CN111865053A - 基于宽禁带功率器件的负压关断驱动电路 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种基于宽禁带功率器件的负压关断驱动电路，包括：辅助电源V_DD、自举电阻R_Boot、自举二极管D_Boot、自举电容C_Boot、电容C_VDD、驱动器U₁、驱动器U₂、续流电阻R_Fw、偏置电容C_Bias、稳压管D_Z1和稳压管D_Z2；所述基于宽禁带功率器件的负压关断驱动电路用于避免在桥式电路中宽禁带功率半导体由于桥式串扰导致的桥式直通问题和自激振荡问题。该驱动电路具备栅源极负压关断能力，避免关断期间栅源极电压高于阈值电压，出现误导通，该驱动电路在不增加驱动电路辅助电源的前提下，保证驱动电路能够实现负压关断，同时负压关断能力不受占空比影响，避免串扰问题导致功率器件的误导通。

Description

基于宽禁带功率器件的负压关断驱动电路

技术领域

本发明属于电力电子电路的技术领域，涉及以SiC MOSFET，GaN HEMT为代表的第三代宽禁带半导体的驱动电路，具体涉及一种基于宽禁带功率器件的负压关断驱动电路。

背景技术

图1所示为现有技术方案一^[1]。该技术方案通过在传统驱动电路中添加两个辅助电源V_{SS_H}和V_{SS_L}，两个辅助电容C_{DD_H}和C_{DD_L}实现功率器件栅源极负压关断。可靠的关断负压可以避免因功率器件因桥式串扰和自激振荡导致关断期间栅源极电压超过阈值电压，从而避免开关管的误导通。

图2是图1中对应开关管的驱动信号和栅源极电压信号，通过控制辅助管S_{1_H}、S_{1_L}、S_{2_H}和S_{2_L}开通来实现开关管Q₁和Q₂的负压关断。

现有技术方案一的工作原理

(t₀～t₁)：S_{1_L}和S_{2_H}开通，S_{1_H}和S_{2_L}关断。此阶段，由于S_{1_H}关断，S_{2_H}开通，辅助电源V_{SS_H}和上管Q₁的栅源极反并联，上管Q₁负压关断，栅源极负压为-V_{SS_H}。同时，由于S_{1_L}开通，S_{2_L}关断，辅助电源V_{DD_L}和辅助电源V_{SS_L}反串联驱动下管Q₂，下管Q₂开通，栅源极正向电压为V_{DD_L}-V_{SS_L}。

(t₁～t₂)：S_{1_H}和S_{2_L}开通，S_{1_L}和S_{2_H}关断。此阶段，由于S_{1_H}开通，S_{2_H}关断，辅助电源V_{DD_H}和辅助电源V_{SS_H}反串联驱动上管Q₁，上管Q₁开通，栅源极正向电压为V_{DD_H}-V_{SS_H}。同时，由于S_{1_L}关断，S_{2_L}开通，辅助电源V_{SS_L}和下管Q₂的栅源极反并联，下管Q₂负压关断，栅源极负压为-V_{SS_L}。

(t₂～t₃)：此阶段工作原理同阶段(t₀～t₁)。

现有技术方案一的缺点

图1所示的驱动电路中通过添加辅助电源V_{SS_H}和V_{SS_L}，两个辅助电容C_{DD_H}和C_{DD_L}实现功率器件栅源极负压关断。其缺点主要体现在以下几个方面。

1)为实现单开关管负压驱动，需要两个辅助电源。驱动电路的大小取决于辅助电源的大小，双辅助电源实现驱动负压关断，大大增大了驱动电路的体积。

2)额外加入辅助电源导致驱动电路的损耗增加。

3)该方案由于共地因素，方案不适合自举驱动电路。该方案驱动桥式电路需要4个辅助电源，而自举驱动只需要1个电源。

如图3是现有技术方案二^[2]。该技术方案通过在传统驱动电路中添加两个稳压二极管D_{Bias_H}和D_{Bias_L}，两个电容C_{Bias_H}和C_{Bias_L}实现功率器件栅源极负压关断。可靠的关断负压可以避免因功率器件因桥式串扰和自激振荡导致关断期间栅源极电压超过阈值电压，从而避免开关管的误导通。

图4是图3中对应开关管的驱动信号和栅源极电压信号，通过控制辅助管S_{1_H}、S_{1_L}、S_{2_H}和S_{2_L}开通来实现开关管的负压关断。

现有技术方案二的工作原理

(t₀～t₁)：S_{1_L}和S_{2_H}开通，S_{1_H}和S_{2_L}关断。此阶段，由于S_{1_H}关断，S_{2_H}开通，偏置电容C_{Bias_H}和上管Q₁的栅源极反并联，上管Q₁负压关断，栅源极负压为-v_{(D)_H}。同时，由于S_{1_L}开通，S_{2_L}关断，辅助电源V_DD和稳压二极管D_{Bias_L}反串联驱动下管Q₂，下管Q₂开通，栅源极正向电压为V_DD-V_{Z_L}。

(t₁～t₂)：S_{1_H}和S_{2_L}开通，S_{1_L}和S_{2_H}关断。此阶段，由于S_{1_H}开通，S_{2_H}关断，辅助电源V_DD，自举二极管D_Boot和稳压二极管D_{Bias_H}反串联驱动上管Q₁，上管Q₁开通，栅源极正向电压为V_DD-V_D(Boot)-V_{Z_H}。同时，由于S_{1_L}关断，S_{2_L}开通，偏置电容C_{Bias_L}和下管Q₂的门极反并联，下管Q₁负压关断，栅源极负压为-v_{(D)_L}。

(t₂～t₃)：此阶段工作原理同阶段(t₀～t₁)。

现有技术方案二的缺点

图3所示的驱动电路中通过添加两个稳压二极管D_{Bias_H}和D_{Bias_L}，两个电容C_{Bias_H}和C_{Bias_L}实现功率器件栅源极负压关断。其缺点主要体现在以下几个方面。

1)为保证负压驱动能力，偏置电容C_Bias需要远大于栅源极电容C_GS。启动阶段，栅源极正向电压可能会高于正向电压安全电压导致栅源极击穿，且没有负压关断能力。

2)栅源极关断负压不仅受稳压二极管影响，而且受驱动信号占空比影响，占空较小时，该驱动方案无负压关断能力。

发明内容

针对现有技术中存在的缺陷，本发明的目的是提供一种基于宽禁带功率器件的负压关断驱动电路，用于避免在桥式电路中宽禁带功率半导体由于桥式串扰导致的桥式直通问题和自激振荡问题。该驱动电路具备栅源极负压关断能力，避免关断期间栅源极电压高于阈值电压，出现误导通，该驱动电路在不增加驱动电路辅助电源的前提下，保证驱动电路能够实现负压关断，同时负压关断能力不受占空比影响，避免串扰问题导致功率器件的误导通。

为达到以上目的，本发明采取的技术方案是：

一种基于宽禁带功率器件的负压关断驱动电路，包括：辅助电源V_DD、自举电阻R_Boot、自举二极管D_Boot、自举电容C_Boot、电容C_VDD、驱动器U₁、驱动器U₂、续流电阻R_Fw、偏置电容C_Bias、稳压管D_Z1和稳压管D_Z2；

所述驱动器U₁包括：开关管S_{1_H}和开关管S_{2_H}，开关管S_{1_H}的栅极通过反相器与开关管S_{2_H}的栅极连接，所述驱动器U₂包括：开关管S_{1_L}和开关管S_{2_L}，开关管S_{1_L}的栅极通过反相器与开关管S_{2_L}的栅极连接；

所述续流电阻R_Fw包括：续流电阻R_{Fw_H}和续流电阻R_{Fw_L}，所述偏置电容C_Bias包括：偏置电容C_{Bias_H}和偏置电容C_{Bias_L}，所述稳压管D_Z1包括：稳压管D_{Z1_H}和稳压管D_{Z1_L}，所述稳压管D_Z2包括：稳压管D_{Z2_H}和稳压管D_{Z2_L}；

所述辅助电源V_DD的正极分别与自举电阻R_Boot的一端、电容C_VDD的一端连接，电容C_VDD的一端还与开关管S_{1_L}的漏极连接，所述辅助电源V_DD的负极与电容C_VDD的另一端连接，电容C_VDD的另一端还与开关管S_{2_L}的源极连接，开关管S_{1_L}的源极与开关管S_{2_L}的漏极连接后与续流电阻R_{Fw_L}的一端连接，续流电阻R_{Fw_L}的一端还与偏置电容C_{Bias_L}的一端连接，续流电阻R_{Fw_L}的另一端与偏置电容C_{Bias_L}的另一端连接后与桥式电路中电阻R_{G_L}的一端连接，电阻R_{G_L}的另一端分别与稳压管D_{Z1_L}的负极、桥式电路中电阻R_{g(in)_L}的一端连接，稳压管D_{Z1_L}的正极与稳压管D_{Z2_L}的正极连接，稳压管D_{Z2_L}的负极分别与电容C_VDD的另一端、桥式电路中电感L_{S2_L}的一端连接，自举电阻R_Boot的另一端与自举二极管D_Boot的正极连接，自举二极管D_Boot的负极与自举电容C_Boot的一端连接，自举电容C_Boot的一端还与开关管S_{1_H}的漏极连接，自举电容C_Boot的另一端与开关管S_{2_H}的源极连接，开关管S_{1_H}的源极与开关管S_{2_H}的漏极连接后与续流电阻R_{Fw_H}的一端连接，续流电阻R_{Fw_H}的一端还与偏置电容C_{Bias_H}的一端连接，续流电阻R_{Fw_H}的另一端与偏置电容C_{Bias_H}的另一端连接后与桥式电路中电阻R_{G_H}的一端连接，电阻R_{G_H}的另一端分别与稳压管D_{Z1_H}的负极、桥式电路中电阻R_{g(in)_H}的一端连接，稳压管D_{Z1_H}的正极与稳压管D_{Z2_H}的正极连接，稳压管D_{Z2_H}的负极分别与自举电容C_Boot的另一端、桥式电路中电感L_{S2_H}的一端连接。

在上述方案的基础上，稳压管D_{Z1_H}的反向击穿电压满足下式：

V_{DZ1_H(DA)}+V_{DZ2_H(AD)}≈V_{GS_H(on)} (1)

式中，V_{DZ1_H(DA)}是稳压管D_{Z1_H}的反向击穿电压，V_{DZ2_H(AD)}是稳压管D_{Z2_H}的前向导通压降，V_{GS_H(on)}代表开关管Q₁的栅源极正向开通电压；

稳压管D_{Z1_L}的反向击穿电压满足下式：

V_{DZ1_L(DA)}≈V_{GS_L(on)}-V_{DZ2_L(AD)} (2)

式中，V_{DZ1_L(DA)}是稳压管D_{Z1_L}的反向击穿电压，V_{DZ2_L(AD)}是稳压管D_{Z2_L}的前向导通压降，V_{GS_L(on)}代表开关管Q₂的栅源极正向开通电压。

在上述方案的基础上，稳压管D_{Z2_H}的反向击穿电压满足下式：

V_{DZ2_H(AD)}>V_DD-V_D(Boot)-V_{DZ1_H(DA)}-V_{DZ1_H(AD)}-V_{DZ2_H(DA)} (3)

稳压管D_{Z2_L}的反向击穿电压满足下式：

V_{DZ2_L(DA)}>V_DD-V_{DZ1_L(DA)}-V_{DZ2_L(AD)}-V_{DZ1_L(AD)} (4)

式中，V_D(Boot)为自举二极管D_Boot的前向导通压降，V_DD是辅助电源输出电压，V_{DZ1_H(AD)}是稳压管D_{Z1_H}的前向导通压降，V_{DZ2_H(DA)}是稳压管D_{Z2_H}的反向击穿电压，V_{DZ1_L(AD)}是稳压管D_{Z1_L}的前向导通压降，V_{DZ2_L(DA)}是稳压管D_{Z2_L}的反向击穿电压。

在上述方案的基础上，偏置电容C_{Bias_H}的耐压值和大小分别满足下式：

V_{C(Bias)_H}>2·V_DD (5)

式中，V_{C(Bias)_H}是偏置电容C_{Bias_H}的耐压值，D_{_H}是开关管Q₁的占空比，f_{S_H}是开关管Q₁的开关频率；

偏置电容C_{Bias_L}的耐压值和大小分别满足下式：

V_{C(Bias)_L}>2·V_DD (7)

式中，V_{C(Bias)_L}是偏置电容C_{Bias_L}的耐压值，D_{_L}是开关管Q₂的占空比，f_{S_L}是开关管Q₂的开关频率。

在上述方案的基础上，选择续流电阻R_{Fw_H}时，应满足下式：

选择续流电阻R_{Fw_L}时，应满足下式：

式中，I_{Z(min)_H}为稳压管D_{Z1_H}的最小反向击穿电流；I_{Z(min)_L}为稳压管D_{Z1_L}的最小反向击穿电流。

附图说明

本发明有如下附图：

图1现有技术方案一的驱动电路；

图2现有技术方案一驱动电路对应的驱动信号及栅源极电压；

图3现有技术方案二的驱动电路；

图4现有技术方案二驱动电路对应的驱动信号及栅源极电压；

图5功率器件栅源极电压误导通和负向电压击穿；

图6基于宽禁带功率器件的负压关断驱动电路的电路图；

图7基于宽禁带功率器件的负压关断驱动电路的驱动逻辑及栅源极电压；

图8本发明所述的负压关断驱动电路不同阶段的等效电路，其中，图8(a)为本发明所述的负压关断驱动电路在t₁-t₂阶段的等效电路；图8(b)为本发明所述的负压关断驱动电路在t₂-t₃阶段的等效电路；图8(c)为本发明所述的负压关断驱动电路在t₃-t₄阶段的等效电路；图8(d)为本发明所述的负压关断驱动电路在t₄-t₅阶段的等效电路；图8(e)为本发明所述的负压关断驱动电路在t₅-t₆阶段的等效电路；图8(f)为本发明所述的负压关断驱动电路在t₆-t₇阶段的等效电路。

具体实施方式

以下结合附图5-8对本发明作进一步详细说明。

以SiC MOSFET和GaN HEMT为代表的第三代宽禁带功率器件在电力电子应用中，由于功率器件的高速开关动作和功率器件的寄生参数(如SiC MOSFET的结电容C_GD和C_GS，共源寄生电感L_CS)的存在，会造成功率器件栅源极出现正向电压尖峰或负向电压尖峰，如图5所示。

由于宽禁带功率器件的阈值电压较低(如GaN阈值电压1.2V)，功率器件的自激振荡和桥式串扰造成功率器件栅源极的正向电压尖峰会导致开关器件误导通。功率器件的误导通会导致开关损耗的增加和功率器件的损坏，因此需要在功率关断阶段采用负压关断保证栅源极电压不会超过阈值电压，防止误导通。同时需要保证栅源极负向电压不超过栅源极最大负向安全电压V_{GS_(-)}。

现有的负压技术在解决串扰问题时，现有技术方案一需要在驱动电路中增加额外的辅助电源，当采用现有技术方案一负压驱动桥式电路，需要四个辅助电源，不仅大大的增大了驱动电路的体积和驱动损耗，而且增加了驱动的设计成本。

现有技术方案二通过增加无源器件实现栅源极负压关断，适合自举电路。当采用现有技术方案二负压驱动桥式电路，只需要一个辅助电源，大大减小了驱动电路的体积和驱动损耗。但现有技术方案二在启动阶段，栅源极正向电压可能会高于正向安全电压导致栅源极击穿，且没有负压关断能力。而且负压受驱动信号占空比影响，占空较小时，该驱动方案无负压关断能力，无法在绝大多数电力电子电路中应用(如逆变器，高增益直流变换器等)。

图6给出了本发明所述的基于宽禁带功率器件的负压关断驱动电路的电路图，此电路图是基于桥式电路。此驱动电路是在传统驱动电路中增加了两个稳压管D_Z1和D_Z2(图6中分别对应Q₁的驱动电路中D_{Z1_H}和D_{Z2_H}或者Q₂的驱动电路中的D_{Z1_L}和D_{Z2_L})、一个续流电阻R_Fw(图6中分别对应Q₁的驱动电路中R_{Fw_H}或者Q₂的驱动电路中的R_{Fw_L})和一个偏置电容C_Bias(图6中分别对应Q₁的驱动电路中C_{Bias_H}或者Q₂的驱动电路中的C_{Bias_L})。

图6中R_Boot，D_Boot分别是桥式自举电路中的自举电阻和自举二极管。驱动器U₁和U₂用于分别驱动桥式电路中的功率器件Q₁和Q₂。S_{1_H}和S_{2_H}与S_{1_L}和S_{2_L}分别为驱动器U₁和U₂中的开关管，其中S_{1_H}和S_{2_H}驱动信号互补，S_{1_L}和S_{2_L}驱动信号互补。图6中电容C_{GS_H}、电容C_{GD_H}、电容C_{DS_H}以及电容C_{GS_L}、电容C_{GD_L}、电容C_{DS_L}分别为功率器件Q₁和Q₂的封装内部栅源极结电容、栅漏极结电容和漏源极结电容。电感L_{S1_H}和电感L_{S1_L}分别为功率器件Q₁和Q₂的封装内部连接线的共源寄生电感，电感L_{S2_H}和电感L_{S2_L}分别为功率器件Q₁和Q₂的封装引脚的共源寄生电感。图6中电阻R_{g(in)_H}和电阻R_{g(in)_L}分别为功率器件Q₁和Q₂内部栅极电阻。电阻R_{G_H}和电阻R_{G_L}分别功率器件Q₁和Q₂的外部栅极电阻。

图6中稳压管D_{Z1_H}和D_{Z2_H}、偏置电容C_{Bias_H}和续流电阻R_{Fw_H}构成负压驱动结构，保证Q₁的负压关断，同时防止Q₁的反向负压击穿。同样，稳压管D_{Z1_L}和D_{Z2_L}、偏置电容C_{Bias_L}和续流电阻R_{Fw_L}构成负压驱动结构，保证Q₂的负压关断，同时防止Q₂的反向负压击穿。本驱动方案在驱动桥式电路中，能够保证功率器件的栅源极负压关断，同时只需要一个辅助电源，大大减小了驱动电源的体积，驱动损耗和驱动成本。

本发明所述负压驱动电路的工作原理

图7给出了本发明所述负压驱动电路中S_{1_H}、S_{2_H}、S_{1_L}和S_{2_L}的信号逻辑，开关管Q₁和Q₂栅源极电压v_{GS_H}(t)和v_{GS_L}(t)。图7将一个开关周期分为六个模态，下面将详细进行分析。图8给出了本发明所述的负压驱动电路各个模态的等效电路图。

t₁时刻之前，假设电路处于稳定状态。本发明所述驱动电路的S_{1_H}和S_{2_L}开通，S_{1_L}和S_{2_H}关断；Q₁开通，Q₂关断。

(t₁～t₂)：S_{2_H}和S_{2_L}开通，S_{1_H}和S_{1_L}关断。偏置电容C_{Bias_H}和Q₁的栅源极反并联，C_{Bias_H}通过回路Loop_2给Q₁的栅源极反向充电。t₂时刻，Q₁的栅源极电压为V_D(Boot)+V_{DZ1_H(DA)}+V_{DZ2_H(AD)}-V_DD(其中V_DD是辅助电源输出电压，V_D(Boot)为自举二极管D_Boot的前向导通压降，V_{DZ1_H(DA)}为稳压二极管D_{Z1_H}的反向击穿电压，V_{DZ2_H(AD)}为稳压二极管D_{Z2_H}的前向导通压降)，Q₁实现栅源极负压关断。同时由于C_{Bias_L}通过回路Loop_4给Q₂的栅源极反向充电,Q₂的栅源极负压为V_{DZ1_L(DA)}+V_{DZ2_L(AD)}-V_DD，实现负压关断(其中V_{DZ1_L(DA)}为稳压二极管D_{Z1_L}的反向击穿电压，V_{DZ2_L(AD)}为稳压二极管D_{Z2_L}的前向导通压降)。

(t₂～t₃)：S_{2_H}和S_{1_L}开通，S_{1_H}和S_{2_L}关断。辅助电源V_DD通过回路Loop_6给Q₂的栅源极正向充电，Q₂的栅源极电压上升，Q₂开通。C_Boot通过回路Loop_5快速充电为Q₁的正向导通储备电荷，当C_Boot电压到达V_DD-V_D(Boot)，C_Boot的充电结束。当Q₂的栅源极电压上升到V_{DZ1_L(DA)}+V_{DZ2_L(AD)}，稳压二极管V_{DZ1_L(DA)}反向击穿，C_{Bias_L}迅速充电，为Q₂的负压关断储备电荷。当C_{Bias_L}电压v_{Bias_L}充电到V_DD-V_{DZ1_L(DA)}-V_{DZ2_L(AD)}，该阶段结束。该阶段偏置电容C_{Bias_H}的电压v_{Bias_H}保证Q₁栅源极负压关断。

(t₃～t₄)：S_{2_H}和S_{1_L}开通，S_{1_H}和S_{2_L}关断。t₃时刻，偏置电容C_{Bias_L}充电结束。Q₂的驱动回路由回路Loop_6切换到回路Loop_7，辅助电源通过续流电阻R_{Fw_L}为稳压二极管D_{Z1_L}提供稳定的击穿电流,保证Q₂的栅源极正向电压稳定在V_{DZ1_L(DA)}+V_{DZ2_L(AD)}。该阶段偏置电容C_{Bias_H}的电压v_{Bias_H}保证Q₁栅源极负压关断。

(t₄～t₅)：S_{2_H}和S_{2_L}开通，S_{1_H}和S_{1_L}关断。偏置电容C_{Bias_L}和Q₂的栅源极反并联，C_{Bias_L}通过回路Loop_4给Q₂的栅源极反向充电。t₅时刻，Q₂的栅源极电压为V_{DZ1_L(DA)}+V_{DZ2_L(AD)}-V_DD(其中V_{DZ1_L(DA)}为稳压二极管D_{Z1_L}的反向击穿电压，V_{DZ2_L(AD)}为稳压二极管D_{Z2_L}的前向导通压降)，Q₂实现栅源极负压关断。同时由于C_{Bias_H}通过回路Loop_2给Q₁的栅源极反向充电，Q₁的栅源极负压为V_{DZ1_H(DA)}+V_{DZ2_H(AD)}-V_DD，实现负压关断(其中V_{DZ1_H(DA)}为稳压二极管D_{Z1_H}的反向击穿电压，V_{DZ2_H(AD)}为稳压二极管D_{Z2_H}的前向导通压降)。

(t₅～t₆)：S_{1_H}和S_{2_L}开通，S_{2_H}和S_{1_L}关断。自举电容C_Boot通过回路Loop_8给Q₁的栅源极正向充电，Q₁的栅源极电压上升，Q₁开通。当Q₁的栅源极电压上升到V_{DZ1_H(DA)}+V_{DZ2_H(AD)}，稳压二极管V_{DZ1_H(DA)}反向击穿，C_{Bias_H}迅速充电，为Q₁的负压关断储备电荷。当C_{Bias_H}电压v_{Bias_H}充电到V_DD-V_D(Boot)-V_{DZ1_H(DA)}-V_{DZ2_H(AD)}，该阶段结束。该阶段偏置电容C_{Bias_L}的电压v_{Bias_L}保证Q₂栅源极负压关断。

(t₆～t₇)：S_{1_H}和S_{2_L}开通，S_{2_H}和S_{1_L}关断。t₆时刻，偏置电容C_{Bias_H}充电结束。Q₁的驱动回路由回路Loop_8切换到回路Loop_9，辅助电源通过续流电阻R_{Fw_H}为稳压二极管D_{Z1_H}提供稳定的击穿电流，保证Q₁的栅源极正向电压稳定在V_{DZ1_H(DA)}+V_{DZ2_H(AD)}。该阶段，该阶段偏置电容C_{Bias_L}的电压v_{Bias_L}保证Q₂栅源极负压关断。

本发明所述负压驱动电路的参数设计

稳压管D_{Z1_H}、稳压管D_{Z1_L}的作用分别是调节开关管Q₁和Q₂的正向开通电压。开关管S_{1_H}、开关管S_{1_L}开通，正向电压施加在开关管Q₁和Q₂的栅源极。当V_{GS_H(on)}上升到V_{DZ1_H(DA)}+V_{DZ2_H(AD)}时，V_{GS_H(on)}稳定在V_{DZ1_H(DA)}+V_{DZ2_H(AD)}，开关管Q₁正压开通，当V_{GS_L(on)}上升到V_{DZ1_L(DA)}+V_{DZ2_L(AD)}，V_{GS_L(on)}稳定在V_{DZ1_L(DA)}+V_{DZ2_L(AD)}，开关管Q₂正压开通。稳压管D_{Z1_H}和稳压管D_{Z1_L}的反向击穿电压应满足公式(1)、(2)。

同时，稳压管D_{Z1_H}、D_{Z1_L}可以保证开关管Q₁、Q₂的正向开通电压尖峰不超过V_{DZ1_H(DA)}+V_{DZ2_H(AD)}、V_{DZ1_L(DA)}+V_{DZ2_L(AD)}，防止开关管Q₁、Q₂的栅源极电压在开通阶段的正向电压击穿。

V_{DZ1_H(DA)}+V_{DZ2_H(AD)}≈V_{GS_H(on)} (1)

式中，V_{DZ1_H(DA)}是稳压管D_{Z1_H}的反向击穿电压，V_{DZ2_H(AD)}是稳压管D_{Z2_H}的前向导通压降，V_{GS_H(on)}代表开关管Q₁的栅源极正向开通电压；

V_{DZ1_L(DA)}+V_{DZ2_L(AD)}≈V_{GS_L(on)} (2)

式中，V_{DZ1_L(DA)}是稳压管D_{Z1_L}的反向击穿电压，V_{DZ2_L(AD)}是稳压管D_{Z2_L}的前向导通压降，V_{GS_L(on)}代表开关管Q₂的栅源极正向开通电压。

D_Z2的作用是保证偏置电容C_Bias在负压驱动Q₁和Q₂时，阻断C_Bias通过D_Z1的放电回路。为了防止偏置电容C_Bias在负压驱动Q₁和Q₂时D_Z2被反向击穿，影响C_Bias的负压驱动能力，在选择D_{Z2_H}、D_{Z2_L}时，D_{Z2_H}、D_{Z2_L}的反向击穿电压应满足公式(3)和公式(4)。

同时，稳压管D_{Z2_H}、D_{Z2_L}可以保证开关管Q₁、Q₂的负向关断电压尖峰不超过V_{DZ1_H(AD)}-V_{DZ2_H(DA)}、V_{DZ1_L(AD)}-V_{DZ2_L(DA)}，防止开关管Q₁、Q₂栅源极电压在关断阶段的负向电压击穿。

V_{DZ2_H(AD)}>V_DD-V_D(Boot)-V_{DZ1_H(DA)}-V_{DZ1_H(AD)}-V_{DZ2_H(DA)} (3)

V_{DZ2_L(DA)}>V_DD-V_{DZ1_L(DA)}-V_{DZ2_L(AD)}-V_{DZ1_L(AD)} (4)

式中，V_D(Boot)为自举二极管D_Boot的前向导通压降，V_DD是辅助电源输出电压，V_{DZ1_H(AD)}是稳压管D_{Z1_H}的前向导通压降，V_{DZ2_H(DA)}是稳压管D_{Z2_H}的反向击穿电压，V_{DZ1_L(AD)}是稳压管D_{Z1_L}的前向导通压降，V_{DZ2_L(DA)}是稳压管D_{Z2_L}的反向击穿电压。

C_{Bias_H}和C_{Bias_L}的作用是在开关管关断阶段为开关管提供负向偏置电压。为防止C_Bias的电压击穿，C_{Bias_H}和C_{Bias_L}的耐压值选择应满足公式(5)和公式(7)。为保证C_{Bias_H}和C_{Bias_L}可靠的负压驱动能力，C_{Bias_H}和C_{Bias_L}的大小应满足公式(6)和公式(8)

V_{C(Bias)_H}>2·V_DD (5)

式中，V_{C(Bias)_H}是偏置电容C_{Bias_H}的耐压值，D_{_H}是开关管Q₁的占空比，f_{S_H}是开关管Q₁的开关频率；

V_{C(Bias)_L}>2·V_DD (7)

式中，V_{C(Bias)_L}是偏置电容C_{Bias_L}的耐压值，D_{_L}是开关管Q₂的占空比，f_{S_L}是开关管Q₂的开关频率。

R_{Fw_H}和R_{Fw_L}的作用是在开关管开通阶段分别为稳压管D_{Z1_H}和D_{Z1_L}提供击穿电流，保证稳压管D_{Z1_H}和D_{Z1_L}反向击穿，为开关管提供可靠的正向开通电压。R_{Fw_H}和R_{Fw_L}工作在开关管稳定开通阶段，为了保证稳压管D_{Z1_H}和D_{Z1_L}稳定击穿，流过续流电阻R_{Fw_H}和R_{Fw_L}上的电流要大于稳压管D_{Z1_H}和D_{Z1_L}的最小反向击穿电流I_Z(min)。因此R_Fw的选择应满足公式(9)和公式(10)，其中I_{Z(min)_L}和I_{Z(min)_H}分别为稳压二极管管D_{Z1_L}和D_{Z1_H}最小反向击穿电流。

以SiC MOSFET，GaN HEMT为代表的第三代宽禁带功率器件在高速开关动作时，会产生桥式串扰导致的桥式直通问题和自激振荡问题。桥式串扰问题和自激振荡问题会导致功率开关管关断阶段栅源极电压超过阈值电压，造成开关管的损坏。因此需要对开关管采用负压关断，避免功率器件误导通。

本发明提出的负压驱动电路在现有的驱动上增加了两个稳压二极管，一个电容和一个电阻，能在开关管关断阶段产生可靠的负压，可以有效避免功率器件误导通。该负压驱动电路可以带来以下效益：

1.该驱动电路不需要额外增加辅助电源和有源器件，该驱动电路大大减小了传统负压驱动电路的体积，减小了驱动的损耗，降低了驱动的设计成本和难度。

2.该驱动电路可以用在桥式自举电路中。传统的负压驱动电路驱动桥式电路需要采用4个辅助电源，该驱动电路驱动桥式电路只需要一个辅助电源，体积能够减小四分之三，同时可以减小驱动的损耗，降低驱动的设计成本和难度。

3.该驱动电路的负压驱动能力不受开关管的占空比影响，能够满足目前所有的电力电子电路中宽禁带功率器件的驱动需求。

4.该驱动电路在能够实现功率器件栅源极负压关断的同时够避免因为开关管出现正向电压尖峰和负向电压尖峰导致开关管损坏的问题。

本发明的技术关键点和欲保护点：

1.负压关断驱动电路的架构。该驱动电路的主要特征是在无需额外增加有源器件和辅助电源前提下实现了驱动电路的负压驱动，结构简单，易于实现，大大减小驱动电路的体积。同时该驱动不仅适用于单开关管，还适用于桥式电路的驱动。

2.续流电阻R_Fw的连接方式。续流电阻R_Fw连接在驱动输出端子和开关管的栅极端子，作用是在开关管开通阶段为稳压管D_Z1提供续流电流，保证稳压管D_Z1反向击穿，为开关管提供可靠的正向开通电压。

3.偏置电容C_Bias的连接方式。C_Bias连接在驱动输出端子和开关管的栅极端子，和续流电阻R_Fw并联。C_Bias的作用是在开关管开通阶段储备电荷，在开关管关断阶段为开关管提供负向偏置电压。

4.稳压二极管D_Z1的连接方式。D_Z1反并联在开关管的栅源极，D_Z1的作用是通过反向击穿特性开关管的开通电压，调节开关管的正向开通电压，为偏置电容C_Bias提供充电回路。

同时，稳压管二极管D_Z1可以避免开关管的出现正向电压尖峰，防止开关管栅源极电压在开通阶段发生正向电压击穿。

5.稳压二极管D_Z2的连接方式。D_Z2正向并联在开关管的栅源极，D_Z2的作用是避免偏置电容C_Bias在负压驱动开关管时，由于D_Z1的正向导通，影响C_Bias的负压驱动能力。同时，稳压管D_Z2可以避免开关管的出现负向电压尖峰，防止开关管栅源极电压在开通阶段发生负向电压击穿。

6.负压关断驱动电路的架构下的器件类型选择和器件参数设计。包括续流电阻R_Fw、偏置电容C_Bias、稳压二极管D_Z1和稳压二极管D_Z2的参数设计。

附件：

参考文献：

[1]LM5110 datasheet.(2004).[Online].Available:http://www.ti.com/

[2]UCC21520 datasheet.(2016).[Online].Available:http://www.ti.com/

缩略语、英文和关键术语定义列表：

1、SiC:碳化硅。

2、MOSFET：金属-氧化物半导体场效应晶体管。

3、GaN:氮化镓。

4、HEMT:高电子迁移率晶体管。

本说明书中未作详细描述的内容属于本领域专业技术人员公知的现有技术。

Claims (5)

1.一种基于宽禁带功率器件的负压关断驱动电路，其特征在于，包括：辅助电源V_DD、自举电阻R_Boot、自举二极管D_Boot、自举电容C_Boot、电容C_VDD、驱动器U₁、驱动器U₂、续流电阻R_Fw、偏置电容C_Bias、稳压管D_Z1和稳压管D_Z2；

所述驱动器U₁包括：开关管S_{1_H}和开关管S_{2_H}，开关管S_{1_H}的栅极通过反相器与开关管S_{2_H}的栅极连接，所述驱动器U₂包括：开关管S_{1_L}和开关管S_{2_L}，开关管S_{1_L}的栅极通过反相器与开关管S_{2_L}的栅极连接；

所述续流电阻R_Fw包括：续流电阻R_{Fw_H}和续流电阻R_{Fw_L}，所述偏置电容C_Bias包括：偏置电容C_{Bias_H}和偏置电容C_{Bias_L}，所述稳压管D_Z1包括：稳压管D_{Z1_H}和稳压管D_{Z1_L}，所述稳压管D_Z2包括：稳压管D_{Z2_H}和稳压管D_{Z2_L}；

所述辅助电源V_DD的正极分别与自举电阻R_Boot的一端、电容C_VDD的一端连接，电容C_VDD的一端还与开关管S_{1_L}的漏极连接，所述辅助电源V_DD的负极与电容C_VDD的另一端连接，电容C_VDD的另一端还与开关管S_{2_L}的源极连接，开关管S_{1_L}的源极与开关管S_{2_L}的漏极连接后与续流电阻R_{Fw_L}的一端连接，续流电阻R_{Fw_L}的一端还与偏置电容C_Bias__L的一端连接，续流电阻R_{Fw_L}的另一端与偏置电容C_Bias__L的另一端连接后与桥式电路中电阻R_{G_L}的一端连接，电阻R_{G_L}的另一端分别与稳压管D_{Z1_L}的负极、桥式电路中电阻R_{g(in)_L}的一端连接，稳压管D_{Z1_L}的正极与稳压管D_{Z2_L}的正极连接，稳压管D_{Z2_L}的负极分别与电容C_VDD的另一端、桥式电路中电感L_{S2_L}的一端连接，自举电阻R_Boot的另一端与自举二极管D_Boot的正极连接，自举二极管D_Boot的负极与自举电容C_Boot的一端连接，自举电容C_Boot的一端还与开关管S_{1_H}的漏极连接，自举电容C_Boot的另一端与开关管S_{2_H}的源极连接，开关管S_{1_H}的源极与开关管S_{2_H}的漏极连接后与续流电阻R_{Fw_H}的一端连接，续流电阻R_{Fw_H}的一端还与偏置电容C_{Bias_H}的一端连接，续流电阻R_{Fw_H}的另一端与偏置电容C_Bias__H的另一端连接后与桥式电路中电阻R_{G_H}的一端连接，电阻R_{G_H}的另一端分别与稳压管D_{Z1_H}的负极、桥式电路中电阻R_{g(in)_H}的一端连接，稳压管D_{Z1_H}的正极与稳压管D_{Z2_H}的正极连接，稳压管D_{Z2_H}的负极分别与自举电容C_Boot的另一端、桥式电路中电感L_{S2_H}的一端连接。

2.如权利要求1所述的基于宽禁带功率器件的负压关断驱动电路，其特征在于，稳压管D_{Z1_H}的反向击穿电压满足下式：

V_{DZ1_H(DA)}+V_{DZ2_H(AD)}≈V_{GS_H(on)} (1)

式中，V_{DZ1_H(DA)}是稳压管D_{Z1_H}的反向击穿电压，V_{DZ2_H(AD)}是稳压管D_{Z2_H}的前向导通压降，V_{GS_H(on)}代表开关管Q₁的栅源极正向开通电压；

稳压管D_{Z1_L}的反向击穿电压满足下式：

V_{DZ1_L}(DA)≈V_{GS_L(on)}-V_{DZ2_L(AD)} (2)

式中，V_{DZ1_L(DA)}是稳压管D_{Z1_L}的反向击穿电压，V_{DZ2_L(AD)}是稳压管D_{Z2_L}的前向导通压降，V_{GS_L(on)}代表开关管Q₂的栅源极正向开通电压。

3.如权利要求2所述的基于宽禁带功率器件的负压关断驱动电路，其特征在于，稳压管D_{Z2_H}的反向击穿电压满足下式：

V_{DZ2_H(AD)}>V_DD-V_D(Boot)-V_{DZ1_H(DA)}-V_{DZ1_H(AD)}-V_{DZ2_H(DA)} (3)

稳压管D_{Z2_L}的反向击穿电压满足下式：

V_{DZ2_L(DA)}>V_DD-V_{DZ1_L(DA)}-V_{DZ2_L(AD)}-V_{DZ1_L(AD)} (4)

式中，V_D(Boot)为自举二极管D_Boot的前向导通压降，V_DD是辅助电源输出电压，V_{DZ1_H(AD)}是稳压管D_{Z1_H}的前向导通压降，V_{DZ2_H(DA)}是稳压管D_{Z2_H}的反向击穿电压，V_{DZ1_L(AD)}是稳压管D_{Z1_L}的前向导通压降，V_{DZ2_L(DA)}是稳压管D_{Z2_L}的反向击穿电压。

4.如权利要求3所述的基于宽禁带功率器件的负压关断驱动电路，其特征在于，偏置电容C_{Bias_H}的耐压值和大小分别满足下式：

V_{C(Bias)_H}>2·V_DD (5)

式中，V_{C(Bias)_H}是偏置电容C_{Bias_H}的耐压值，D_{_H}是开关管Q₁的占空比，f_{S_H}是开关管Q₁的开关频率；

偏置电容C_{Bias_L}的耐压值和大小分别满足下式：

V_{C(Bias)_L}>2·V_DD (7)

式中，V_{C(Bias)_L}是偏置电容C_{Bias_L}的耐压值，D_{_L}是开关管Q₂的占空比，f_{S_L}是开关管Q₂的开关频率。

5.如权利要求4所述的基于宽禁带功率器件的负压关断驱动电路，其特征在于，选择续流电阻R_{Fw_H}时，应满足下式：

选择续流电阻R_{Fw_L}时，应满足下式：

式中，I_{Z(min)_H}为稳压管D_{Z1_H}的最小反向击穿电流；I_{Z(min)_L}为稳压管D_{Z1_L}的最小反向击穿电流。

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