，电机M1、M2各自的V、W相电流信号、转速信号、转子位置信号,双向DC/DC变换器低压侧的直流电压信号和电感电流信号、交流电源输入电压信号。通信模块通过CAN总线与整车控制器和电池管理系统建立通信，核心控制器接收来自整车控制器的油门开度信号、制动踏板开度信号、挡位信号和转矩指令信号，以及来自电池管理系统的高压动力电池充放电电压、电流信号。
当电动汽车处于行驶状态时，上述所述分布式双电机驱动与车载充电集成系统执行电机驱动控制。充电输入连接器与交流电源断开连接，核心控制器控制充电控制开关K1、DC/DC控制开关K2断开，并闭合控制驱动控制开关K4。由于驱动控制开关闭合，逆变器I1、I2的直流母线与高压电池组直接连接，DC/DC变换器的高压侧和低压侧被短接。集成系统实际运行的功率电路拓扑如附图4所示。牵引电机M1和M2分别由逆变器I1和I2控制，双向DC/DC变换器不工作。由于充电控制开关K1断开，EMI滤波器和充电输入接口对驱动模式下的电机系统没有影响。
当电动汽车处于行驶状态时，上述所述分布式双电机驱动与车载充电集成系统根据高压动力电池的剩余电量适时启动双向DC/DC变换器，以维持母线电压的稳定，确保牵引电机的控制效果。具体为，在动力电池组初始放电阶段，由于高压动力电池组的输出电压随荷电状态(SOC)变化缓慢，驱动控制开关闭合，逆变器公共直流母线与动力电池组直接连接。逆变器将动力电池的直流电转换为驱动各自电机的交流电。在动力电池组放电的中后阶段，电池电压不仅明显降低，而且受剩余电量、输出功率等因素的影响波动较大，核心控制器断开驱动控制开关K4，并闭合DC/DC控制开关K2，然后启动DC/DC变换器，且使DC/DC变换器工作在Boost升压模式。通过DC/DC变换器的调压功能保持逆变器公共母线电压的稳定。
当电动汽车处于行驶状态时，核心控制器采集牵引电机M1和M2的V、W相电流、逆变器I1和I2的母线电压以及牵引电机M1、M2的旋转变压器反馈的转子位置和速度，采用矢量控制技术和空间矢量脉宽调制技术获取逆变器I1、I2的12路PWM控制信号。PWM信号经过隔离和放大后发送给逆变器I1和I2的驱动模块,并逆变器I1、I2分别将高压电池直流电逆变成驱动牵引电机M1和M2的交流电。
当电动汽车处于充电状态时，上述电动汽车车载充电和双电机控制集成系统执行单相交流充电功能。充电输入连接器接入单相交流电，核心控制器控制驱动控制开关断开，并控制充电控制开关K1、DC/DC控制开关K2闭合。单相交流电源依次经过交流充电输入接口、输入EMI滤波器、牵引电机M1和牵引电机M2的U相绕组接线端子进入充电机。由于驱动控制开关断开，逆变器公共直流母线与高压动力电池输出断开，逆变器直流母线接双向DC/DC变换器的高压侧，高压电池输出母线接双向DC/DC变换器的低压侧。集成系统实际运行的拓扑结构如附图5所示。为了确保充电功能的实现，牵引电机M1、M2的定子绕组和逆变器I1、I2的V、W相所在半桥组成前级无桥Boost型整流器，其中，电机定子绕组作为交流侧升压电感。双向DC/DC变换器工作在Buck降压模式，作为后级稳压/稳流器。
当电动汽车处于充电状态时，上述电动汽车分布式双电机驱动与车载充电集成系统作为两级变换的车载充电机运行。前级PFC整流器将单相交流电转换为直流电，在前级无桥PFC整流器中，与牵引电机M1的V、W相绕组连接的下桥臂功率开关管Q14和Q16在交流输入电压处于正半周期时执行开关动作，与牵引电机M2的V、W相绕组连接的下桥臂功率开关管Q24和Q26在交流输入电压处于负半周期时执行开关动作。
当电动汽车处于充电状态时，上述电动汽车分布式双电机驱动与车载充电集成系统的前级无桥PFC整流器在交流输入电压正半周期内，具有四个工作模态，如附图6所示。在模态I时，输入电流经由牵引电机M1的定子绕组流入充电机，功率开关Q14和Q16导通，牵引电机M1的U、V、W相绕组在交流电源的作用下进行储能，相绕组电流增大，逆变器直流母线电容向DC/DC变换器转移能量。在模态II时，Q14和Q16关断，交流电源和牵引电机M1的三相绕组通过Q13和Q15的反并联二极管D13和D15共同向DC/DC变换器和直流母线电容传输能量，相电流减小，输出电压增大。在模态III时，Q14导通，Q16关断，牵引电机M1的V相绕组在交流电源作用下电流增大，储能增加，W相绕组和交流电源共同向负载和直流母线转移能量，电流减小；U相绕组电流的净变化等于V、W相绕组电流变化之和。在模态IV时，Q14关断，Q16导通，牵引电机M1的V相绕组和交流电源共同向负载和直流母线转移能量，电流减小，W相绕组电流在正向交流输入电源作用下增大，储能增加，U相绕组电流的净变化等于V、W相绕组电流变化之和。功率开关Q22的反并联二极管始终正向导通，并将电机M2短路。当整流器输出母线电压小于输入电压两倍时，在一个开关周期内，前级整流器开关模态按III-II-IV-II-III的顺序切换，当整流器输出母线电压大于输入电压两倍时，在一个开关周期内，前级整流器开关模态按II-I-IV-I-III的顺序切换。
当电动汽车处于充电状态时，上述电动汽车车载充电和双电机控制系统在交流输入电压负半周期内，驱动电机M1和M2的工作状态互换，逆变器I1和I2的工作状态互换。
当电动汽车处于充电状态，上述分布式双电机驱动与车载充电集成系统按两级变换车载充电拓扑运行时，后级DC/DC变换器工作在Buck降压模式。DC/DC变换器具有恒压输出和恒流两种输出模式。在动力电池充电初始阶段，为了保证较高的充电速率，DC/DC变换器工作在恒流输出模式，为高压动力电池提供恒定的充电电流，充电电流的设定可根据不同的电池种类进行调整。当动力电池SOC达到一定水平后，为了尽可能向电池内充入足够多的电量，DC/DC变换器转换到恒压输出模式，该模式下，DC/DC变换器的输出电流上限不超过恒流模式。随着电池逐渐接近充满，DC/DC变换器的输出电流逐渐减小，当输出电流达到设定下限时，充电结束。
本发明的一个实施例还提供了一种应用于分布式双电机驱动与车载充电集成系统的零充电转矩的安全充电方法。
对于工作在充电状态的集成系统，采用一种基于磁共能的电磁转矩解算方法，具体如下：
在附图5所示的充电主回路中，由电路的基尔霍夫电压定律，在电网电压半周期内作为交流侧输入电感的相绕组电压微分方程为：
式中，uk,ik,ψk分别为绕组相电压、相电流和磁链。
在时间dt内，输入相绕组的电能为
输入电机三相绕组的净电能为
根据能量守恒，输入电机三相绕组的净电能将转化为磁能，其中一部分再转化为机械功，因此:
dWe＝dWm+Tedθr (4)
式中，Te为电磁转矩，θr为转子在电磁转矩作用下发生的机械角位移。
根据磁能Wm和磁共能Wm’的定义，存在如下关系：
联立方程(3)～(5)，得：
上式也可以写成，
式中，θr为转子直轴与电机U相绕组线圈轴线的夹角,θr即转子的机械角位置；为转子的电气角位置，且θe＝npθr。
对比方程(6)、(7)，可以得到：
对于三相同步交流电机，磁共能Wm’观测值为：
式中，Lii为相绕组i的自感，Lij为相绕组i与相绕组j的互感，ψfd为转子磁链。进一步得到，
式中，矩阵
矩阵L为电机的电感矩阵。为了方便下文的描述，记：
三相同步电机的电感矩阵为：
其中，L1为漏电感，L1为励磁电感恒定分量，L2为励磁电感扰动分量。
结合方程(11)、(12)可知，电磁转矩的两个分量Te1和Te2均与转子的电角位置θe有关。实际上，由于励磁电感扰动分量L2较小，转矩分量Te1远远大于Te2。因此，电磁转矩可以进一步整理成：
由基尔霍夫电流定律知，iU+iV+iW＝0，故式(12)也可以写成：
由方程(14)可知，在转子电角位置θe确定的前提下，如果电机的V相和W相电流满足方程(15)，则充电状态下作用在电机转子轴上的电磁转矩等于0。
当电机的转子直轴轴线与定子绕组U相轴线重合时，θe等于0，此时满足方程(15)的要求是，每个电机的V相和W相电流相等。
基于上述结论，本发明提供的一种零充电转矩的集成系统充电控制方法主要通过如下技术手段实现：
核心控制器基于油门开度信息、制动踏板开度信息和挡位信息判断汽车状态。在切换到充电模式前，电动汽车必须处于驻车状态。
在车载充电和双电机控制集成系统转入充电模式前，核心控制器通过采集输入连接器反馈的信息确认交流充电输入连接器的连接状态和交流电源的电压信息，输入连接器反馈到核心控制器的状态信息按GB/T20234.1-2015的规定进行定义。输入连接器内还安装有检测输入交流电压信号的电压传感器。
当充电连接器与单相电网正确连接时，电网L线依次连接充电输入连接器、输入EMI滤波器、充电控制开关K1、牵引电机M1的U相绕组接线端子。电网N线依次连接输入连接器、输入EMI滤波器、牵引电机M2的U相绕组接线端子。
当充电连接器与电网连接完成，且电源正常时,核心控制器向整车控制器发送换挡请求指令。
当核心控制器接收到空挡状态信号时，执行电机驱动功能，核心控制器通过牵引电机M1、M2的旋转变压器反馈信息解算牵引电机M1、M2的转子位置，并以到达特定转子位置作为每个电机的运动控制目标。该特定转子位置下满足的条件是，每个电机的转子直轴轴线与电机的定子U相绕组线圈轴线重合。
核心控制器检测到电机M1和电机M2的转子均到达并稳定在目标位置后，关闭电机控制模块1和电机控制模块2，集成系统停止执行驱动控制功能。集成控制单元控制驱动控制开关断开，等待逆变器直流母线电压降低到安全水平以下，系统转入充电模式。
当所述分布式双电机驱动与车载充电集成系统当前工作模式为充电模式时，核心控制器控制直流侧的预充开关K3闭合，对DC/DC变换器低压侧电容进行预充电，当检测到DC/DC变换器低压侧电压等于电池电压时，核心控制器断开预充开关K3，然后闭合DC/DC控制开关K2。
当直流侧充电主开关闭合后，核心控制器控制充电控制开关K1闭合，并启动充电控制模块。
当充电模式启动后，集成系统实际作为具有两级变换结构的车载充电机运行，牵引电机M1、M2的定子绕组与逆变器I1、I2的V、W相桥臂组成前级Boost型无桥PFC整流器，双向DC/DC变换器作为后级稳压/稳流器。
前级无桥PFC整流由两个电机的定子绕组及对应逆变器组成。定子绕组提供交流测滤波电感，其中V、W相绕组为并联关系，U相绕组作为公共电感串联在充电主回路中。与U相绕组连接的桥臂，其功率开关始终处于关断状态，与V、W相绕组连接的上桥臂功率管始终关断，下桥臂功率管执行开关动作。
前级无桥PFC整流器的控制策略如附图7所示，结构上主要包含了输出电压控制器、共模电流控制器和差模电流控制器。输出电压控制器用于稳定整流器输出电压。母线电压给定值Vo *与实际值Vo之差反馈到电压控制器后，产生交流侧共模电流参考值iCM *。当交流输入电压处于正半周期时，共模电流反馈值等于牵引电机M1的V、W相电流观测值之和的1/2，当交流输入电压处于负半周期时，共模电流反馈值等于牵引电机M1的V、W相电流观测值之和的1/2。当共模电流参考值与反馈值之差作为共模绕组电流控制器输入。差模电流控制器的给定值为0，当交流输入电压处于正半周期时，差模电流反馈值等于牵引电机M1的V、W相电流观测值之差，当交流输入电压处于负半周期时，差模电流反馈值等于牵引电机M2的V、W相电流观测值之差。差模电流给定值与反馈值之差作为差模电流控制器的反馈量。当交流输入电压处于正半周期时，共模电流控制器和差模电流控制器的输出之和为下桥臂开关管PWM控制信号的占空比，共模电流控制器和差模电流控制器的输出之差为牵引电机M2的下桥臂开关管PWM控制信号的占空比。由于PWM控制信号的调制是基于同一载波信号的，控制并联支路的PWM信号保持同步，但占空比不相等。共模和差模电流控制器均采用PI结构，其中P环节用于快速跟踪电流参考值，I环节用于消除稳态静差。
后级DC/DC变换器根据采集到的电池电压进行恒流(CC)和恒压(CV)充电工作模式选择。当电池电压低于CC/CV转换电压时，DC/DC变换器工作在恒流输出模式，输出电池组容许的最大充电电流；当电池电压高于CC/CV转换电压时，DC/DC变换器工作在恒压输出模式，持续输出稳定的最高充电电压。
Claims (1)
1.一种用于电动汽车的分布式双电机驱动与车载充电集成系统的充电控制方法，所述分布式双电机驱动与车载充电集成系统包括：
高压动力电池，高压动力电池作为系统唯一储能装置；
双牵引电机及各自的逆变器，所述电机均为三相永磁同步电机，每个电机的U、V、W相绕组分别与对应的逆变器各相直接连接，两个逆变器的直流母线直接连接；
驱动控制开关，所述驱动控制开关一端与高压动力电池正极直接连接，另一端与逆变器的公共的直流母线正极直接连接；
充电控制开关，所述充电控制开关一端与其中一个牵引电机的U相接线端子直接连接，另一端经由输入EMI滤波器与交流充电接口的L线直接连接；
双向DC/DC变换器，所述双向DC/DC变换器低压侧经由DC/DC控制开关与动力电池输出正极连接，高压侧与逆变器公共的直流母线正极直接连接；
DC/DC控制开关，所述DC/DC控制开关一端与双向DC/DC变换器的低压侧正极直接连接，另一端与高压动力电池正极直接连接；
核心控制器，所述核心控制器与上述DC/DC变换器、双牵引电机及其逆变器、驱动控制开关、充电控制开关和DC/DC控制开关相连，核心控制器根据电动汽车当前所处的状态对上述DC/DC变换器、双牵引电机及其逆变器、驱动控制开关、充电控制开关和DC/DC控制开关进行控制；
当电动汽车处于行驶状态时，集成系统电路拓扑结构为典型的双电机驱动系统，双牵引电机中的牵引电机1和双牵引电机中的牵引电机2在各自的逆变器控制下独立输出目标转矩；当电动汽车处于充电状态时，无需调整牵引电机与各自逆变器间的连接关系，只需使单相电网通过输入连接器、EMI滤波器与牵引电机1和牵引电机2的U相接线端子连接，即可构造出无桥Boost型功率因数校正整流器拓扑，前级的所述整流器将来自电网的交流电转换为恒定电压的直流电；
当电动汽车处于充电状态时，通过断开驱动控制开关，并启动双向DC/DC变换器，使其工作在降压模式，可以构造出具有两级变换结构的车载充电机拓扑，由上述无桥Boost型功率因数校正整流器作为前级AC/DC变换器，DC/DC变换器作为后级稳压/稳流器，DC/DC变换器将前级的所述整流器输出的直流电转换成满足高压动力电池充电规律的高品质直流电；
所述方法包括：
采用一种基于磁共能的电磁转矩解算方法分析充电状态下作用在牵引电机转子轴上的电磁转矩；
在集成系统转入充电模式前，核心控制器通过CAN总线从整车控制器获取油门开度信息、制动踏板开度信息和档位信息，以判断汽车当前状态；同时采集输入连接器反馈的信息以确认交流充电的输入连接器与单相交流电源的连接状态和交流电源是否正常；
在所述连接器与电网连接正常，且电源电压符合输入要求的情况下,核心控制器向整车控制器发送换档请求指令，请求整车控制器换入空档；
当核心控制器接收到整车控制器反馈的空档状态信号时，执行电机驱动功能，并以到达特定转子位置作为每个电机的运动控制目标；该特定转子位置下满足的条件是：每个电机的转子直轴轴线与电机的定子U相绕组线圈轴线重合；
当核心控制器检测到电机转子均到达并稳定在所述位置后，核心控制器控制驱动控制开关断开，等待逆变器直流母线电压降低到安全水平以下，所述集成系统转入充电模式；
充电启动后，所述集成系统实际作为具有两级变换结构的车载充电机运行，前级为无桥Boost型功率因数校正整流器，后级为稳压/稳流器；
充电启动后，前级无桥Boost型功率因数校正整流器控制系统采用一种相电流均衡控制策略，引入共模和差模电流调节器，其中共模电流用于调整输入电流波形，差模电流调节器用于相电流均衡，以抑制充电转矩。
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