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CN110875686B - 电子转换器和操作电子转换器的方法 - Google Patents

电子转换器和操作电子转换器的方法 Download PDF

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Abstract

本公开的实施涉及电子转换器和操作电子转换器的方法。一种电子转换器具有第一输入端子和第二输入端子、第一输出端子和第二输出端子、布置在第一输入端子与中间节点之间的电流调节器电路、布置在中间节点与第二输入端子之间的输入电容器、以及输出电容器。控制电路块被配置为感测输入电压，将经调节的电压与参考值进行比较并且生成第一信号，将输入电压与下限阈值和上限阈值进行比较并且生成第二信号，根据第一信号在激活模式与空闲模式之间切换电子转换器，并且当电子转换器处于激活模式时，根据第二信号在再充电阶段与切换阶段之间切换电子转换器。

Description

电子转换器和操作电子转换器的方法
相关申请的交叉引用
本申请要求于2018年8月29日提交的意大利专利申请No.102018000008221的优先权，该申请通过引用并入本文。
技术领域
本公开的实施例涉及电子转换器。
背景技术
本领域已知的电子转换器可以采用如图1所示的布置。
图1示出了在端子100和102处提供电压VBAT的电压源BAT，例如电池。在本文中考虑的示例中，端子102耦合到参考(地)端子GND，从而相对于参考(地)电压(通常假定为零电压电平)来测量电压VBAT。
电子转换器10可以具有耦合到端子100和102以接收输入电压VBAT的输入端口(即，一对输入端子)以及用于在输出端子104和106处提供经调节的输出电压VOUT的输出端口。
输出负载OL可以耦合在输出端子104和106之间，从而被提供有由电子转换器10提供的经调节的电压VOUT。
应当理解，输出负载OL以及电压源BAT可以是与本公开的实施例不同的元件。
可选地，电子转换器10的(负)输出端子106可以耦合到相同的参考(地)端子GND，如图1中用虚线所示。但是，这种耦合不是强制性的。
例如，(负)输出端子106可以耦合到不同的参考端子，并且输出电压VOUT可以相对于不同的参考电压来测量，即，(负)输出端子106与参考(地)端子GND之间的电压降可以与零不同。
在DC/DC转换器的情况下，其中输入DC电压VBAT被转换为输出调节DC电压VOUT，输出电压VOUT可以高于、低于或等于输入电压VBAT。
在这方面，本领域已知不同类型的开关转换器：降压转换器提供输出电压VOUT<VBAT，升压转换器提供输出电压VOUT>VBAT，并且降压升压转换器提供可以高于或低于输入电压VBAT的输出电压VOUT。降压升压转换器特别适用于所需要的输出电压VOUT非常接近输入电压VBAT的情况。
应当理解，这种降压、升压和降压升压电子转换器(以及其他转换器架构)在本领域中是公知的，因此在本公开中将不提供对这种已知转换器架构的更详细描述。例如，在本上下文中可以引用文献1999年的STMicroelectronics Application Note的L.Wiidart的“Topologies for switched mode power supplies”。
此外，应当理解，对降压、升压和降压升压转换器的引用仅是示例性的，并且一个或多个实施例可以涉及其他转换器架构。
发明内容
本公开的实施例涉及电子转换器。本公开的具体实施例涉及用于低功率电子系统的电子转换器。
本公开的各种实施例提供用于生成具有输入电流调节和增加的能量效率的调节(DC)电压的解决方案。
如上所述，本公开的各种实施例涉及一种电子转换器。
在各种实施例中，电子转换器包括：第一输入端子和第二输入端子，被配置为在第一输入端子和第二输入端子之间(即，跨第一输入端子和第二输入端子)接收电源电压；以及第一输出端子和第二输出端子，被配置为在第一输出端子和第二输出端子之间提供经调节的电压。
在各种实施例中，电子转换器包括布置(连接)在第一输入端子与电子转换器中的中间节点之间的电流调节器电路，电流调节器电路被配置为将在第一输入端子与中间节点之间流动的电流调节到特定调节值。
在各种实施例中，电子转换器包括布置(连接)在中间节点与第二输入端子之间的输入电容器。
在各种实施例中，电子转换器包括切换级，切换级具有耦合到中间节点和第二输入端子的输入端口、以及耦合到第一输出端子和第二输出端子的输出端口。
在各种实施例中，电子转换器包括布置(连接)在第一输出端子与第二输出端子之间的输出电容器。
在各种实施例中，电子转换器包括控制电路块，控制电路块被配置为感测中间节点处的输入电压和第一输出端子处的经调节的电压，将经调节的电压与参考值进行比较，并且生成具有分别指示经调节的电压高于或低于参考值的第一值和第二值的第一信号，将输入电压与下限阈值和上限阈值进行比较，并且生成具有分别指示输入电压达到下限阈值或上限阈值之一的第一值和第二值的第二信号，根据第一信号，在激活模式与空闲模式之间切换电子转换器，在激活模式下，经调节的电流流过在第一输入端子与中间节点之间的电流调节器电路以对输入电容器充电，在空闲模式下，从输入电容器到输出电容器的能量传递被禁止，并且流过在第一输入端子与中间节点之间的电流调节器电路的电流被中断，并且作为电子转换器处于激活模式的结果，根据第二信号在再充电阶段与切换阶段之间切换电子转换器，在再充电阶段，从输入电容器到输出电容器的能量传递被禁止，在切换阶段，切换级中的一个或多个电子开关的切换由控制电路块控制，以实现从输入电容器到输出电容器的能量传递(例如，通过在电子转换器的导通状态与断开状态之间循环切换)。
在各种实施例中，控制电路块被配置为将电子转换器切换到：空闲模式，作为第一信号具有指示经调节的电压高于参考值的第一值的结果，以及激活模式，作为第一信号具有指示经调节的电压低于参考值的第二值的结果，并且作为电子转换器处于激活模式的结果，控制电路块被配置为将电子转换器切换到：再充电阶段，作为第二信号具有指示输入电压已经达到下限阈值(例如，已经低于下限阈值)的相应第一值的结果，以及切换阶段，作为第二信号具有指示输入电压已经达到上限阈值(例如，已经超过上限阈值)的相应第二值的结果。
在各种实施例中，切换级包括降压切换级、升压切换级、降压升压切换级中的一个。
在各种实施例中，作为电子转换器处于激活模式的结果而在第一输入端子与中间节点之间流动的电流的调节值，可以通过感测由耦合到电流调节器电路的参考电流源生成的参考电流来调节，或(即，和/或)通过调节在电流调节器电路中提供的可变组件的值来调节。
在各种实施例中，下限阈值和上限阈值是根据电源电压生成的，其中下限阈值具有的值优选地在电源电压的90％到95％之间，更优选地等于电源电压的95％，并且上限阈值具有的值优选地在电源电压的97％到100％之间，更优选地等于电源电压的99％。
在各种实施例中，在电子转换器的切换阶段期间，切换级被多次切换到导通状态和断开状态。
在各种实施例中，电子转换器包括在输入电容器与输出电容器之间提供电流路径的电感器，电感器耦合到切换级的电感器端口，其中电感器可以是外部组件。
在各种实施例中，控制电路块被配置为通过以下方式感测流过电感器的电流并且作为电子转换器处于切换阶段的结果而控制切换级：周期性地将切换级切换到断开状态；以及作为流过电感器的电流减小到零的结果，将切换级切换到导通状态。
在各种实施例中，控制电路块被配置为接收由振荡器电路块生成的时钟信号，感测流过电感器的电流并且生成指示流过电感器的电流减小到零的第三信号，生成具有与时钟信号的上升沿或下降沿相对应的脉冲的第四信号，并且作为电子转换器处于切换阶段的结果，通过以下方式控制所述切换阶段：作为第三信号指示流过电感器的电流减小到零的结果，将切换级切换到导通状态；以及作为在第四信号中发生脉冲的结果，将切换级切换到断开状态。
在各种实施例中，作为当电子转换器切换到切换阶段时时钟信号为高的结果，第四信号具有与时钟信号的上升沿相对应的脉冲，或者作为当电子转换器切换到切换阶段时时钟信号为低的结果，第四信号的具有与时钟信号的下降沿相对应的脉冲。
在各种实施例中，第四信号具有与时钟信号的每第n个上升沿或下降沿相对应的脉冲，n是大于或等于1的整数。
附图说明
现在将参考附图来描述本公开的实施例，附图仅作为非限制性示例提供，并且在附图中：
图1已经在前面描述过；
图2示出了根据本公开的被配置为生成经调节的电压的电子转换器的实施例；
图3示出了适于在图2的电子转换器中操作的电流调节器电路的电路图；
图4是根据图2的电子转换器的实现细节的示例；以及
图5示出了图4的电子转换器中的信号的示例性波形。
具体实施方式
在以下描述中，给出了很多具体细节以提供对实施例的透彻理解。实施例可以在没有一个或多个特定细节的情况下或者利用其他方法、组件、材料等来实现。在其他情况下，未详细示出或描述公知的结构、材料或操作以避免模糊实施例的各方面。
本说明书中对“一个实施例”或“实施例”的引用表示结合该实施例描述的特定特征、结构或特性被包括在至少一个实施例中。因此，贯穿本说明书在各个地方出现的短语“在一个实施例中”或“在实施例中”不一定都指的是同一实施例。此外，特定特征、结构或特性可以在一个或多个实施例中以任何合适的方式组合。
本文中提供的标题仅为了方便，并不解释实施例的范围或含义。
发明人已经观察到，诸如降压、升压和降压升压开关转换器等已知电子转换器具有一些缺点。
例如，参考图1，电子转换器10的切换活动可能导致通过输入端子100从电压源BAT流入电子转换器10中的输入电流IIN的尖锐电流脉冲。在输入端子100、102通过电池BAT供电的情况下，这样的输入电流IIN是从电池BAT汲取的，其中尖锐的电流脉冲可能导致电池随时间退化。
因此，在电池供电的电子设备的情况下，对由电子转换器10汲取的输入电流IIN的某种调节和/或限制将是有益的，因为这种调节和/或限制导致电池寿命增加。
然而，输入电流调节和/或限制可能降低从传统电子转换器10的输入端口到输出端口的能量传递效率。
事实上，电子转换器10的输入端口100、102和输出端口104、106之间的能量传递通常通过(外部)电感器(图1中未示出)进行，该电感器备选地可以通过电子转换器10中的至少一个电子开关耦合到输入端子100和输出端子104。
通常，(外部)电感器在电子转换器10的切换周期的第一部分(即，电子转换器10的所谓的导通状态)耦合到输入端子100，以便存储由电压源BAT提供的能量，并且在电子转换器10的切换周期的第二部分(即，电子转换器10的所谓的断开状态)耦合到输出端子104，以便向输出负载OL提供(至少部分)存储在电感器中的能量。
应当理解，开关电子转换器10的导通和断开状态的定义通常是本领域技术人员已知的，例如，对于降压、升压和降压升压电子转换器，因此本文中不必提供更详细的描述。
根据以下等式，在电子转换器10的每个导通/断开切换周期中存储在(外部)电感器中的能量E取决于电感器的电感L和在其中流动的电流IL的平方：
Figure BDA0002182968980000071
在某些应用中，与电子转换器10结合使用的(外部)电感器的电感L可以很低，例如，以便减小耦合到转换器电路的电感性元件的尺寸和/或成本。因此，在不降低传递效率的情况下实现具有小电感L和有限电流IL的令人满意的“能量传递速率”可能需要改进的解决方案。
在下面的图2至5中，已经参考图1描述的部件、元件或组件由先前在该图中使用的相同的附图标记表示。在下文中将不再重复对这些先前描述的元件的描述，以免使本详细描述负担过重。
如前所述，本公开的各种实施例涉及电子转换器10，电子转换器10被配置为在输入端口100、102处接收(DC)输入电压VBAT，并且在输出端口104、106处提供经调节的(DC)输出电压VOUT。
图2示出了根据本说明书的电子转换器10的实施例的电路架构。
在各种实施例中，电子转换器10包括用于到提供输入电压VBAT的(DC)电压源的连接的两个输入端子100和102(即，输入端口100、102)。例如，端子100和102可以连接到电池BAT。(负)端子102通常被假定为电路中的电压的参考端子，并且可以可选地耦合到地GND。
在各种实施例中，电子转换器10包括用于提供经调节的(DC)输出电压VOUT的至少两个输出端子104和106(即，输出端口104、106)。经调节的(DC)输出电压VOUT可以提供给可能耦合到输出端口104、106的输出负载OL。
如先前参考图1所述，在各种实施例中，(负)输出端子106可以耦合到参考(地)端子GND，例如，通过将(负)输出端子106连接到(负)输入端子102，但是这种耦合不是强制性的。电子转换器10被配置为在端子104和106之间生成经调节的并且基本恒定的电压VOUT，并且可以为(负)输出端子106生成与参考(地)端子GND处的接地电压不同的参考电压。
在各种实施例中，电子转换器10具有耦合在(正)输入端子100与中间节点108之间的电流调节器电路CR，电流调节器电路CR被配置用于将可以从输入端子100流动到中间节点108的电流IIN调节到某个期望值IREG。
在各种实施例中，电流调节器电路CR附加地具有耦合到参考电流源CS的第三端子(参见图2的虚线)。在这样的实施例中，参考电流源CS耦合在电流调节器电路CR与端子102之间，并且被配置为提供由电流调节器电路CR感测的参考电流IREF。
在各种实施例中，参考电流IREF的值在电子转换器10的操作期间保持恒定，并且电流IIN的期望值IREG可以通过改变电流调节器电路CR内部的一个或多个参数来调节。
备选地，可以改变由电流源CS提供的参考电流IREF，以便调节从输入端子100经过电流调节器电路CR流到中间节点108的电流IIN的值IREG。
在各种实施例中，电子转换器10具有耦合在中间节点108与(负)输入端子102之间的缓冲电容器CBUFF。
在各种实施例中，电子转换器10具有切换级SS，切换级SS具有耦合到端子108和102的输入端口以及耦合到输出端子104和106的输出端口。
切换级SS包括用于耦合到电感器L的第三端口110、112，电感器L在切换级SS的切换活动期间存储和释放能量(分别为切换级SS的导通状态和断开状态)，从而允许能量从输入端口108、102传递到输出端口104、106。
在各种实施例中，切换级SS可以包括例如降压、升压或降压升压级。
在各种实施例中，输出电容器COUT设置在电子转换器10内，耦合在输出端子104、106之间(即，与切换级SS的输出端口并联并且可能与输出负载OL并联)。
通常，输出电容器COUT具有比缓冲电容器CBUFF更大的电容，缓冲电容器CBUFF并联耦合到切换级SS的输入端口。
在各种实施例中，切换级SS的操作由控制电路CTR控制，控制电路CTR被配置为感测中间节点108处的电压VBUFF、输出节点104处的输出电压VOUT和输入节点100处的输入电压VBAT。控制电路CTR可以从这些节点108、104、100汲取可忽略的电流。
附加地，在各种实施例中，控制电路CTR被配置为接收由时钟发生器电路OSC提供的时钟信号CLK(参见图2的虚线)。因此，控制电路CTR可以利用时钟信号CLK控制切换级SS在同步模式下的操作。
图3是用于例如图2中例示的电子转换器10中的电流调节器电路CR的可能实现的示例。
图3中例示的电流调节器电路CR具有与晶体管32串联耦合的电阻器RS。具体地，在本文中例示的实施例中，晶体管32是p沟道MOS晶体管。一系列电阻器RS和晶体管32耦合在电子转换器10的输入端子100与中间节点108之间。运算放大器30具有耦合到输入端子100的非反相输入，以及耦合到电阻器RS与晶体管32之间的节点114的反相输入。运算放大器30的输出耦合到晶体管32的(栅极)控制端子。
因此，在如图3中例示的电流调节器电路CR中，通过利用运算放大器30和晶体管32实现负反馈控制，将从输入端子100流到中间节点108的电流IIN调节到特定值IREG。电流IIN的值IREG是电阻器RS的值、运算放大器30的参数和晶体管32的参数的函数。
实际上，电流IIN的增加(相应减小)将导致跨电阻器RS的电压降增加(相应减小)，从而通过运算放大器30导致p沟道MOS晶体管32的栅极电压的增加(相应减小)，并且从而导致p沟道MOS晶体管32的导电性的减小(相应增加)，从而便于调节提供给节点108以对缓冲电容器CBUFF进行充电的电流IIN。
在各种实施例中，电流调节器电路CR中的电阻器RS的值可以被选择为在10Ω到200Ω之间，例如，大约40Ω，导致跨电阻器RS的电压降通常不超过20mV。
因此，在各种实施例中，输入端子100与中间节点108之间的电压降(即，输入电压VBAT与切换级SS的输入端口处的电压VBUFF之间的差值)通常限于输入电压VBAT的至多10％，优选地小于输入电压VBAT的5％。
附加地或备选地，在各种实施例中，电阻器RS可以是可变电阻器，因此提供调节流过电流调节器电路CR的电流IIN的值IREG的可能性。
应当注意，实施例中的电流调节器电路CR的可能实现不限于图3所示的拓扑，该拓扑在本文中仅作为示例进行描述。
通常，在电子转换器10的实施例中，在端子100和108之间提供经调节的电流IIN和低压降的任何电路拓扑可以用作电流调节器电路CR。跨电流调节器电路CR的低压降有助于限制电流调节器电路CR中的能量耗散，从而提高电子转换器10的能量效率。
图4示出了如图2中例示的用于将能量从缓冲电容器CBUFF传递到电子转换器10中的输出电容器COUT的切换级SS和控制电路CTR的可能实施例。
在图4的实施例中，考虑了另外的传统的4开关降压升压切换级SS。在这种结构中，第一开关S1耦合在端子108与(外部)电感器L的第一端子110之间；第二开关S2耦合在电感器L的第一端子110与参考(地)端子GND之间；第三开关S3耦合在电感器L的第二端子112与参考(地)端子GND之间；并且第四开关S4耦合在电感器L的第二端子112与输出端子104之间。
在本文中考虑的实施例中，开关S1、S2、S3、S4是MOS晶体管。然而，可以使用任何类型的电子开关来代替MOS晶体管。
如图4中例示的，控制电路CTR被配置为生成用于控制切换级SS中的相应开关S1、S3、S4、S2的控制信号A、B、C、D，从而确定切换级SS的状态(例如，导通或断开)。
例如，在各种实施例中(参见例如图4)，开关S1和S3处于导通状态并且开关S2和S4处于不导通状态，导致切换级SS处于导通状态，其中电感器L并联耦合到缓冲电容器CBUFF。相反，开关S1和S3处于不导通状态并且开关S2和S4处于导通状态，导致切换级SS处于断开状态，其中电感器L并联耦合到输出电容器COUT。
如前所述，作为切换级SS处于导通状态的结果，能量从缓冲电容器CBUFF传递到电感器L；而作为切换级SS处于断开状态的结果，能量从电感器L传递到输出电容器COUT。
应当理解，在本说明书中仅通过示例的方式参考4开关降压升压切换级SS，因为这种架构非常通用并且允许通过简单修改获取其他类型的切换级(例如，降压或升压)。
例如，通过消除开关S3，并且利用电感器L的第二端子112与输出端子104之间的直接耦合来代替开关S4，可以从图4的架构开始获取降压切换级。在这种情况下，当开关S1导通并且开关S2不导通时，切换级SS将处于导通状态，而当开关S1不导通并且开关S2导通时，切换级SS将处于断开状态。
通过附加地利用具有耦合到电感器L的第一端子110的阴极和耦合到参考(地)端子GND的阳极的二极管替换开关S2，可以获取简化的降压切换级。因此，在这种情况下，当开关S1导通时，切换级SS将处于导通状态，而当开关S1不导通时，切换级SS将处于断开状态。
类似地，通过消除开关S2，并且利用电感器L的第一端子110与端子108之间的直接耦合来代替开关S1，可以从图4的架构开始获取升压切换级。在这种情况下，当开关S3导通并且开关S4不导通时，切换级SS将处于导通状态；而当开关S3不导通并且开关S4导通时，切换级SS将处于断开状态。
通过另外利用具有耦合到输出端子104的阴极和耦合到电感器L的第二端子112的阳极的二极管代替开关S4，可以获取简化的升压切换级。因此，在这种情况下，当开关S3导通时，切换级SS将处于导通状态；而当开关S3不导通时，切换级SS将处于断开状态。
因此，应当理解，如图4所示的对4开关降压升压切换级SS的引用仅是示例性的，并且本公开不限于这种特定情况。
在各种实施例中，控制电路CTR包括具有滞后的比较器40，比较器将端子108处的电压VBUFF与根据端子100处的电压VBAT生成的电压下限阈值VTH,L和电压上限阈值VTH,H进行比较，从而生成指示输入电压VBUFF达到上限阈值VTH,H或下限阈值VTH,L的数字信号TH。比较器44将端子104处的输出电压VOUT与某个参考值VREF(例如，3.0V)进行比较，从而生成指示输出电压VOUT高于或低于参考值VREF的数字信号EN。数字控制电路DCTR至少接收数字信号TH和EN，并且生成用于控制切换级SS中的相应开关的控制信号A、B、C、D。
应当理解，电压下限阈值VTH,L和电压上限阈值VTH,H可以通过在附图中不明确可见的电路(例如，这种电路可以是具有滞后的比较器40的一部分)根据电压VBAT来生成。例如，耦合到运算放大器的电阻网络(图中不可见)可以提供具有滞后的比较器40，其中可以通过选择电阻网络中的组件的值来相对于电压VBAT调节阈值VTH,L和VTH,H的值。具有滞后的比较器的这种实现在本领域中是已知的，因此本文中不必提供更详细的描述。
备选地，可以实现其他电路以用于根据比较器40外部的电压VBAT生成阈值VTH,L和VTH,H。
附加地，在各种实施例中，控制电路CTR具有附加比较器42，附加比较器42具有耦合到电感器L的第一端子110的第一输入和耦合到参考(地)端子的第二输入。具体地，在图4中考虑的实施例中，比较器42被配置为感测跨开关S2的电压降，开关S2是n沟道MOS晶体管。因此，比较器42被配置为感测MOS晶体管的漏极源极电压VD-VS。
通过感测跨开关S2的电压降，特别是通过感测这种电压降的迹象，比较器42生成指示在电感器L中流动的电流IL的方向的数字信号ZCS。例如，在本文中考虑的实施例中，当VD>VS时，数字信号ZCS可以是高电平，该条件表示电感器L中的电流IL通过开关S2从输出端子104流向地。
备选地，在各种实施例中可以包括其他感测架构，这些感测架构被配置用于检测在电感器L中流动的电流IL的方向，并且由此生成数字信号ZCS。例如，应当理解，在切换级SS被实现为升压级(即，没有开关S2)的情况下，可以实现不同的感测架构以用于生成指示在电感器L中流动的电流IL的方向的数字信号ZCS。
在各种实施例中，数字信号ZCS也可以由数字控制电路DCTR接收以用于控制切换级SS。
附加地，在各种实施例中，控制电路CTR被配置为接收由时钟发生器电路OSC(图4中不可见)生成的时钟信号CLK。
各种实施例相对于已知电子转换器的第一优点通过电流调节器电路CR与缓冲电容器CBUFF协作的手段来获取。
实际上，在各种实施例中，缓冲电容器CBUFF利用在电流调节器电路CR的输出处提供的经调节的(和恒定的)电流IIN充电。因此，由(DC)电压源BAT提供的电流也是被调节的(和恒定的)。在(DC)电压源BAT是电池的情况下，保护电池BAT免受由切换级SS的切换活动引起的尖锐电流峰值的影响，从而增加电池BAT的寿命。
通过(部分地)对缓冲电容器CBUFF进行放电，可以在切换级SS的输入处提供可以存在于电流IL中的电流峰值。
如前所述，在各种实施例中，电子转换器10的切换活动由数字控制电路DCTR根据信号EN、TH和可选的ZCS来控制。
特别地，电子转换器10可以被配置为在两种可能的模式之间切换：“空闲”模式和“激活”模式。在“空闲”模式下，作为输出电压VOUT已经达到期望值(例如，高于参考值VREF)的结果，通过切换级SS从缓冲电容器CBUFF到输出电容器COUT的能量传递被禁止。缓冲电容器CBUFF可以被完全充电，导致几乎零电流通过电流调节器电路CR从电压源BAT被汲取。
在“激活”模式下，作为输出电压VOUT低于期望值的结果，可以允许通过切换级SS从缓冲电容器CBUFF到输出电容器COUT的能量传递。缓冲电容器CBUFF通过电流调节器电路CR从电压源BAT汲取经调节的电流IIN。
因此，可以通过数字信号EN的值来驱动电子转换器10在空闲模式与激活模式之间的换向。实际上，在各种实施例中，端子104处的输出电压VOUT高于(相应低于)参考值VREF导致数字信号EN等于0(相应的1)。因此，作为EN＝0的结果，电子转换器10可以处于空闲模式，而作为EN＝1的结果，电子转换器10可以处于激活模式。
在各种实施例中，电子转换器10处于空闲模式可能导致开关S2和S3处于导通状态并且开关S1和S4处于不导通状态。根据切换级SS中的开关的这种配置，切换级SS的输入端口和输出端口被去耦合，并且电感器L耦合到地，从而导致上述操作。
在各种实施例中，电子转换器10的激活模式又被分为两个阶段：“再充电”阶段和“切换”阶段。在“再充电”阶段，作为输入电压VBUFF已经达到下限阈值VTH,L的结果，通过切换级SS从缓冲电容器CBUFF到输出电容器COUT的能量传递被禁止。缓冲电容器CBUFF通过电流调节器电路CR由电压源BAT提供的电流IIN充电。
在“切换”阶段，控制电路CTR控制切换级SS中的一个或多个开关的换向，以允许从缓冲电容器CBUFF到输出电容器COUT的能量传递，其中缓冲电容器CBUFF通过电流调节器电路CR从电压源BAT汲取经调节的电流IIN。
应当注意，在切换级SS中涉及“一个或多个开关”，因为切换级SS中的开关的数目可以取决于如前所述的特定实现的架构(例如，降压、升压、降压升压等)。
因此，电子转换器10在再充电阶段与切换阶段之间的换向可以由数字信号TH的值驱动。实际上，在各种实施例中，端子108处的输入电压VBUFF达到上限(相应下限)阈值VTH,H(相应VTH,L)导致数字信号TH的上升(相应下降)沿。因此，作为TH＝0的结果，电子转换器10可以处于再充电阶段，而作为TH＝1的结果，电子转换器10可以处于切换阶段。
在各种实施例中，电子转换器10处于再充电阶段可能导致开关S2和S3处于导通状态并且开关S1和S4处于不导通状态，即开关S1、S2、S3、S4处于空闲模式的相同配置。
应当理解，尽管可能以开关S1、S2、S3、S4的相同配置为特征，但是空闲模式和再充电阶段可以对应于转换器10的不同电气状态以及数字控制电路DCTR的不同逻辑状态。
考虑到转换器10的电气状态，在空闲模式下，电压VBUFF可以几乎等于电压VBAT，从而抵消节点100与节点108之间的电流，而在再充电阶段，电压VBUFF可以在两个阈值VTH,L和VTH,H之间，从而导致节点100与节点108之间的某种经调节的电流。
考虑到数字控制电路DCTR的逻辑状态，输出信号A、B、C、D在空闲模式和再充电阶段都可以是相同的。在空闲模式下，数字控制电路DCTR可能(仅)对数字信号EN敏感，而在再充电阶段，数字控制电路DCTR可能处于某种“等待”状态，对数字信号TH敏感并且准备好切换到切换阶段。
在各种实施例中，上限阈值VTH,H和下限阈值VTH,L可以被定义为由电压源BAT在端子100、102处提供的电压VBAT的函数。
例如，以下等式可以适用：
VTH，H＝αH·VBAT
VTH，L＝αL·VBAT
其中参数αH和αL可以根据应用进行调节，其中αL<αH。
例如，参数αH的值可以选择为接近于1，以便在端子100和108之间提供低压降。但是，参数αH的值不应当选择为太接近于1，因为这样会由于跨电流调节器电路CR的寄生电压降而导致端子108处的电压VBUFF永远不会达到上限阈值VTH,H。
附加地，电压VBUFF的平均值应当保持接近输入电压VBAT，以减少电压源BAT对缓冲电容器CBUFF充电过程中的能量损失。
因此，参数αH和αL的值可以选择为接近于1(但仍然满足αL<αH)。实际上，缓冲电容器CBUFF的充电过程的能量效率ηLIM可以根据以下等式在概念上计算：
Figure BDA0002182968980000171
这表明，通过使参数αH和αL都接近于1，可以提高充电过程的能量效率ηLIM。
例如，参数αH可以具有在0.97到1.00之间的值，优选地等于0.99，并且参数αL可以具有在0.90到0.95之间的值，优选地等于0.95。
应当注意，参数αH和αL的高值(例如，接近于1)导致高能量效率，但是也可能需要大的缓冲电容器CBUFF。因此，参数αH和αL可以具有与上面列出的值不同的值——纯粹作为示例——以便在效率目标与设计约束(例如，限制缓冲电容器CBUFF的最大电容的约束)之间提供平衡。
而且，应当注意，差值αH-αL优选地不应当小于0.3，以便于例如具有滞后的比较器40的控制电路的正确换向。
如前所述，仅作为电子转换器10处于切换阶段的结果，允许切换级SS的开关(例如，S1、S2、S3、S4)的换向。在处于切换阶段时，基于输入电压VBUFF和输出电压VOUT，切换级SS可以以不同的方式操作，如2014年9月的STMicroelectronics应用笔记4449中的文档“Buck-boost converter using the STM32F334Discovery kit”中讨论的。
基于参考图2和4描述的架构的电子转换器10在电子转换器10的每个周期(包括再充电阶段和随后的切换阶段)可以从缓冲电容器CBUFF向输出电容器COUT传递的能量的量大约等于E＝1/2·CBUFF·(VTH，H-VTH，L)2。
在各种实施例中，这样的量E的能量可以利用单个“能量传递动作”传递，即利用在每个切换阶段期间在切换级SS中的开关单个换向。例如，切换级SS可以在切换阶段的整个持续时间内换向到导通状态，而在再充电阶段的整个持续时间内处于断开状态。
在这种操作模式下，数字控制电路DCTR可以根据数字信号TH和EN生成用于切换级SS中的一个或多个开关的操作的信号(例如，A、B、C、D)，而不需要时钟信号CLK。特别地，还应当理解，在这种操作模式下，数字信号ZCS对于数字控制电路DCTR的操作可能不是必需的，只要开关S4被具有耦合到输出端子104的阴极和耦合到电感器L的第二端子112的阳极的二极管代替，以用于防止电流IL通过电感器L从输出节点104流向地。
附加地，发明人已经观察到，能量传递效率可以通过将单个能量传递动作(传递为量E的能量)划分为N个连续的能量传递动作来改善，其中每个能量传递动作传递的能量的量为E/N。例如，在该上下文中，可以引用2014年7月的IEEE Transactions on Circuitsand Systems I:Regular Papers,vol.61,no.7的S.Nakata等人的文献“Energy EfficientStepwise Charging of a Capacitor Using a DC-DC Converter With ConsecutiveChanges of its Duty Ratio”的第2194-2203页。
实际上，根据以下等式，将单个能量传递动作分成N个连续的能量传递动作导致流入电感器L的峰值电流IL减小，从而提高了电子转换器10的总效率：
Figure BDA0002182968980000191
其中ELOSS(multi)是在N个连续能量传递动作中传递一定量的能量而损失的能量，ELOSS(single)是在单个能量传递动作中传递相同量的能量而损失的能量，R是缓冲电容器CBUFF与输出电容器COUT之间的导电路径的电阻(近似于与电感器L串联的电阻)，IMAX(multi)是在N个连续能量传递动作中传递能量的情况下在电感器L中流动的峰值电流，并且TCLK是N个连续能量传递动作中的每个动作的持续时间。
因此，根据以下等式，通过增加连续能量传递动作的数目N，可以增加能量传递效率：
Figure BDA0002182968980000192
其中ηmulti是在N个连续能量传递动作中传递能量时的能量传递效率，并且ηsingle是在单个能量传递动作中传递能量时的能量传递效率。
电子转换器10的各种实施例被配置用于实现从缓冲电容器CBUFF到输出电容器COUT的逐步能量传递，从而改进能量效率。
在图4中考虑的实施例中，数字控制电路DCTR可以被配置为在电子转换器10的切换阶段期间，根据数字信号ZCS和时钟信号CLK在导通状态与断开状态之间来切换切换级SS，以便在单个切换阶段期间提供从缓冲电容器CBUFF到输出电容器COUT的多个能量传递动作。
因此，图4中例示的各种实施例可以根据图5所示的示例性信号波形进行操作。
如图5所示(其中假定电子转换器10处于激活模式，即EN＝1)，在时刻t0，电子转换器10切换到再充电阶段，因为电压VBUFF已经达到下限阈值VTH,L。在再充电阶段，从切换级SS的输入端口到输出端口的能量传递被禁止，因此缓冲电容器CBUFF用可能由电流调节器电路CR调节的(恒定)电流IIN充电，导致电压VBUFF以与IIN指示性地成比例的斜率(线性地)增加。
在接下来的时刻t1，电压VBUFF达到上限阈值VTH,H，因此数字信号TH变为高。假定端子104处的输出电压VOUT低于参考值VREF(即，信号EN为高)，则电子转换器10切换到切换阶段。
在切换阶段，切换级SS根据数字信号IMS和ZCS在导通状态与断开状态之间来切换，其中数字信号IMS和ZCS的频率是时钟信号CLK的频率的函数，从而导致从切换级SS的输入端口到输出端口的步进的能量传递，这增加了能量传递效率。
图5所示的数字信号IMS由数字控制电路DCTR根据以下规则(在内部)生成：
如果数字信号TH为低，则数字信号IMS为低；
如果数字信号TH为高，则数字信号IMS在时钟信号CLK具有以下边缘的每个时刻都具有脉冲：
当数字信号TH变为高电平时，如果时钟信号CLK为低，则具有下降沿，或者
当数字信号TH变为高电平时，如果时钟信号CLK为高，则具有上升沿。
当电子转换器10在时刻t1切换到切换阶段时，切换级SS初始设置为导通状态。在导通状态下，缓冲电容器CBUFF从电流调节器电路CR汲取(经调节的)电流IIN，并且向电感器L提供增加的电流IL，从而将能量传递给电感器L。作为电流IL高于(经调节的)电流IIN的结果，电压VBUFF减小。切换级SS保持在导通状态，直到由数字控制电路DCTR在数字信号IMS中感测到脉冲，例如，在t2时刻。
作为在时刻t2在数字信号IMS中感测到脉冲的结果，切换级SS切换到断开状态，其中缓冲电容器CBUFF从电流调节器电路CR汲取(经调节的)电流IIN而不向电感器L提供电流。因此，电压VBUFF增加，并且在电感器L中流动的电流IL减小。
作为在电感器L中流动的电流IL减小到零的结果，例如，在时刻t3，在比较器42的输出处生成的数字信号ZCS变为高电平，再次触发切换级SS换向到导通状态。
只要信号TH和EN都为高，即只要电子转换器10处于切换阶段，则切换级SS在导通状态与断开状态之间的换向就会继续，其中导通→断开转换由数字信号IMS的脉冲触发，并且断开→导通转换由数字信号ZCS的脉冲触发。参见例如图5，其中示出了以下转换：
t4：ON→OFF，
t5：OFF→ON，
t6：ON→OFF，
t7：OFF→ON，
t8：ON→OFF，
t9：OFF→ON，
t11：ON→OFF。
在数字信号TH变为低的时刻t10，尽管电子转换器10切换到再充电阶段，但是切换级SS完成正在进行的能量传递动作。因此，如果当电子转换器10切换到再充电阶段时切换级SS处于导通状态，则切换级SS保持在导通状态，直到数字信号IMS中下一次出现脉冲(参见例如图5中的时刻t11)。作为电子转换器10处于再充电阶段的结果，切换级SS也不会换向到导通状态，即使在信号ZCS中出现脉冲(参见例如图5中的时刻t12)。
在信号TH再次换向到高电平的情况下，电子转换器10再次切换到切换阶段。
在各种实施例中，数字信号IMS被生成，以使得电子转换器10的切换阶段中的切换级SS的第一导通状态具有至少半个时钟周期的持续时间。
实际上，导通状态太短(例如，小于半个时钟周期)可能导致比较器40、42、44不能正确地检测跨越阈值的相应信号。在这种情况下，电子转换器10的操作可能受到不利影响。
此外，在各种实施例中，一旦信号TH和EN中的至少一个变为低，切换级SS就不从导通状态切换到断开状态。在切换到断开状态之前，完成正在进行的能量传递动作，以便于比较器40、42、44的正确操作并且减少电子转换器10发生故障的可能性。
通常，在各种实施例中，作为电子转换器10处于切换阶段的结果，控制电路块CTR可以被配置为通过作为流过电感器L的电流IL达到零的结果，周期性地将切换级SS切换到断开状态并且将切换级SS切换到导通状态来控制切换级SS。
因此，在各种实施例中，处于切换阶段的电子转换器10可以根据“恒定导通时间和转换模式关闭”操作方案进行操作，因为从导通状态到断开状态的转换由时钟信号CLK的上升或下降沿(即，由数字信号IMS的脉冲)触发，并且从断开状态到导通状态的转换由指示在电感器L中流动的电流改变方向的数字信号ZCS的脉冲触发。
在各种实施例中，导通时间(即，切换阶段中的导通状态的持续时间)可以包括多个时钟周期。例如，数字信号IMS可以在时钟信号CLK的每第二个上升/下降沿具有脉冲。通常，数字信号IMS可以在时钟信号CLK的每n个上升/下降沿具有脉冲，导致导通时间持续n个时钟周期。
在各种实施例中，数字控制电路DCTR可以实现为混合顺序和组合逻辑电路。
前面描述的电子转换器10的大多数组件也可以集成在集成电路中。通常，术语集成电路并不表示管芯安装在封装件内，例如，管芯也可以直接安装在印刷电路板(PCB)上。因此，术语焊盘用于识别集成电路的管芯的焊盘，并且术语引脚识别集成电路的可选外部封装件的管脚或引线。因此，当使用术语“焊盘/引脚”时，表示管芯具有焊盘，并且在使用外部封装件的情况下，封装件还具有对应的引脚，该引脚连接到相应焊盘。
例如，这种集成电路可以包括：
两个引脚/焊盘100和102，用于连接到电源电压VBAT；
两个引脚/焊盘104和106，用于连接到输出电容器COUT，以向其提供经调节的输出电压VOUT；
两个引脚/焊盘108和102，用于连接到输入缓冲电容器CBUFF；
切换级SS，具有两个引脚/焊盘110和112，用于连接到电感器L；
可选地，电流调节器电路CR，具有或不具有电阻器RS；以及
可选地，控制电路CTR。
应当理解，为了允许将这种集成电路耦合到电压源BAT和输入缓冲电容器CBUFF，节点102可以具有两个对应的引脚/焊盘。
在各种实施例中，集成电路不包括大电感器、电容器和电阻器，诸如电感器L以及电容器CBUFF和COUT，即这些组件相对于集成电路在外部。相反，所描述的小电容器和各种电阻器可以在外部或内部。
当然，在不损害本发明原理的情况下，构造细节和实施例可以相对于本文中仅作为示例描述和示出的内容而广泛变化，而不会因此脱离由所附权利要求限定的本发明的范围。

Claims (21)

1.一种电子转换器，包括：
第一输入端子和第二输入端子，被配置为在所述第一输入端子与所述第二输入端子之间接收电源电压；
第一输出端子和第二输出端子，被配置为在所述第一输出端子与所述第二输出端子之间提供经调节的电压；
电流调节器电路，被布置在所述第一输入端子与所述电子转换器中的中间节点之间，所述电流调节器电路被配置为将在所述第一输入端子与所述中间节点之间流动的电流调节到特定调节值；
输入电容器，被布置在所述中间节点与所述第二输入端子之间；
切换级，具有被耦合到所述中间节点和所述第二输入端子的输入端口、以及被耦合到所述第一输出端子和所述第二输出端子的输出端口；
输出电容器，被布置在所述第一输出端子与所述第二输出端子之间；以及
控制电路块，被配置为：
感测所述中间节点处的输入电压和所述第一输出端子处的所述经调节的电压；
将所述经调节的电压与参考值进行比较，并且生成第一信号，所述第一信号具有分别指示所述经调节的电压高于或低于所述参考值的第一值和第二值；
将所述输入电压与下限阈值和上限阈值进行比较，并且生成第二信号，所述第二信号具有分别指示所述输入电压达到所述下限阈值或所述上限阈值中任一个的相应第一值和第二值；
根据所述第一信号，在激活模式与空闲模式之间切换所述电子转换器，其中在所述激活模式下，经调节的电流流过在所述第一输入端子与所述中间节点之间的所述电流调节器电路，以对所述输入电容器充电，并且其中在所述空闲模式下，从所述输入电容器到所述输出电容器的能量传递被禁止，并且流过在所述第一输入端子与所述中间节点之间的所述电流调节器电路的电流被中断；以及
作为所述电子转换器处于所述激活模式的结果，根据所述第二信号，在再充电阶段与切换阶段之间切换所述电子转换器，其中在所述再充电阶段，从所述输入电容器到所述输出电容器的能量传递被禁止，并且其中在所述切换阶段，所述切换级中的一个或多个电子开关的切换由所述控制电路块控制，以实现从所述输入电容器到所述输出电容器的能量传递。
2.根据权利要求1所述的电子转换器，其中所述控制电路块被配置为将所述电子转换器切换到：
所述空闲模式，作为所述第一信号具有指示所述经调节的电压高于所述参考值的所述第一值的结果，以及
所述激活模式，作为所述第一信号具有指示所述经调节的电压低于所述参考值的所述第二值的结果。
3.根据权利要求2所述的电子转换器，其中所述控制电路块被配置为：作为所述电子转换器处于所述激活模式的结果，将所述电子转换器切换到：
所述再充电阶段，作为所述第二信号具有指示所述输入电压已经达到所述下限阈值的所述第一值的结果；以及
所述切换阶段，作为所述第二信号具有指示所述输入电压已经达到所述上限阈值的所述第二值的结果。
4.根据权利要求1所述的电子转换器，其中所述切换级包括降压切换级、升压切换级或降压升压切换级。
5.根据权利要求1所述的电子转换器，其中作为所述电子转换器处于所述激活模式的结果而在所述第一输入端子与所述中间节点之间流动的所述电流的所述特定调节值，能够通过感测由耦合到所述电流调节器电路的参考电流源生成的参考电流来调节。
6.根据权利要求1所述的电子转换器，其中作为所述电子转换器处于所述激活模式的结果而在所述第一输入端子与所述中间节点之间流动的所述电流的所述特定调节值，能够通过调节在所述电流调节器电路中提供的可变组件的值来调节。
7.根据权利要求1所述的电子转换器，其中所述下限阈值和所述上限阈值是根据所述电源电压生成的，其中所述下限阈值具有在所述电源电压的90％到95％之间的值，并且所述上限阈值具有在所述电源电压的97％到100％之间的值。
8.根据权利要求1所述的电子转换器，其中所述下限阈值和所述上限阈值是根据所述电源电压生成的，其中所述下限阈值具有等于所述电源电压的95％的值，并且所述上限阈值具有等于所述电源电压的99％的值。
9.根据权利要求1所述的电子转换器，其中所述切换级被配置为在所述电子转换器的所述切换阶段期间被多次切换到导通状态和断开状态。
10.根据权利要求1所述的电子转换器，还包括被配置为在所述输入电容器与所述输出电容器之间提供电流流动路径的电感器，所述电感器被耦合到所述切换级的电感器端口。
11.根据权利要求10所述的电子转换器，其中所述控制电路块被配置为通过以下方式来感测流过所述电感器的电流、并且作为所述电子转换器处于所述切换阶段的结果来控制所述切换级：
周期性地将所述切换级切换到断开状态；以及
作为流过所述电感器的所述电流减小到零的结果，将所述切换级切换到导通状态。
12.根据权利要求10所述的电子转换器，其中所述控制电路块还被配置为：
接收由振荡器电路块生成的时钟信号；
感测流过所述电感器的电流，并且生成指示流过所述电感器的所述电流减小到零的第三信号；
生成具有与所述时钟信号的上升沿或下降沿相对应的脉冲的第四信号；以及
作为所述电子转换器处于所述切换阶段的结果，通过以下方式控制所述切换级：
作为所述第三信号指示流过所述电感器的所述电流已经减小到零的结果，将所述切换级切换到导通状态；以及
作为在所述第四信号中发生脉冲的结果，将所述切换级切换到断开状态。
13.根据权利要求12所述的电子转换器，其中作为当所述电子转换器切换到所述切换阶段时所述时钟信号为高的结果，所述第四信号具有与所述时钟信号的上升沿相对应的脉冲，或者作为当所述电子转换器切换到所述切换阶段时所述时钟信号为低的结果，所述第四信号具有与所述时钟信号的下降沿相对应的脉冲。
14.根据权利要求12所述的电子转换器，其中所述第四信号具有与所述时钟信号的每第n个上升沿或下降沿相对应的脉冲，n是大于或等于1的整数。
15.一种集成电路，包括：
第一输入引脚/焊盘和第二输入引脚/焊盘，被配置为在所述第一输入引脚/焊盘与所述第二输入引脚/焊盘之间接收电源电压；
第一输出引脚/焊盘和第二输出引脚/焊盘，被配置为在所述第一输出引脚/焊盘与所述第二输出引脚/焊盘之间提供经调节的电压，所述第一输出引脚/焊盘和所述第二输出引脚/焊盘被配置为耦合到输出电容器；
电流调节器电路，被布置在所述第一输入引脚/焊盘与中间节点之间，所述电流调节器电路被配置为将在所述第一输入引脚/焊盘与所述中间节点之间流动的电流调节到特定调节值；
输入电容器，被布置在所述中间节点与所述第二输入引脚/焊盘之间；
切换级，具有耦合到所述中间节点和所述第二输入引脚/焊盘的输入端口、以及耦合到所述第一输出引脚/焊盘和所述第二输出引脚/焊盘的输出端口；以及
控制电路块，被配置为：
感测所述中间节点处的输入电压和所述第一输出引脚/焊盘处的所述经调节的电压；
将所述经调节的电压与参考值进行比较，并且生成第一信号，所述第一信号具有分别指示所述经调节的电压高于或低于所述参考值的第一值和第二值；
将所述输入电压与下限阈值和上限阈值进行比较，并且生成第二信号，所述第二信号具有分别指示所述输入电压达到所述下限阈值或所述上限阈值中的任一个的相应第一值和第二值；
根据所述第一信号，在激活模式与空闲模式之间切换所述集成电路，其中在所述激活模式下，经调节的电流流过在所述第一输入引脚/焊盘与所述中间节点之间的所述电流调节器电路，以对所述输入电容器充电，并且其中在所述空闲模式下，从所述输入电容器到所述输出电容器的能量传递被禁止，并且流过在所述第一输入引脚/焊盘与所述中间节点之间的所述电流调节器电路的电流被中断；以及
当所述集成电路处于所述激活模式时，根据所述第二信号，在再充电阶段与切换阶段之间切换所述集成电路，其中在所述再充电阶段，从所述输入电容器到所述输出电容器的能量传递被禁止，并且其中在所述切换阶段，所述切换级中的一个或多个电子开关的切换由所述控制电路块控制，以实现从所述输入电容器到所述输出电容器的能量传递。
16.一种操作电子转换器的方法，所述电子转换器具有第一输入端子和第二输入端子、第一输出端子和第二输出端子、被布置在第一输入端子与中间节点之间的电流调节器电路、被布置在所述中间节点与所述第二输入端子之间的输入电容器、以及输出电容器，所述方法包括：
感测所述中间节点处的输入电压；
感测所述第一输出端子处的经调节的电压；
将所述经调节的电压与参考值进行比较；
生成第一信号，所述第一信号具有分别指示所述经调节的电压高于或低于所述参考值的第一值和第二值；
将所述输入电压与下限阈值和上限阈值进行比较；
生成第二信号，所述第二信号具有分别指示所述输入电压达到所述下限阈值或上限阈值中的任一个的第一值和第二值；
根据所述第一信号，在激活模式与空闲模式之间切换所述电子转换器，其中在所述激活模式下，经调节的电流流过在所述第一输入端子与所述中间节点之间的所述电流调节器电路，以对所述输入电容器充电，并且其中在所述空闲模式下，从所述输入电容器到所述输出电容器的能量传递被禁止，并且流过在所述第一输入端子与所述中间节点之间的所述电流调节器电路的电流被中断；以及
当所述电子转换器处于所述激活模式时，根据所述第二信号，在再充电阶段与切换阶段之间切换所述电子转换器，其中在所述再充电阶段，从所述输入电容器到所述输出电容器的能量传递被禁止，并且其中在所述切换阶段，一个或多个电子开关的切换被控制，以实现从所述输入电容器到所述输出电容器的能量传递。
17.根据权利要求16所述的方法，其中所述电子转换器还包括被耦合在所述输入电容器与所述输出电容器之间的电感器，所述方法还包括：当所述电子转换器处于所述切换阶段时，感测流过所述电感器的电流，并且控制所述一个或多个电子开关的所述切换。
18.根据权利要求17所述的方法，其中控制所述切换包括：
周期性地将所述一个或多个电子开关切换到断开状态；以及
作为流过所述电感器的所述电流减小到零的结果，将所述一个或多个电子开关切换到导通状态。
19.根据权利要求17所述的方法，还包括：
接收时钟信号；
感测流过所述电感器的电流；
生成指示流过所述电感器的所述电流减小到零的第三信号；
生成具有与所述时钟信号的上升沿或下降沿相对应的脉冲的第四信号；以及
当所述电子转换器处于所述切换阶段时，通过以下方式控制所述一个或多个电子开关的所述切换：作为所述第三信号指示流过所述电感器的所述电流已经减小到零的结果，将所述一个或多个电子开关切换到导通状态，以及作为在所述第四信号中发生脉冲的结果，将所述一个或多个电子开关切换到断开状态。
20.根据权利要求19所述的方法，其中作为当所述电子转换器切换到所述切换阶段时所述时钟信号为高的结果，所述第四信号具有与所述时钟信号的上升沿相对应的脉冲，或者作为当所述电子转换器切换到所述切换阶段时所述时钟信号为低的结果，所述第四信号具有与所述时钟信号的下降沿相对应的脉冲。
21.根据权利要求19所述的方法，其中所述第四信号具有与所述时钟信号的每第n个上升沿或下降沿相对应的脉冲，n是大于或等于1的整数。
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