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CN110336325A - 一种基于新型单相光伏并网拓扑的控制方法与装置 - Google Patents

一种基于新型单相光伏并网拓扑的控制方法与装置 Download PDF

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CN110336325A CN201910650682.3A CN201910650682A CN110336325A CN 110336325 A CN110336325 A CN 110336325A CN 201910650682 A CN201910650682 A CN 201910650682A CN 110336325 A CN110336325 A CN 110336325A
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Abstract

本发明涉及一种基于新型单相光伏并网拓扑的控制方法与装置，采用高效交错并联型boost结构作为前级，中间采用具有高效可控并且隔离前后功能的电力电子变压器双有源桥作为输出控制，最后通过仿真验证、从结果中表明、所提结构简单高效、具有较高的工业应用价值。

Description

一种基于新型单相光伏并网拓扑的控制方法与装置
技术领域
本发明涉及光伏发电领域，尤其涉及一种基于新型单相光伏并网拓扑的控制方法与装置。
背景技术
现代生活的方方面面几乎都要依靠电力，聚焦于化石能源发电技术所来的问题已经突显。随着光伏发电越来越受到重视，对光伏接口装置也提出了越来越高的要求，为了进步提高转换效率、以及可控性，国内外众多学者展开了一系列的研究，并且取得了丰富的成果。为此，光伏发电工程快速的发展成为新能源发电的主流。
光伏阵列由于物理结构以及单晶元光伏电池的差异等对外电压所表现出非线性特性，以及不同的光照强度和环境温度等这些因素将造成光伏阵列的功率差异，因此需要采用最大功率点跟踪技术(Maximum power point tracking,MPPT)，此类算法经过相对较为成熟，目前主流的如扰动观察法、电导增量法、以及模糊算法、神经网络算法和衍生的一些智能算法等。
过去，大多数光伏系统与电网之间采用工频变压器作电连接。工频变压器不仅体积大、安装困难，并且造价成本高。图1描述了现有技术中典型光伏接口框图；典型拓扑如图1(a)所示。无变压器非隔离光伏逆变器具有实现高效率潜力，尺寸小等优势，但其系统存在漏电流，虽然国内外众多学者针对非隔离型光伏并网系统共模电流产生原因进行深入分析，指出改进电路拓扑是实现共模漏电流有效抑制的重要途径。但基本都停留在传统的H5、H6、Heric等拓扑结构。因此，非隔离型光伏并网系统严重影响光伏发电系统稳定高效并网运行。为了进一步减少尺寸，重量和经济成本的光伏系统带变压器隔离系统，将传统的工频变压器置换成了体积小重量轻的直流侧高频变压器。不仅有效的克服了传统工频变压器的缺陷，无漏电流的产生。特别是近年电力电子技术发展，产品也从实验室走进了市场。典型拓扑如图1(c)所示。
总结以上三类形式拓扑特点可以发现现有技术中存在以下问题：
(1)拓扑结构功率传输环节较多，降低系统整体发电效率。
(2)光伏电池无法直接与功率变换级直接相连，需经过DC-DC环节，目前大多数是采用boost结构来完成此环节，光伏电池电压随着外界光射强度波动。需引入MPPT控制。而boost电路在输入端电压较低时，功率不变的情况下，输入电流增大，带来较大的线路损耗。
(3)受限于功率开关管约束，以上三类拓扑单级下不适合较大大功率场合。
发明内容
本发明被用作解决在现有技术中的上述问题，重点研究拓扑结构，采用成熟的扰动观察法。通过一定的控制策略，提高光伏电池效率，减少额外的功率变换环节。
为了实现上述目的，在本发明的第一方面中，提供了一种基于新型单相光伏并网拓扑的控制方法，其中，所述拓扑结构采用高效交错并联型boost结构作为前级，中间采用具有高效可控并且隔离前后功能的电力电子变压器双有源桥作为输出控制，其特征在于，进一步包括：
前级采用两相交错运行Boost电路作为光伏电池接口电路，两路Boost结构并联，两路功率均分，减少功率管所承受的开关应力；
所述电力电子变压器双有源桥是由两个H桥通过高频变压器互联构成，电力电子变压器双有源桥DAB变换器完全对称结构以中间高频变压器为对称，双有源桥传输功率随着移相角变化而变化，当移相角为0.5时，传输功率达到最大，一般双有源桥的移相角控制在d∈[0,0.5]区间内，以保证系统的稳定；
控制系统首先获取光伏阵列的电压u电流i经过MPPT算法获得峰值电压与参考电压比较通过PI控制器获得PWM占空比控制信号，从而控制一对互补的PWM发生器，驱动交错boost变换器环节；
然后输出直流电压与交错boost输出电压经过控制系统的PI控制器得到DAB移相角控制信号。
进一步地，采用结构与参数上完全相同的两路Boost变换器并联相连接，并且两个功率开关管的导通相位相差180°，实现并联交错运行；交错并联方式下，每一路都单独工作在断续模式下大功率范围内工作，或者在连续输入模式下工作。
进一步地，Boost变换器电路工作在占空比D>0.5时，一个开关周期内根据开关管和二极管的工作情况可以分为四个工作模式。工作模式一：仅开关管S1和S2导通工作；工作模式二：仅开关管S1和二极管D2导通工作；工作模式三：仅开关管S1和S2导通工作；工作模式四：仅开关管S2和二极管D1导通工作；
D＞0.5的状态方程如下：
模式一方程为：
模式二方程为：
模式三方程为：
模式四方程为：
进一步地，双有源桥DAB变换器采用脉宽调制算法或移相调制算法；采用相同占空比为50％固定不变的脉冲用于驱动两个H桥产生高频方波的同时，通过改变H桥臂相位偏移的大小和方向，从而改变功率流动的方向以及输出电压的大小。
进一步地，电力电子变压器双有源桥是由两个H桥通过高频变压器互联构成；如图7所示；S1-S8IGBT开关管、D1-D8为开关管等效体二极管；C1和C2分别为DAB变换器的一次侧直流输入电容和二次侧直流输出电容；i为变压器漏感电流流过线路等效电感的电流；Ls为变压器漏感电流流过线路等效电感的电流；Uab和Ucd分别为DAB变换器一次侧H桥的输出电压和DAB变换器二次侧H桥的输入电压；n为变压器的变比。
本发明还提供了一种基于新型单相光伏并网拓扑的控制装置，其中，所述拓扑结构采用高效交错并联型boost结构作为前级，中间采用具有高效可控并且隔离前后功能的电力电子变压器双有源桥作为输出控制，其特征在于，进一步包括：
前级采用两相交错运行Boost电路作为光伏电池接口电路，两路Boost结构并联，两路功率均分，减少功率管所承受的开关应力；
所述电力电子变压器双有源桥是由两个H桥通过高频变压器互联构成，电力电子变压器双有源桥DAB变换器完全对称结构以中间高频变压器为对称，双有源桥传输功率随着移相角变化而变化，当移相角为0.5时，传输功率达到最大，一般双有源桥的移相角控制在d∈[0,0.5]区间内，以保证系统的稳定；
控制系统首先获取光伏阵列的电压u电流i经过MPPT算法获得峰值电压与参考电压比较通过PI控制器获得PWM占空比控制信号，从而控制一对互补的PWM发生器，驱动交错boost变换器环节；
然后输出直流电压与交错boost输出电压经过控制系统的PI控制器得到DAB移相角控制信号。
进一步地，采用结构与参数上完全相同的两路Boost变换器并联相连接，并且两个功率开关管的导通相位相差180°，实现并联交错运行；交错并联方式下，每一路都单独工作在断续模式下大功率范围内工作，或者在连续输入模式下工作。
进一步地，Boost变换器电路工作在占空比D>0.5时，一个开关周期内根据开关管和二极管的工作情况可以分为四个工作模式。工作模式一：仅开关管S1和S2导通工作；工作模式二：仅开关管S1和二极管D2导通工作；工作模式三：仅开关管S1和S2导通工作；工作模式四：仅开关管S2和二极管D1导通工作；
D＞0.5的状态方程如下：
模式一方程为：
模式二方程为：
模式三方程为：
模式四方程为：
进一步地，双有源桥DAB变换器采用脉宽调制算法或移相调制算法；采用相同占空比为50％固定不变的脉冲用于驱动两个H桥产生高频方波的同时，通过改变H桥臂相位偏移的大小和方向，从而改变功率流动的方向以及输出电压的大小。
进一步地，电力电子变压器双有源桥是由两个H桥通过高频变压器互联构成；如图7所示；S1-S8IGBT开关管、D1-D8为开关管等效体二极管；C1和C2分别为DAB变换器的一次侧直流输入电容和二次侧直流输出电容；i为变压器漏感电流流过线路等效电感的电流；Ls为变压器漏感电流流过线路等效电感的电流；Uab和Ucd分别为DAB变换器一次侧H桥的输出电压和DAB变换器二次侧H桥的输入电压；n为变压器的变比。
本发明具有以下优点：
1)采用级联的方式，可以增加输出功率，然而在工频变压器前段级联模块的话，需增加工频变压器一次侧绕组线圈，或采用直流母线并联形式，模块之间产生环流，以及如何维持直流母线电压的平衡，同时也增加了控制系统的复杂性。
2)采用双级式结构。前级采用高效交错并联型DC/DC转换器,DC/DC转换器的功能是通过控制其输入端电压来执行MPPT算法。通过光伏接口前级DC/DC环节采用高效以及具有谐波抑制能力的交错并联式Boost变换器，中间层采用电力电子变压器的双有源桥结构进行功率传输和电隔离。通过一定的控制策略，驱动双有源桥，进一步提高光伏电池效率，减少额外的功率变换环节。
附图说明
现在，在下面参考附图针对本发明的优选实施例的各方面描述了本发明，在附图中：
图1是现有技术中典型光伏接口框图；
图2是光伏电池单二极管等效电路模型示意图；
图3是光伏阵列在不同光辐照度下的输出特性曲线示意图；
图4是现有技术中传统的Boost电路结构示意图；
图5是本发明中交错DC-DC升压转换器示意图；
图6是交错并联结构理想输出电流示意图；
图7为双有源桥DC-DC变换器拓扑结构示意图；
图8是理想状态下单移相控制波形示意图；
图9是本发明的系统控制框图；
图10为boost输出电压示意图；
图11为Boost输出电流示意图；
图12是双有源桥仿真波形示意图；
图13是双有源桥仿真波形局部放大示意图；
图14为双有源桥输出电压示意图。
具体实施方式
现在将详细参考本发明的实施例，在附图中示出了它们的例子，其中，相同的参考数字通篇指示相同的元件。就此而言，本发明的实施例可以具有不同的形式，并且不应该被视为限于这里给出的描述。因此，下面通过参考附图描述这些实施例仅为了说明本发明的各方面。
下面，将参考附图来作出本发明的示例性实施例的说明。
光伏电池是利用光伏效应(photovoltaic effect，又称光生伏特效应)把光能转换为电能的器件。光伏效应是指当物体受到光照时，物体内的电荷分布状态发生变化而产生电动势和电流的一种效应。
光伏电池的单P-N结的二极管等效电路模型，如图2所示。
其中，U；I为光伏电势的输出电压和电流；Iph为光生电流，I0为P-N结等效二极管的反向饱和电流；UT为温度电势；其中UT＝AkT/q，其中q为电子电荷量(1.602×10-19C)，A为P-N结等效二极管理想因子，一般取值范围为1～1.25；T为光伏电池温度，Boltzman常数(1.38x10-23J/K)Rsh；Rs分别为等效串联电阻和等效并联电阻。其正向工作U-I特性方程如公式(1)所示。
图3为光伏阵列在不同光照下的以及U-I、U-P输出特性曲线。
Boost变换器拓扑已广泛应用于各种领域下AC-DC和DC-DC变化环节，随着新能源的发展，成熟的boost变换器被普遍的应用于光伏发电系统的前端升压，并且维持直流电压稳定。传统的boost电路结构如图4所示；
由两个直流电容C1和C2组成，电感Ls，以及开关管器件S1，通过改变开关管的占空比，从而改变输出电压。虽然电路简单以及控制容易实现等特点，但该结构存在较高的EMI干扰并且由于升压二极管的反向恢复时间开关器件在硬开关下造成的开关损耗，都是不可忽视。特别是光伏电池，由于本身属于非线性系统，如何减少干扰提高电能和提供效率是两个重要指标，同时受限制于功率开关管，无法满足大中功率所需场所。因此本发明采用两相交错运行Boost电路作为光伏电池接口电路，拓扑结构如图5所示，采用结构与参数上完全相同的两路Boost变换器并联相连接，并且两个功率开关管的导通相位相差180°，实现并联交错运行。
从结构上，完全相同的两路Boost结构并联，将原本传统Boost单功率管，转变为两路功率均分，减少了功率管所承受的开关应力，更适合光伏发电下的大功率场合。并且由于采用交错并行方式，提高了输出电流评率，降低滤波电容器容量，减少由于器件带来的损耗。
交错并联方式下，每一路都可以单独工作在断续模式下大功率范围内工作，也可以在连续输入模式下工作，大幅的减少了磁性分立元件，而且在大功率方位内有效的抑制了二极管反向恢复过程中产生的功率损耗。并且在系统可靠性和容错性上很大程度上得到改善。
连续模式下Boost变换器工作在稳态时的各种电压关系和电流关系都可以由状态矢量空间法推导得出。在这里也采用了同样的方法推导出两相交错运行的Boost电路在占空比D的关系。交错并联时Boost电路以导通比D＝0.5作为临界条件，其中D＝0.5是最佳工作状态，其中，基于交错并联Boost电路的光伏MPPT研究要归为3种D＜0.5、D＞0.5和D＝0.5。太阳能发电主要工作在D＞0.5的状态下，下面以D＞0.5为例，推导出各种电影关系和数学描述关系。
电路工作在占空比D>0.5时，一个开关周期内根据开关管和二极管的工作情况可以分为四个工作模式。
工作模式一：仅开关管S1和S2导通工作；
工作模式二：仅开关管S1和二极管D2导通工作；
工作模式三：仅开关管S1和S2导通工作；
工作模式四：仅开关管S2和二极管D1导通工作。
最后就可以得到输入输出电压的变比关系式；
D＞0.5的状态方程如下：
模式一方程为：
模式二方程为：
模式三方程为：
模式四方程为：
根据一个周期内的电感L1与L2的伏秒特性可得：
同理可以得知，D＜0.5和D＝0.5时的伏秒特性同样为式(5)。
由上面的推导可知，当D＞0.5、D＜0.5和D＝0.5时两相交错并联Boost电路的输出电压和输入电压的关系为
进一步可以推导出交错式并联Boost变换器工作在连续状态下的电感电流数学描述方程，考虑到占空比D>0.5的推导过程与D≤0.5的相类似，所以本发明具体地分析了D≤0.5的情况，最后给出了D>0.5的结果。理想波形如图6所示。用Im表示单个电感电流脉动的峰值，则；
ILvp-p＝ILmax-ILmin (8)
当t＝t0+DTs时Ts为变换器的开关周期，则；
同理在下半个周期时：
最后根据式(9)(10)整理变换器在Ts一个周期内的电感电流表达式为：
综合以上两相交错并联Boost电路的特点可知，两相交错并联Boost电路更加适合在光伏最大功率跟踪中应用。
如图7所示；电力电子变压器双有源桥是由两个H桥通过高频变压器互联构成。S1-S8IGBT开关管、D1-D8为开关管等效体二极管；C1和C2分别为DAB变换器的一次侧直流输入电容和二次侧直流输出电容；i为变压器漏感电流流过线路等效电感的电流；Ls为变压器漏感电流流过线路等效电感的电流；Uab和Ucd分别为DAB变换器一次侧H桥的输出电压和DAB变换器二次侧H桥的输入电压；n为变压器的变比。
电力电子变压器双有源桥DAB变换器完全对称结构以中间高频变压器为对称，一般有两种基本调制算法：脉宽调制算法与移相调制算法。移相控制由于控制简单且容易实现受到青睐，因此本发明采用单移相控制。采用相同占空比为50％固定不变的脉冲用于驱动两个H桥产生高频方波的同时，通过改变H桥臂相位偏移的大小和方向，从而改变功率流动的方向以及输出电压的大小。图8为理想状态下单移相控制下DAB电压电流波形。
其中；T为开关周期的一半，d为一次侧和二次侧驱动脉冲的移相量，其中d＝ton/T,且0＜d＜1。
因此，在稳态下，双有源桥的传输功率可表示为：
由式可知，双有源桥传输功率随着移相角变化而变化，当移相角为0.5时，传输功率达到最大，一般双有源桥的移相角控制在d∈[0,0.5]区间内，以保证系统的稳定。
由于光伏电池会随着环境的变化而产生峰值，为了进一步提高光伏系统发电效率本发明引入MPPT控制，本发明采用较为成熟的P&O。控制系统结构框图如图9上半部分所示。首先获取光伏阵列的电压u电流i经过MPPT算法获得峰值电压与参考电压比较通过PI控制器获得PWM占空比控制信号，从而控制一对互补的PWM发生器，驱动交错boost变换器环节。
DAB控制环节如图9下半部所示，输出直流电压与交错boost输出电压经过PI控制器得到DAB移相角控制信号。
最后，通过仿真验证上述分析，采用Matlab进行仿真验证，选取仿真参数如表1-2所示；
表1
表2
图10为boost输出电压，如图所示采用交错并联boost输出电压的波动明显小于采用传统boost输出电压，有效的抑制谐波已经提高电压的稳定性，减少直流侧的直流电容器容值，从而进步一降低了电容器体积。
Boost输出电流如图11所示，进一步的从图中小图可以看出电流更加平滑明显小于传统boost结构下的输出电流波形。
从图10-11仿真结果可知，验证了上面所分析内容，从结构上，交错并联型boost更适合光伏接口。
本发明采用单侧双移相控制，电力电子变压器双有源桥各关键点输出波形如图12所示。
将图11中局部放大后的波形如图13所示，可以看到变压器一二次侧输出波形呈现较好的脉动。
最后观察电力电子变压器双有源桥的输出电压波形，如图14所示可以看到波形较为平滑、并且响应速度快、从局部放大可以看出电压上下波动的幅值基本接近参考电压。
本发明在传统光伏接口的基础上，提出了一种新颖的光伏接口拓扑结构。采用高效交错并联型boost结构作为前级，中间采用具有高效可控并且隔离前后功能的电力电子变压器双有源桥作为输出控制，最后通过仿真验证、从结果中表明、所提结构简单高效、具有较高的工业应用价值。
虽然本申请所揭露的实施方式如上，但所述的内容仅为便于理解本申请而采用的实施方式，并非用以限定本申请，如本发明实施方式中的具体的实现方法。任何本申请所属领域内的技术人员，在不脱离本申请所揭露的精神和范围的前提下，可以在实施的形式及细节上进行任何的修改与变化，但本申请的专利保护范围，仍须以所附的权利要求书所界定的范围为准。
以上所述是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明所述原理的前提下，还可以作出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (10)

1.一种基于新型单相光伏并网拓扑的控制方法，其中，所述拓扑结构采用高效交错并联型boost结构作为前级，中间采用具有高效可控并且隔离前后功能的电力电子变压器双有源桥作为输出控制，其特征在于，进一步包括：
前级采用两相交错运行Boost电路作为光伏电池接口电路，两路Boost结构并联，两路功率均分，减少功率管所承受的开关应力；
所述电力电子变压器双有源桥是由两个H桥通过高频变压器互联构成，电力电子变压器双有源桥DAB变换器完全对称结构以中间高频变压器为对称，双有源桥传输功率随着移相角变化而变化，当移相角为0.5时，传输功率达到最大，一般双有源桥的移相角控制在d∈[0,0.5]区间内，以保证系统的稳定；
控制系统首先获取光伏阵列的电压u电流i经过MPPT算法获得峰值电压与参考电压比较通过PI控制器获得PWM占空比控制信号，从而控制一对互补的PWM发生器，驱动交错boost变换器环节；
然后输出直流电压与交错boost输出电压经过控制系统的PI控制器得到DAB移相角控制信号。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，采用结构与参数上完全相同的两路Boost变换器并联相连接，并且两个功率开关管的导通相位相差180°，实现并联交错运行；交错并联方式下，每一路都单独工作在断续模式下大功率范围内工作，或者在连续输入模式下工作。
3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，Boost变换器电路工作在占空比D>0.5时，一个开关周期内根据开关管和二极管的工作情况可以分为四个工作模式。工作模式一：仅开关管S1和S2导通工作；工作模式二：仅开关管S1和二极管D2导通工作；工作模式三：仅开关管S1和S2导通工作；工作模式四：仅开关管S2和二极管D1导通工作；
D＞0.5的状态方程如下：
模式一方程为：
模式二方程为：
模式三方程为：
模式四方程为：
4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，双有源桥DAB变换器采用脉宽调制算法或移相调制算法；采用相同占空比为50％固定不变的脉冲用于驱动两个H桥产生高频方波的同时，通过改变H桥臂相位偏移的大小和方向，从而改变功率流动的方向以及输出电压的大小。
5.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，电力电子变压器双有源桥是由两个H桥通过高频变压器互联构成；如图7所示；S1-S8 IGBT开关管、D1-D8为开关管等效体二极管；C1和C2分别为DAB变换器的一次侧直流输入电容和二次侧直流输出电容；i为变压器漏感电流流过线路等效电感的电流；Ls为变压器漏感电流流过线路等效电感的电流；Uab和Ucd分别为DAB变换器一次侧H桥的输出电压和DAB变换器二次侧H桥的输入电压；n为变压器的变比。
6.一种基于新型单相光伏并网拓扑的控制装置，其中，所述拓扑结构采用高效交错并联型boost结构作为前级，中间采用具有高效可控并且隔离前后功能的电力电子变压器双有源桥作为输出控制，其特征在于，进一步包括：
前级采用两相交错运行Boost电路作为光伏电池接口电路，两路Boost结构并联，两路功率均分，减少功率管所承受的开关应力；
所述电力电子变压器双有源桥是由两个H桥通过高频变压器互联构成，电力电子变压器双有源桥DAB变换器完全对称结构以中间高频变压器为对称，双有源桥传输功率随着移相角变化而变化，当移相角为0.5时，传输功率达到最大，一般双有源桥的移相角控制在d∈[0,0.5]区间内，以保证系统的稳定；
控制系统首先获取光伏阵列的电压u电流i经过MPPT算法获得峰值电压与参考电压比较通过PI控制器获得PWM占空比控制信号，从而控制一对互补的PWM发生器，驱动交错boost变换器环节；
然后输出直流电压与交错boost输出电压经过控制系统的PI控制器得到DAB移相角控制信号。
7.根据权利要求6所述的装置，其特征在于，采用结构与参数上完全相同的两路Boost变换器并联相连接，并且两个功率开关管的导通相位相差180°，实现并联交错运行；交错并联方式下，每一路都单独工作在断续模式下大功率范围内工作，或者在连续输入模式下工作。
8.根据权利要求7所述的装置，其特征在于，Boost变换器电路工作在占空比D>0.5时，一个开关周期内根据开关管和二极管的工作情况可以分为四个工作模式。工作模式一：仅开关管S1和S2导通工作；工作模式二：仅开关管S1和二极管D2导通工作；工作模式三：仅开关管S1和S2导通工作；工作模式四：仅开关管S2和二极管D1导通工作；
D＞0.5的状态方程如下：
模式一方程为：
模式二方程为：
模式三方程为：
模式四方程为：
9.根据权利要求8所述的装置，其特征在于，双有源桥DAB变换器采用脉宽调制算法或移相调制算法；采用相同占空比为50％固定不变的脉冲用于驱动两个H桥产生高频方波的同时，通过改变H桥臂相位偏移的大小和方向，从而改变功率流动的方向以及输出电压的大小。
10.根据权利要求8所述的装置，其特征在于，电力电子变压器双有源桥是由两个H桥通过高频变压器互联构成；如图7所示；S1-S8 IGBT开关管、D1-D8为开关管等效体二极管；C1和C2分别为DAB变换器的一次侧直流输入电容和二次侧直流输出电容；i为变压器漏感电流流过线路等效电感的电流；Ls为变压器漏感电流流过线路等效电感的电流；Uab和Ucd分别为DAB变换器一次侧H桥的输出电压和DAB变换器二次侧H桥的输入电压；n为变压器的变比。
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