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CN111864385B - 基于超表面的双波束双圆极化谐振腔天线 - Google Patents

基于超表面的双波束双圆极化谐振腔天线 Download PDF

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CN111864385B CN202010881795.7A CN202010881795A CN111864385B CN 111864385 B CN111864385 B CN 111864385B CN 202010881795 A CN202010881795 A CN 202010881795A CN 111864385 B CN111864385 B CN 111864385B
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Abstract

本发明提出了一种基于超表面的双波束双圆极化谐振腔天线，用于解决现有技术中存在的因辐射波束极化相同产生耦合而影响通信质量的技术问题，包括馈源天线、部分反射超表面和支撑结构；馈源包括第一金属贴片、第一介质基板、中心蚀刻第一漏波缝隙的金属接地板、第二介质基板和馈电微带线；部分反射超表面包括周期性排布第一H型金属贴片、第三介质基板、蚀刻周期性排布的第二漏波缝隙的第二金属贴片、第四介质基板和周期性排布第二H型金属贴片，每个第一H型金属贴片与第二H型金属贴片通过金属化过孔连接，且每个第一H型金属贴片的旋转角度由所在位置的相位补偿值确定，用于将馈源辐射的线极化波转换并分裂为左旋圆极化波和右旋圆极化波。

Description

基于超表面的双波束双圆极化谐振腔天线
技术领域
本发明属于天线技术领域，涉及一种谐振腔天线，具体涉及一种基于超表面的双波束双圆极化谐振腔天线，可用于无线通信和雷达等领域。
技术背景
谐振腔天线作为一种高增益天线，具有馈电简单、加工成本低等优势，被广泛应用于天线基站和雷达通信系统中。谐振腔天线设计通常是在微带天线上方添加一块具有部分反射特性的盖板，这个结构可以使满足谐振条件的电磁波穿过部分反射盖板时实现同相叠加的高增益辐射。传统谐振腔天线的主要设计目标在于实现单波束高增益辐射。然而，面对目前复杂的通信环境，传统的单波束高增益谐振腔天线越来越难以满足通信需求，因此期望天线实现双波束或多波束辐射。
为了解决谐振腔天线设计多局限于实现单波束辐射的技术问题，现有研究利用超表面结构对电磁波进行调控，实现了双波束辐射的谐振腔天线。如授权公告号CN106961012 B，名称为“基于超表面的低剖面双波束频扫谐振腔天线”的发明专利中，公开了一种基于超表面的双波束频扫谐振腔天线，该发明包括馈源天线和部分反射盖板，部分反射盖板由多个反射单元周期排列而成，且平行置于馈源天线的上方，所述的该部分反射盖板具有频率控制波束扫描特性，通过调节谐振频率则可以实现对谐振腔天线的波束调控，随着谐振频率的变化，天线能从笔状波束分裂成两个具有一定夹角的波束，实现了双波束扫描的辐射特性。但其所产生的两个辐射波束均为同一种极化，不能实现不同波束的不同极化调制，导致波束间将很容易产生耦合而影响通信质量。
发明内容
本发明的主要目的在于克服上述现有技术的不足，提出一种基于超表面的双波束双圆极化谐振腔天线，用于解决现有双波束谐振腔天线存在的因辐射波束极化相同产生耦合而影响通信质量的技术问题。
为实现上述目的，本发明采用的技术方案包括馈源1、部分反射超表面2和支撑结构3，其中：
所述馈源1，包括上下层叠的第一介质基板11和第二介质基板12；所述第一介质基板11上表面的中心位置印制有第一金属贴片13；所述第二介质基板12的上表面印制有中心蚀刻第一漏波缝隙141的金属接地板14，下表面印制有馈电微带线15，所述馈电微带线15与第一漏波缝隙141的中心线形成空间交叉；
所述部分反射超表面2，包括上下层叠的第三介质基板21和第四介质基板22；所述第三介质基板21上表面印制有M×N个周期性排布第一H型金属贴片211，M≥8，N≥8，每个第一H型金属贴片211绕着其横臂上任意一点旋转，旋转方向根据该第一H型金属贴片211所在位置的相位补偿值ΦP(x,y)确定，用于实现双波束双圆极化特性；所述第四介质基板22上表面印制有蚀刻M×N个周期性排布的第二漏波缝隙2211的第二金属贴片221，下表面印制有M×N个周期性排布第二H型金属贴片222；所述第三介质基板21上表面印制的每个第一H型金属贴片211与其在第四介质基板22下表面对应位置印制的第二H型金属贴片222通过金属化过孔23连接；所述每个第一H型金属贴片211所在位置的相位补偿值ΦP(x,y)的计算公式为：
Figure BDA0002654317710000021
其中，k为自由空间中的波数，x和y分别为每个第一H型金属贴片211的中心坐标，θ和
Figure BDA0002654317710000022
分别为谐振腔天线波束的俯仰角和方位角，Φ0为任意常数相位值；
所述部分反射超表面2通过非金属材料的支撑结构3固定在馈源1的上方，形成谐振腔。
上述基于超表面的双波束双圆极化谐振腔天线，所述第一介质基板11、第二介质基板12、第三介质基板21和第四介质基板22的中心法线重合。
上述基于超表面的双波束双圆极化谐振腔天线，所述第一金属贴片13的中心点位于第一介质基板11的中心法线上。
上述基于超表面的双波束双圆极化谐振腔天线，所述第一H型金属贴片211，其绕着横臂上任意一点旋转的旋转轴，与金属化过孔23的中心轴线重合。
上述基于超表面的双波束双圆极化谐振腔天线，所述第二介质基板12的上表面与第四介质基板22的下表面之间的距离为h，其计算公式为：
Figure BDA0002654317710000031
其中，λ为工作波长，
Figure BDA0002654317710000032
为部分反射超表面2的反射系数相位值，
Figure BDA0002654317710000033
为金属接地板14的反射系数相位值。
本发明与现有技术相比，具有以下优点：
1.本发明第三介质基板上表面印制有M×N个周期性排布第一H型金属贴片，每个第一H型金属贴片绕着横臂上任意一点旋转，旋转方向根据其所在位置的相位补偿值确定，能够对馈源辐射的线极化电磁波进行波束分裂和极化转换，最终使谐振腔天线辐射一个左旋圆极化波和一个右旋圆极化波，与现有的仅能产生同一种极化的双波束辐射技术相比，有效降低了同一天线口径下两个辐射波束在发射或接收电磁波时所产生耦合，从而能够提高通信质量。
2、本发明的部分反射超表面能够将馈源辐射的线极化波同时转换为左旋圆极化波和右旋圆极化波，与现有仅能将线极化波分裂成两个线极化辐射波束的技术相比，同时兼顾了分波设计和极化转换两种功能。
附图说明
图1是本发明的整体结构示意图；
图2是本发明的馈源天线结构示意图，其中图2(a)是馈源天线的仰视图，图2(b)是馈源天线的前视图；
图3是本发明部分反射超表面结构示意图，其中图3(a)是第一H型金属贴片的结构示意图，图3(b)是第二金属贴片的结构示意图，图3(c)是第二H型金属贴片的结构示意图；
图4是本发明具体实施例的部分反射超表面的反射相位示意图；
图5是本发明具体实施例的反射系数示意图；
图6是本发明具体实施例在15.0GHz频率上的二维辐射方向图；
图7是本发明具体实施例在15.0GHz频率上的轴比。
具体实施方式
以下结合附图和具体实施例，对本发明作进一步的描述。
参照图1，本发明包括馈源1、部分反射超表面2和支撑结构3。
所述馈源1，包括上下层叠的第一介质基板11和第二介质基板12；所述第一介质基板11上表面的中心位置印制有第一金属贴片13；所述第二介质基板12的上表面印制有中心蚀刻第一漏波缝隙141的金属接地板14，下表面印制有馈电微带线15，所述馈电微带线15与第一漏波缝隙141的中心线形成空间交叉；
所述部分反射超表面2，包括上下层叠的第三介质基板21和第四介质基板22；所述第三介质基板21上表面印制有20×20个周期性排布第一H型金属贴片211，每个第一H型金属贴片211绕着其横臂上任意一点旋转，旋转方向根据该第一H型金属贴片211所在位置的相位补偿值ΦP(x,y)确定，用于实现双波束双圆极化特性；所述第四介质基板22上表面印制有蚀刻20×20个周期性排布的第二漏波缝隙2211的第二金属贴片221，下表面印制有20×20个周期性排布第二H型金属贴片222；所述第三介质基板21上表面印制的每个第一H型金属贴片211与其在第四介质基板22下表面对应位置印制的第二H型金属贴片222通过金属化过孔23连接；该第三介质基板21和第四介质基板22采用边长为100mm，厚度为1mm，介电常数为3.5的介质基板；该第二漏波缝隙2212采用圆形缝隙且直径为0.8mm；该金属化过孔的直径为0.4mm；所述每个第一H型金属贴片211所在位置的相位补偿值ΦP(x,y)的计算公式为：
Figure BDA0002654317710000042
其中，k为自由空间中的波数，x和y分别为每个第一H型金属贴片211的中心坐标，θ和
Figure BDA0002654317710000043
分别为谐振腔天线波束的俯仰角和方位角，Φ0为任意常数相位值；
所述部分反射超表面2通过非金属材料的支撑结构3固定在馈源1的上方，形成谐振腔。
所述第一介质基板11、第二介质基板12、第三介质基板21和第四介质基板22的中心法线重合。
所述第一金属贴片13的中心点位于第一介质基板11的中心法线上。
所述第一H型金属贴片211，其绕着横臂上任意一点旋转的旋转轴，与金属化过孔23的中心轴线重合。
所述第二介质基板12的上表面与第四介质基板22的下表面之间的距离为h，其计算公式为：
Figure BDA0002654317710000041
其中，λ为工作波长，
Figure BDA0002654317710000051
为部分反射超表面2的反射系数相位值，
Figure BDA0002654317710000052
为金属接地板14的反射系数相位值。
参照图2，该馈源天线1的第一介质基板11采用边长wl为15mm，厚度h1为3mm，介电常数εr1为2.2的介质基板；第二介质基板12采用边长w为100mm，厚度h2为3mm，介电常数εr2为2.2的介质基板；第一金属贴片13采用边长wp为4.7mm的方形贴片；金属接地板14采用边长w为100mm的方形贴片，且其中心位置开有宽wa为1mm且长la为5mm的长方形小孔；馈电微带线5采用宽w1为1.46mm且长l1为51.2mm的长方形贴片。
参照图3，该第一H型金属贴片211的尺寸如下：b1＝3.2mm,c1＝2.2mm,d＝0.28mm,w＝0.4mm，该第二H型金属贴片222的尺寸如下：b2＝1.7mm,c2＝1.5mm,d＝0.28mm,w＝0.4mm。
本发明的工作原理为：
1、首先对部分反射表面2的功能进行描述：当部分反射表面2上第一H型金属贴片211根据其透射相位补偿值进行梯度排列时，第二H型金属贴片222所接收到的线极化电磁波通过金属化过孔23耦合至第一H型金属贴片211后，会同时产生一个左旋圆极化波所需的相位梯度和一个右旋圆极化所需的相位梯度，且这两个相位梯度的变化趋势相反，在这种情况下两个波束的辐射指向正好相反，实现波束分裂。
2、通过将上述部分反射表面2与馈源1相结合，二者之间的谐振腔高度与部分反射表面2的反射相位相关，反射相位越小则谐振腔高度越低。当该谐振腔高度满足谐振条件时，可以使馈源辐射的电磁波穿过部分反射表面2时实现同相叠加的高增益辐射，并根据部分反射表面2的相位补偿使谐振腔天线同时产生一个左旋圆极化波和一个右旋圆极化波。因此本发明基于部分反射表面2的这种特殊的电磁特性实现了双波束双圆极化辐射。
以下通过仿真实验，对本发明的技术效果作进一步说明。
1.仿真条件和内容。
使用商业仿真软件CST Microwave Studio对上述实施例进行。
仿真1，对具体实施例在14.8GHz～15.2GHz的部分反射超表面的反射相位进行仿真，其结果如图4所示；
仿真2，对具体实施例在14.8GHz～15.2GHz的反射系数进行仿真，其结果如图5所示；
仿真3，对具体实施例在15.0GHz频率下的二维辐射增益曲线进行了仿真，其结果如图6所示；
仿真4，对具体实施例在15.0GHz频率下的轴比曲线进行了仿真，其结果如图7所示；
2.仿真结果分析：
参照图4，展示了第一H型金属贴片211的旋转角度变化时部分反射表面的反射相位，仿真结果说明，当第一H型金属贴片211的旋转角度δ变化时，部分反射超表面的反射相位仅产生了微小的变化，这说明该谐振腔天线能获得一个稳定的腔体高度h，我们取15GHz时的反射相位带入公式
Figure BDA0002654317710000061
同时考虑到金属接地板的反射相位恒定为π，则能够获得该实施例的腔体高度h约为9mm。
参照图5，展示了谐振腔天线的反射系数，仿真结果说明，反射系数在14.94～15.04GHz的频带范围内低于-10dB，说明在该频带范围内天线能够实现良好的匹配；
参照图6，展示了谐振腔天线的远场辐射方向图，仿真结果说明，在-20°和20°分别实现左旋圆极化和右旋圆极化的最大增益，分别为14.2dB和14.1dB。
参照图7，展示了谐振腔天线的远场辐射方向图所对应的轴比，仿真结果说明，在-20°和20°左旋圆极化和右旋圆极化的轴比分别为1.3dB和2.4dB。
根据图6和图7可以看出，该天线实现了高增益辐射，同时两个辐射波束的极化方向相反，并且轴比低于3dB，表明其圆极化特性良好，实现了双波束双圆极化辐射，可以大幅度降低两个辐射波束在发射或接收电磁波时所产生耦合的问题。
以上描述仅是本发明的优选实施方式，并不对本发明构成限制，对于本领域的普通技术人员来说，均可在不脱离本发明创新构思的前提下所做出的若干变形和改进，但这些改变均属于本发明的保护范围。

Claims (4)

1.一种基于超表面的双波束双圆极化谐振腔天线，其特征在于：包括馈源(1)、部分反射超表面(2)和支撑结构(3)，其中：
所述馈源(1)，包括上下层叠的第一介质基板(11)和第二介质基板(12)；所述第一介质基板(11)上表面的中心位置印制有第一金属贴片(13)；所述第二介质基板(12)的上表面印制有中心蚀刻第一漏波缝隙(141)的金属接地板(14)，下表面印制有馈电微带线(15)，所述馈电微带线(15)与第一漏波缝隙(141)的中心线形成空间交叉；
所述部分反射超表面(2)，包括上下层叠的第三介质基板(21)和第四介质基板(22)；所述第三介质基板(21)上表面印制有M×N个周期性排布第一H型金属贴片(211)，M≥8，N≥8，每个第一H型金属贴片(211)绕着其横臂上任意一点旋转，旋转方向根据该第一H型金属贴片(211)所在位置的相位补偿值ΦP(x,y)确定，用于实现双波束双圆极化特性；所述第四介质基板(22)上表面印制有蚀刻M×N个周期性排布的第二漏波缝隙(2211)的第二金属贴片(221)，下表面印制有M×N个周期性排布第二H型金属贴片(222)；每个第一H型金属贴片(211)与其对应位置的第二H型金属贴片(222)之间，通过贯穿第三介质基板(21)、与第三介质基板(21)和第四介质基板(22)对应位置的第二漏波缝隙(2211)，以及第四介质基板(22)的金属化过孔(23)连接；所述每个第一H型金属贴片(211)所在位置的相位补偿值ΦP(x,y)的计算公式为：
Figure FDA0002822892630000011
其中，k为自由空间中的波数，x和y分别为每个第一H型金属贴片(211)的中心坐标，θ和
Figure FDA0002822892630000012
分别为谐振腔天线波束的俯仰角和方位角，Φ0为任意常数相位值；
第一介质基板(11)、第二介质基板(12)、第三介质基板(21)和第四介质基板(22)的中心法线重合；
所述部分反射超表面(2)通过非金属材料的支撑结构(3)固定在馈源(1)的上方，形成谐振腔。
2.根据权利要求1所述的基于超表面的双波束双圆极化谐振腔天线，其特征在于：所述第一金属贴片(13)的中心点位于第一介质基板(11)的中心法线上。
3.根据权利要求1所述的基于超表面的双波束双圆极化谐振腔天线，其特征在于：所述第一H型金属贴片(211)，其绕着横臂上任意一点旋转的旋转轴，与金属化过孔(23)的中心轴线重合。
4.根据权利要求1所述的基于超表面的双波束双圆极化谐振腔天线，其特征在于：所述第二介质基板(12)的上表面与第四介质基板(22)的下表面之间的距离为h，其计算公式为：
Figure FDA0002822892630000021
其中，λ为工作波长，
Figure FDA0002822892630000022
为部分反射超表面(2)的反射系数相位值，
Figure FDA0002822892630000023
为金属接地板(14)的反射系数相位值。
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