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CN111683034B - 一种基于ofdm的大多普勒无线通信时频同步方法 - Google Patents

一种基于ofdm的大多普勒无线通信时频同步方法 Download PDF

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CN111683034B
CN111683034B CN202010520081.3A CN202010520081A CN111683034B CN 111683034 B CN111683034 B CN 111683034B CN 202010520081 A CN202010520081 A CN 202010520081A CN 111683034 B CN111683034 B CN 111683034B
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Abstract

本发明公开了一种基于OFDM的大多普勒无线通信时频同步方法，属于无线通信技术领域。其包括以下步骤：利用前导符号实现符号粗定时同步，利用前导符号实现大多普勒频偏粗估计，利用频偏估计值对符号进行频偏初步补偿矫正，利用频偏初步补偿后的PSS符号与本地已知PSS符号进行相关运算，实现符号精确定时同步，对数据符号进行FFT运算，实现信号时频域转化，利用接收到的数据符号内频域导频与本地已知的导频，通过一阶滤波锁频环实现残余频偏估计与实时补偿。本发明可在用户终端及信关站均无星历的情况下，实现基于OFDM的大多普勒场景下无线通信系统的时间及频率同步，满足未来宽带高通量卫星大多普勒及多径条件下同步解调需求。

Description

一种基于OFDM的大多普勒无线通信时频同步方法
技术领域
本发明涉及无线通信技术领域，尤其涉及一种基于OFDM的大多普勒无线通信时频同步方法。
背景技术
正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM)技术由于抗多径能力强、频谱效率高，广泛应用于地面无线蜂窝通信系统中，尤其是第五代移动通信系统(5G)的NR Release15非独立组网(NSA)以及Release 16独立组网(SA)标准仍然采用OFDM波形作为物理层传输的核心波形。但OFDM技术接收端对引起子载波间干扰(ICI)的载波频率偏差(CFO)及符号定时偏差比较敏感，是制约OFDM技术在在大动态多普勒条件下无线通信系统实现，尤其是卫星通信系统应用的主要问题之一。
目前，针对大多普勒频移问题已有一些研究，如在张毅、刘田等发表的论文“低轨卫星多载波通信系统上(下)行链路载波频偏估计与补偿方法”中，需利用信关站星历实现星地链路上下行之间的频率同步；在崔高峰、田丁等发表的论文“一种基于5G的低轨卫星通信系统载波同步方法”中，利用主同步(PSS,Primary Synchronization Signal)信号并通过Kalman Filter滤波器实现对载波频偏及变化率的估计。
随着未来空、天、地一体化信息网络发展需求，卫星通信与地面5G及其演进技术的相互补充与融合是未来卫星通信系统的发展趋势。同时，由于随着信息传输速率需求及L\S频段的日益拥挤，未来宽带卫星通信系统频段将逐渐向Ku/Ka甚至更高的U、V频段转移，使得卫星通信系统存在更大的CFO。尤其是在LEO低轨卫星通信场景，卫星移动速度快，星地之间存在大尺度的多普勒频移以及多径信道衰落，且一般多普勒频移远远大于OFDM系统的子载波间隔，超出了地面5G标准目前频偏估计的能力，使得星地收发两端的载波及符号同步面临很大的问题。因此，时频同步是大多普勒频移条件下无线通信系统尤其是与5G融合的卫星通信系统要解决的首要问题，制约着5G OFDM技术在卫星通信中的有效应用。
发明内容
有鉴于此，本发明提出了一种基于OFDM的大多普勒无线通信时频同步方法，该方法能够实现大多普勒条件下无线通信系统时间及频率的同步，尤其可针对卫星通信系统实现精确符号定时同步及对大多普勒频移的估计及实时补偿，满足未来宽带高通量卫星大多普勒及多径条件下同步解调需求。
为了实现上述目的，本发明采用的技术方案为：
一种基于OFDM的大多普勒无线通信时频同步方法，应用于无线通信系统的接收端，所述接收端中存储有与发送端相同的主同步符号和数据符号频域导频，包括以下步骤：
(1)接收包括前导符号、主同步符号和数据符号在内的OFDM传输信号，利用前导符号进行滑动相关运算，检测相关峰，进行符号粗定时同步；
(2)利用前导符号进行大多普勒频偏粗估计，实现对整数倍频偏和小数倍频偏的联合估计；
(3)利用步骤(2)的估计结果对前导符号、主同步符号和数据符号进行频偏初步补偿矫正；
(4)利用频偏初步补偿矫正后的主同步符号与本地存储的主同步符号进行相关运算，寻找最大相关时间偏移量，实现OFDM传输信号的精确定时同步；
(5)对精确定时同步后的数据符号进行FFT运算，实现数据符号的时频域转化；
(6)利用时频域转化后数据符号中的频域导频以及本地存储的频域导频进行残余频偏估计，通过一阶滤波锁频环实现小数倍的残余频偏估计与跟踪，并以周期迭代的方式进行频偏实时补偿。
进一步的，所述前导符号具有时域周期性，由I个重复的前导序列组成，且时域周期是L，I和L均为整数，前导符号的长度为N，且N/I＝L，N*Δf/(2*L)＞|fDop_max|，其中Δf为OFDM符号子载波间隔，fDop_max为通信系统的最大频率偏移。
进一步的，所述步骤(6)中，每个迭代周期均包括以下步骤：
(601)对当前的数据符号进行残余频偏补偿纠正，即：
Figure BDA0002531719570000031
其中，Yi(k)为第i个数据符号，Yi′(k)为纠正后的第i个数据符号，
Figure BDA0002531719570000032
为由锁频环估计得到的残余频偏值，
Figure BDA0002531719570000033
的初始迭代值为0，e为自然常数，j为虚数单位；
(602)利用当前的数据符号内的频域导频及本地存储的数据符号频域导频进行互相关，相关值的相位即为当前数据符号的残余频偏估计值
Figure BDA0002531719570000041
(603)利用锁频环对下一个数据符号的残余频偏进行预测估计，得到下一个数据符号的残余频偏
Figure BDA0002531719570000042
即：
Figure BDA0002531719570000043
Figure BDA0002531719570000044
Figure BDA0002531719570000045
其中，F为滤波器增益，ωn为滤波器带宽，DLL_Reg(i)为当前寄存器存储值，DLL_Reg(i+1)为下一时刻寄存器存储值，
Figure BDA0002531719570000046
为一个中间值。
本发明与现有技术相比具有如下有益效果：
(1)本发明提出了一种基于OFDM多载波技术的无线通信系统时频同步方法，该方法能够实现基于OFDM技术的大多普勒场景下无线通信系统的精确符号定时同步及对大多普勒频移的估计及实时补偿，满足未来宽带高通量卫星大多普勒及多径条件下同步解调需求。
(2)本发明可以不依赖于信关站、卫星及终端的星历计算，只基于信号体制即可实现大动态条件下的时频同步，从而可以实现卫星与5G融合的灵活应用。
(3)本发明基于实时传输的数据符号内导频实现对多普勒的实时估计与补偿，有效解决了星地间多普勒实时变化的问题，可以满足接收端的正确解调的需求。
附图说明
图1为本发明实施例中时频同步方法的流程图。
图2为本发明实施例中频偏估计与补偿过程的原理图。
图3为本发明实施例中符号同步偏差在高斯信道(AWGN)下的均方根误差性能。
图4为本发明实施例中符号同步偏差在LOS多径信道下的均方根误差性能。
图5为本发明实施例中时频同步方法在不同信道下的误码性能。
具体实施方式
下面结合附图和实施例对本发明作进一步的详细描述。
一种基于OFDM的大多普勒无线通信时频同步方法，应用于无线通信系统的接收端，所述接收端中存储有与发送端相同的主同步符号和数据符号频域导频，包括以下步骤：
(1)接收包括前导符号、主同步符号和数据符号在内的OFDM传输信号，利用前导符号进行滑动相关运算，检测相关峰，进行符号粗定时同步；
(2)利用前导符号进行大多普勒频偏粗估计，实现对整数倍频偏和小数倍频偏的联合估计；
(3)利用步骤(2)的估计结果对前导符号、主同步符号和数据符号进行频偏初步补偿矫正；
(4)利用频偏初步补偿矫正后的主同步符号与本地存储的主同步符号进行相关运算，寻找最大相关时间偏移量，实现OFDM传输信号的精确定时同步；
(5)对精确定时同步后的数据符号进行FFT运算，实现数据符号的时频域转化；
(6)利用时频域转化后数据符号中的频域导频以及本地存储的频域导频进行残余频偏估计，通过一阶滤波锁频环实现小数倍的残余频偏估计与跟踪，并以周期迭代的方式进行频偏实时补偿。
进一步的，所述前导符号具有时域周期性，由I个重复的前导序列组成，且时域周期是L，I和L均为整数，前导符号的长度为N，且N/I＝L，N*Δf/(2*L)＞|fDop_max|，其中Δf为OFDM符号子载波间隔，fDop_max为通信系统的最大频率偏移。
进一步的，所述步骤(6)中，每个迭代周期均包括以下步骤：
(601)对当前的数据符号进行残余频偏补偿纠正，即：
Figure BDA0002531719570000061
其中，Yi(k)为第i个数据符号，Yi′(k)为纠正后的第i个数据符号，
Figure BDA0002531719570000062
为由锁频环估计得到的残余频偏值，
Figure BDA0002531719570000063
的初始迭代值为0，e为自然常数，j为虚数单位；
(602)利用当前的数据符号内的频域导频及本地存储的数据符号频域导频进行互相关，相关值的相位即为当前数据符号的残余频偏估计值
Figure BDA0002531719570000064
(603)利用锁频环对下一个数据符号的残余频偏进行预测估计，得到下一个数据符号的残余频偏
Figure BDA0002531719570000071
即：
Figure BDA0002531719570000072
Figure BDA0002531719570000073
Figure BDA0002531719570000074
其中，F为滤波器增益，ωn为滤波器带宽，DLL_Reg(i)为当前寄存器存储值，DLL_Reg(i+1)为下一时刻寄存器存储值，
Figure BDA0002531719570000075
为一个中间值。
以下为一个更具体的例子：
一种基于OFDM的大多普勒无线通信时频同步方法，该方法可应用于基于OFDM或DFT-S-OFDM离散傅里叶变换扩展OFDM体制的卫星通信系统及其他大多普勒无线通信系统。
本实施例中选择基于OFDM体制的卫星通信系统，其包含前导符号和PSS同步符号的OFDM传输信号经过无线信道到达接收端，接收端经过符号频偏粗同步及补偿、符号精确同及残余频偏估计与补偿后，完成卫星通信系统的时频同步。OFDM系统数据传输帧长为10ms，包含10个1ms子帧，每个子帧包含4个0.25ms时隙，一个时隙包含14个OFDM符号；每个OFDM符号的FFT点数为N＝2048，循环前缀长度为144，子载波间隔为60kHz，通信带宽为100MHz；数据符号每隔12个子载波间隔插入一个频域导频，共插入125个数据导频；前导符号为一个完整的OFDM符号，包含周期为64的32段重复数据以及144点循环前缀；数信道模型选择AWGN信道及包含LOS径的多径信道，载频为30GHz，多普勒频移变化范围为±800khz，且在一个卫星过顶周期内按照正弦规律变化。
该方法的流程如图1所示，具体包括如下步骤：
步骤1、利用接收到的前导符号y(n)进行滑动互相关运算，通过检测相关峰，实现符号粗定时同步，此时定时时刻落在前导符号开始时刻的前后几个采样点内：
Figure BDA0002531719570000081
上式中，p(n)为采样点n处的检测值，L为前导符号周期，本实施例中为64，D为滑动相关窗口的长度，本实施例中为128，分子为滑动窗口内接收信号与延迟L个采样点的自相关系数，分母为滑动窗口内接收信号的能量。
步骤2、利用前导符号进行大多普勒频偏粗估计，实现对整数倍频偏和小数倍频偏的联合估计，假设接收信号存在多普勒频偏，则：
Figure BDA0002531719570000082
其中，x(k)是没有受到多普勒频偏信道影响的发射端前导符号，N为前导符号的长度，Δf为子载波间隔，Ts为采样间隔。ε＝N*Δf*Ts为相对子载波间隔的归一化频偏。
定义变量R：
Figure BDA0002531719570000091
其中，上标*表示取共轭，Q为前导序列的长度，本实施例中L＝Q＝64。
则，可以得到归一化的多普勒偏移粗估计值为：
Figure BDA0002531719570000092
其中，angle(·)代表求角度运算，其角度范围为(-π,π)，则归一化粗频偏的估计范围为
Figure BDA0002531719570000093
包含整数倍频移和小数倍频偏。
步骤3、利用粗频偏估计值对所有符号进行频偏初步补偿矫正，即：
Figure BDA0002531719570000094
其中，y′(k)为进行频偏补偿后的接收时域信号，此时每个OFDM符号内仅包含残余的小数倍频移，其对OFDM符号的最终影体现在各个频域子载波信号的相位旋转。
步骤4、利用频偏初步补偿后的PSS主同步符号与本地已知的PSS主同步符号进行互相关运算，通过寻找最大相关时间偏移量，实现符号精确定时同步，即：
Figure BDA0002531719570000095
其中，argmax(·)表示找最大模值，|·|表示求模值运算，Np为符号定时的最大搜索半径，C为PSS主同步符号的长度，本实施例中为63，N+Lcp为前导符号加循环前缀的长度，本实施例中为2192，s(k)为本地已知的无各类同步偏差影响的同步符号。利用最大似然检测器通过寻找最大相关值的最大偏移量mOFDM即为精确符号定时位置。
步骤5、对实现精确符号定时的数据符号进行FFT运算操作，实现信号时频域的转化，即：
Y(k)＝FFT(y′OFDM(k))
其中，FFT()表示快速傅立叶变换。
步骤6、进行残余频偏估计与补偿，具体原理如图2所示，包括如下步骤：
(1)根据前i-1个OFDM符号的残余频偏估计值对第i个数据OFDM符号进行频偏补偿，即：
Figure BDA0002531719570000101
其中，Yi(k)为第i个频域OFDM数据符号，Yi′(k)为补偿后的第i个频域OFDM数据符号，
Figure BDA0002531719570000102
为由锁频环估计到的残余频偏值，且i≥2，第1个OFDM符号的频偏补偿值为0，即第1个OFDM符号不进行残余频偏补偿。
(2)利用第i个数据符号内的频域导频与本地已知的数据符号频域导频进行残余频偏估计。
由于残余频率偏差主要引起数据符号频域子载波信号的相位旋转，记为ψ，则数据符号内的导频子载波可以表示为：
Y′i,pilot(k)＝Si,pilot(k)*ejψ
其中，Y′i,pilot(k)表示数据符号导频子载波频域值，Si,pilot(k)表示无各类同步偏差影响的本地已知的数据符号导频子载波频域数值。
定义中间变量R′(i)：
Figure BDA0002531719570000111
其中，E为导频子载波索引值集合。则可以得到残余频偏引起的相位偏差估计值为：
Figure BDA0002531719570000112
angle(·)表示求角度。
(3)利用锁频环实现对下一个数据符号残余频偏的预测估计，得到下一个数据符号残余频偏
Figure BDA0002531719570000113
即：
Figure BDA0002531719570000114
Figure BDA0002531719570000115
Figure BDA0002531719570000116
其中，F为滤波器增益，ωn为滤波器带宽，DLL_Reg(i)为当前寄存器存储值，DLL_Reg(i+1)为下一时刻寄存器存储值。
重复(1)～(3)即可实现残余频偏的估计与补偿。
图3和图4分别为上述实施例方法所得到的符号同步偏差在高斯信道(AWGN)及LOS多径信道下的均方根误差性能。从图中可以看出在两种信道条件下，随着频率偏差CFO的增大，符号同步的性能均有所下降；其次，受多径特性的影响，在相同频偏条件下，LOS多径信道下的同步性能要低于AWGN信道；同时，随着信噪比的增大，符号同步方法可在不同CFO及信道条件下均可以获得良好的性能，以满足大动态条件下卫星通信系统的初始同步需求。
图5为上述实施例方法所得到的不同信道下的误码性能。从图中可以看出，在相同大频率偏差CFO为900khz条件下，本实施例时频同步方法在不同信道条件且高信噪比条件下具有较低的误码率；同时在低信噪比条件下，LOS多径信道下的误码性能劣于AWGN信道约1dB。这是由于LOS信道条件下，误码率除了受到噪声及频偏的影响外，同时还受到多径信道的干扰。
从图3至图5可以看出，在AWGN及LOS多径信道条件，本实施例时频同步方法在高信噪比条件下均具有良好的性能，且几乎不受大多普勒频移的影响，具有较好的鲁棒性。
上面所描述的实施例仅是本发明一个具体的实施例，而不是全部实施例。基于本发明中的实施例，本领域技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的其他实施例，都属于本发明保护的范围。

Claims (3)

1.一种基于OFDM的大多普勒无线通信时频同步方法，其特征在于，应用于无线通信系统的接收端，所述接收端中存储有与发送端相同的主同步符号和数据符号频域导频，包括以下步骤：
(1)接收包括前导符号、主同步符号和数据符号在内的OFDM传输信号，利用前导符号进行滑动相关运算，检测相关峰，进行符号粗定时同步；
(2)利用前导符号进行大多普勒频偏粗估计，实现对整数倍频偏和小数倍频偏的联合估计；
(3)利用步骤(2)的估计结果对前导符号、主同步符号和数据符号进行频偏初步补偿矫正；
(4)利用频偏初步补偿矫正后的主同步符号与本地存储的主同步符号进行相关运算，寻找最大相关时间偏移量，实现OFDM传输信号的精确定时同步；
(5)对精确定时同步后的数据符号进行FFT运算，实现数据符号的时频域转化；
(6)利用时频域转化后数据符号中的频域导频以及本地存储的频域导频进行残余频偏估计，通过一阶滤波锁频环实现小数倍的残余频偏估计与跟踪，并以周期迭代的方式进行频偏实时补偿。
2.根据权利要求1所述的一种基于OFDM的大多普勒无线通信时频同步方法，其特征在于，所述前导符号具有时域周期性，由I个重复的前导序列组成，且时域周期是L，I和L均为整数，前导符号的长度为N，且N/I＝L，N*Δf/(2*L)＞|fDop_max|，其中Δf为OFDM符号子载波间隔，fDop_max为通信系统的最大频率偏移。
3.根据权利要求1所述的一种基于OFDM的大多普勒无线通信时频同步方法，其特征在于，所述步骤(6)中，每个迭代周期均包括以下步骤：
(601)对当前的数据符号进行残余频偏补偿纠正，即：
Figure FDA0002531719560000021
其中，Yi(k)为第i个数据符号，Y′i(k)为纠正后的第i个数据符号，
Figure FDA0002531719560000022
为由锁频环估计得到的残余频偏值，
Figure FDA0002531719560000023
的初始迭代值为0，e为自然常数，j为虚数单位；
(602)利用当前的数据符号内的频域导频及本地存储的数据符号频域导频进行互相关，相关值的相位即为当前数据符号的残余频偏估计值
Figure FDA0002531719560000024
(603)利用锁频环对下一个数据符号的残余频偏进行预测估计，得到下一个数据符号的残余频偏
Figure FDA0002531719560000025
即：
Figure FDA0002531719560000026
Figure FDA0002531719560000027
Figure FDA0002531719560000028
其中，F为滤波器增益，ωn为滤波器带宽，DLL_Reg(i)为当前寄存器存储值，DLL_Reg(i+1)为下一时刻寄存器存储值，
Figure FDA0002531719560000029
为一个中间值。
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