CN110120627B - 发光元件驱动电路 - Google Patents

Abstract

一种发光元件驱动电路，包含：电源转换电路、误差放大电路、取样维持电路、负载电流产生电路及前馈电容。于非使能阶段时，反馈信号经由取样维持电路而与第二参考电压彼此电连接且与负载节点彼此断开，由此，于非使能阶段转使能阶段的转折时点时，前馈电容取样一取样电压。于使能阶段时，反馈信号经由取样维持电路而与第二参考电压彼此断开且与负载节点彼此耦接，通过前馈电容维持取样电压，使得于转折时点之后的预设电流上升时间内，反馈信号与第一参考电压具有足够大的差值，使得负载电流在预设电流上升时间内上升以达到第一电流位准。

Description

发光元件驱动电路

技术领域

本发明涉及一种发光元件驱动电路，特别是指一种通过取样维持电路提升发光元件驱动电路的负载瞬时反应(load-transient response)，由此使得负载电流可在预设电流上升时间内快速上升，以达到目标的电流位准的发光元件驱动电路。

背景技术

请参考图1与图2。图1标出现有技术的发光元件驱动电路的示意图。图2标出现有技术的发光元件驱动电路的操作信号的波形示意图。

在现有技术的发光元件驱动电路100中，当发光元件驱动电路100处于非使能阶段时(意即，使能信号EN为低位准时)，负载电流iLOAD的位准为零，而此时，现有技术的反馈信号FB处于一个很高的电压位准(例如但不限于可为1.6V)，且对应的误差放大信号COMP例如为零。在现有技术中，由于此参考电压VREF被设定为一个很低的电压位准(例如但不限于可为0.2V)。因此，如图2所示，当现有技术的发光元件驱动电路100于非使能阶段转为使能阶段(意即，使能信号EN由低位准转为高位准时)的一转折时点Ts时，反馈信号FB必须从原本很高的电压位准(例如但不限于可为1.6V)降低至一个很低的电压位准(例如但不限于可为0.2V)，因此，在转折时点Ts之后的一段时间T1内，误差放大电路13仍未转换状态，也就是，其对应的误差放大信号COMP仍然保持为零，因此，电源转换电路12仍然无法转换电源VIN以提供负载电流iLOAD，如图所示，在时间T1内，负载电流iLOAD将无法快速的上升至一目标的电流位准Ip。这是现有技术的一大缺点。在时间T1内，负载电流iLOAD仅能从电容C2汲取电流，然而，这样的电流位准仍是很低(如图2所示的时间T1内的负载电流Iload的波形图)。

此外，现有技术中，负载电流iLOAD相关于反馈信号FB的位准，因此，现有技术的另一大缺点是：当反馈信号FB下降到比参考电压VREF(例如但不限于可为0.2V)的位准还低时，由于过度上冲(overshoot)效应，反馈信号FB可能会低至例如但不限于0.1V，由于负载电流iLOAD相关于反馈信号FB的位准，因此，过低的反馈信号FB位准，也会造成负载电流iLOAD无法快速到达其目标的电流位准Ip，其中目标的电流位准Ip例如为对应于反馈信号FB为0.2V时的负载电流位准。

本发明即是针对上述课题而提出一种发光元件驱动电路，通过取样维持电路提升发光元件驱动电路的负载瞬时反应(load-transient response)，由此使得负载电流在预设电流上升时间内可快速上升以达到目标的电流位准的发光元件驱动电路。

发明内容

就其中一观点言，本发明提供了一种发光元件驱动电路，用以提供一负载电流至一发光元件，以驱动该发光元件，该发光元件驱动电路包含：一电源转换电路，用以根据一误差放大信号，转换一输入电压而产生一输出电压于一输出端并且提供该负载电流至该发光元件，该发光元件耦接于该输出端与一负载节点之间；一误差放大电路，根据一第一参考电压与一反馈信号的一差值，产生该误差放大信号；一取样维持电路，耦接于该反馈信号与该负载节点之间；一负载电流产生电路，与该取样维持电路及该发光元件共同耦接于该负载节点，该负载电流产生电路用以于一使能阶段决定该负载电流的一第一电流位准，且用以于一非使能阶段，决定该负载电流的一第二电流位准；以及一前馈电容(feed-forwardcapacitor)，耦接于该输出端与该反馈信号之间；其中，当该发光元件驱动电路处于该非使能阶段时，该反馈信号经由该取样维持电路而与一第二参考电压彼此电连接，且，该反馈信号经由该取样维持电路而与该负载节点彼此断开，由此，于该非使能阶段转为该使能阶段的一转折时点时，该前馈电容取样一取样电压；其中，当该发光元件驱动电路处于该使能阶段时，该反馈信号经由该取样维持电路而与该第二参考电压彼此断开，且，该反馈信号经由该取样维持电路而与该负载节点彼此耦接，其中，通过该前馈电容维持该取样电压，使得于该转折时点之后的一预设电流上升时间内内，该反馈信号与该第一参考电压具有一足够大的差值，而使得该负载电流在该预设电流上升时间内上升以达到该第一电流位准。

在一种较佳的实施型态中，该第二参考电压的位准小于该第一参考电压的位准。

在一种较佳的实施型态中，该第二参考电压的位准等于该第一参考电压的位准。

在一种较佳的实施型态中，于该使能阶段，该负载电流产生电路根据该负载节点的电压而决定该第一电流位准。

在一种较佳的实施型态中，该第一电流位准相关于该第一参考电压。

在一种较佳的实施型态中，该负载电流产生电路包括一压控电流源，用以根据该负载节点的电压而调节该负载电流。

在一种较佳的实施型态中，该取样维持电路包括：一电阻；一第一开关，与该电阻彼此串联耦接于该负载节点与该反馈信号之间；以及一第二开关，耦接于该反馈信号与该第二参考电压之间；其中当该发光元件驱动电路处于该非使能阶段时，该第一开关控制为不导通，且该第二开关控制为导通，由此，该反馈信号经由该取样维持电路而与该第二参考电压彼此电连接，且该反馈信号与该负载节点彼此断开，且当该发光元件驱动电路处于该使能阶段时，该第一开关控制为导通，且该第二开关控制为不导通，由此，该反馈信号与该第二参考电压彼此断开，且该反馈信号与该负载节点彼此耦接。

在一种较佳的实施型态中，该前馈电容于该发光元件驱动电路处于该使能阶段时，提供前馈(feed-forward)功能，由此该发光元件驱动电路操作于一稳定状态，且该发光元件驱动电路的带宽高于一预设的频率。

在一种较佳的实施型态中，该预设电流上升时间相关于该电阻的电阻值与该前馈电容的电容值的乘积。

在一种较佳的实施型态中，该预设电流上升时间小于1微秒(micro second，μs)。

在一种较佳的实施型态中，该电源转换电路包括一线性稳压器或一切换式电源供应器。

在一种较佳的实施型态中，该第二电流位准为0。

在一种较佳的实施型态中，该足够大的差值小于一预设的电压差值上限，使得该负载电流在该预设电流上升时间内上升以达到该第一电流位准。

以下通过具体实施例详加说明，应当更容易了解本发明的目的、技术内容、特点及其所实现的功效。

附图说明

图1标出现有技术的发光元件驱动电路的示意图。

图2标出现有技术的发光元件驱动电路的操作信号波形示意图。

图3标出本发明的发光元件驱动电路的一实施例的方块示意图。

图4标出本发明的负载电流产生电路的一实施例示意图。

图5A标出本发明的发光元件驱动电路处于非使能阶段时的一具体实施例示意图。

图5B标出本发明的发光元件驱动电路处于使能阶段时的一具体实施例示意图。

图6示出，对应于图5A-5B，本发明的发光元件驱动电路的操作信号波形示意图。

图7A标出本发明的发光元件驱动电路处于非使能阶段时的另一具体实施例示意图。

图7B标出本发明的发光元件驱动电路处于使能阶段时的另一具体实施例示意图。

图8示出，对应于图7A-7B，本发明的发光元件驱动电路的操作信号波形示意图。

图9A标出本发明的电源转换电路的一实施例示意图。

图9B标出本发明的电源转换电路的另一实施例示意图。

图10A～10B示出本发明提升发光元件驱动电路的负载瞬时反应(load-transientresponse)量测波形图。

图中符号说明

100 已知的发光元件驱动电路

VREF 已知的参考电压

T1 已知的时间

200、300 发光元件驱动电路

12 电源转换电路

13 误差放大电路

14 负载电流产生电路

141 压控电流源

15 取样维持电路

C1 前馈电容

COMP 误差放大信号

EN 使能信号

ENb 反相使能信号

FB 反馈信号

iLOAD 负载电流

Ip 第一电流位准

LD 发光元件

NLD 负载节点

OUT 输出端

R1 电阻

S1 第一开关

S2 第二开关

Tf 预设电流下降时间

Tr 预设电流上升时间

Ts 转折时点

Tw 脉冲宽度

ΔV 电压差

VC1 前馈电容的跨压

VOUT 输出电压

Vsmpl 取样电压

Vhold 电压位准

VREF_a 第二参考电压

VREF_b 第一参考电压

具体实施方式

本发明中的附图均属示意，主要意在表示各电路间的耦接关系，以及各信号波形之间的关系，至于电路、信号波形与频率则并未依照比例绘制。

请参考图3与图4。图3标出本发明的发光元件驱动电路的一实施例的方块示意图。图4标出本发明的负载电流产生电路的一实施例。

如图3所示，本发明的发光元件驱动电路200，用以提供一负载电流iLOAD至一发光元件LD，以驱动发光元件LD使其发光，其中发光元件LD可为例如但不限于雷射发光二极管，此类高能量的发光元件需要极高的驱动电流，一般多以脉冲式电流驱动以避免例如过热等问题，因此发光元件驱动电路200需要在很短的预设电流上升时间内(例如但不限于1微秒)，控制负载电流iLOAD快速上升以达到目标的电流位准(例如但不限于6A)。

如图所示，在一实施例中，本发明的发光元件驱动电路200可包含：一电源转换电路12、一误差放大电路13、一取样维持电路15、一负载电流产生电路14以及一前馈电容(feed-forward capacitor)C1。

在一实施例中，电源转换电路12用以根据一误差放大信号COMP，转换输入电压VIN而产生一输出电压VOUT于输出端OUT，并且提供负载电流iLOAD至发光元件LD。如图3所示，发光元件LD耦接于输出电压VOUT与一负载节点NLD之间。在一实施例中，发光元件LD的电流流入端耦接于输出电压VOUT，而其电流流出端耦接于负载节点NLD。

在一实施例中，如图9A所示，电源转换电路例如但不限于可为一线性稳压器，用以根据误差放大信号COMP，以例如线性电源转换方式，转换输入电压VIN而产生输出电压VOUT于输出端OUT并且提供负载电流iLOAD至发光元件LD。在另一实施例中，如图9B所示，电源转换电路例如但不限于可为一切换式电源供应器，用以根据误差放大信号COMP，以例如切换式电源转换方式，转换输入电压VIN而产生输出电压VOUT于输出端OUT并且提供负载电流iLOAD至发光元件LD。

请继续参考图3，误差放大电路13根据一第一参考电压VREF_b与一反馈信号FB的一差值，产生误差放大信号COMP。在一实施例中，误差放大信号COMP＝a*(第一参考电压VREF_b－反馈信号FB)。其中，a表示误差放大电路13的放大率。需说明的是，误差放大电路13中如图中所示的正负端用以说明而非限制，类似地，误差放大信号COMP的正负方向也相同，在本发明的教示下，本领域技术人员当可变化其组态而以不同的正负信号方向来实施。

取样维持电路15耦接于反馈信号FB与负载节点NLD之间(关于本发明如何通过取样维持电路15提升发光元件驱动电路200及300的负载瞬时反应(load-transientresponse)，由此使得负载电流iLOAD在预设电流上升时间内快速上升以达到目标的电流位准的特征及细节，容后详述)。

前馈电容C1耦接于输出端OUT与反馈信号FB之间。前馈电容C1具有一跨压VC1，如图3所示。

负载电流产生电路14与取样维持电路15及该发光元件LD共同耦接于负载节点NLD。负载电流产生电路14用以于一使能阶段(参阅图3的使能信号EN及参阅图6的使能信号EN的波形图)决定负载电流iLOAD的一第一电流位准，且用以于一非使能阶段(参阅图3的使能信号EN及参阅图6的使能信号EN的波形图)，决定负载电流iLOAD的一第二电流位准。在一实施例中，第一电流位准Ip例如但不限于如前述的6A，第二电流位准例如但不限于可如图6所示的电流位准0。

在一实施例中，负载电流产生电路14根据负载节点NLD的电压而决定第一电流位准Ip。在一实施例中，第一电流位准Ip相关于第一参考电压VREF_b。举例而言，如图3与图4所示，当VREF_b设定为0.2V，且于使能阶段的稳态时，反馈信号FB的位准(也就是负载节点NLD的电压位准)也大致上等于0.2V，在一实施例中，反馈信号FB的位准为0.2V时，第一电流位准Ip可对应为6A。

请参考图4。在一实施例中，负载电流产生电路14例如但不限于可包括一压控电流源141。如图4所示，压控电流源141受控于使能信号EN并根据负载节点NLD的电压而调节负载电流iLOAD。在一实施例中，负载电流iLOAD例如但不限于正比于负载节点NLD的电压位准(也就是于使能阶段时反馈信号FB的位准)。

请参考图5A、图5B及图6。图5A标出本发明的发光元件驱动电路处于非使能阶段(Disabled Phase)时的一具体实施例。图5B标出本发明的发光元件驱动电路处于使能阶段(Enabled Phase)时的一具体实施例。图6示出，对应于图5A-5B，本发明的发光元件驱动电路的操作信号的波形示意图。

如图5A及图5B所示，在一实施例中，取样维持电路15例如但不限于可包括：电阻R1、第一开关S1及第二开关S2。第一开关S1与电阻R1彼此串联耦接于负载节点NLD与反馈信号FB之间。第二开关S2耦接于反馈信号FB与第二参考电压VREF_a之间。需说明的是，第一开关S1与电阻R1彼此串联的顺序并无限制，在一实施例中，第一开关S1与电阻R1彼此串联的顺序可如图5A及图5B所示。

以下说明本发明如何通过取样维持电路15提升发光元件驱动电路200的负载瞬时反应(load-transient response)，由此使得负载电流iLOAD在预设电流上升时间内快速上升以达到目标的电流位准的特征及细节。

如图5A所示，在一实施例中，当发光元件驱动电路200处于非使能阶段时，第一开关S1受控于使能信号EN且被使能信号EN控制为不导通，且第二开关S2受控于例如但不限于一反相使能信号ENb且被反相使能信号ENb控制为导通，由此，反馈信号FB经由取样维持电路15而与第二参考电压VREF_a彼此电连接，且反馈信号FB经由取样维持电路而与负载节点NLD彼此断开。由此，发光元件驱动电路200于非使能阶段转为使能阶段的一转折时点Ts(参阅图6的使能信号EN的波形图)时，前馈电容C1取样一取样电压Vsmpl(参阅图6的输出电压VOUT与反馈信号FB的波形图)。值得注意的是，这里所述的取样电压“Vsmpl”是指前馈电容C1的跨压VC1于非使能阶段的情况下的电压位准。

如图5B所示，在一实施例中，当发光元件驱动电路200处于使能阶段时，第一开关S1受控于使能信号EN且被使能信号EN控制为导通，且第二开关S2受控于一反相使能信号ENb且被反相使能信号ENb控制为不导通，由此，反馈信号FB经由取样维持电路15而与第二参考电压VREF_a彼此断开，且，反馈信号FB经由取样维持电路15而与负载节点NLD彼此耦接。

由此，当发光元件驱动电路200处于使能阶段时，通过前馈电容C1维持取样电压Vsmpl(也就是图6中Vhold约等于Vsmpl)，使得于转折时点Ts之后的预设电流上升时间Tr内(参阅图6的反馈信号FB的波形图)，反馈信号FB与第一参考电压VREF_b具有一足够大的差值，而使得负载电流iLOAD在预设电流上升时间Tr内上升以达到第一电流位准Ip。

在一实施例中，前馈电容C1于发光元件驱动电路200处于使能阶段时，提供前馈(feed-forward)功能，用以作为驱动电路200的回路补偿与带宽调整，使得发光元件驱动电路200可操作于一稳定状态，且发光元件驱动电路200的带宽可高于一预设的频率。值得注意的是，本实施例中，本发明的前馈电容C1同时具有前述的前馈功能以及取样与维持的功能，同时兼顾回路稳定度、带宽以及电流上升速度，同时并未提高成本。

在一实施例中，电阻R1的电阻值与前馈电容C1的电容值的乘积决定发光元件驱动电路200的负载瞬时反应(load-transient response)的一时间常数，其中，预设电流上升时间Tr相关于时间常数。换言之，预设电流上升时间Tr相关于电阻R1的电阻值与前馈电容C1的电容值的乘积。

在一实施例中，预设电流上升时间Tr例如但不限于可小于1微秒(micro second，μs)。值得注意的是，在本发明中，由于预设电流上升时间Tr的值很小，因此，在相同的使能信号操作下，相较于前案，本发明的负载电流iLOAD于使能阶段时，其脉冲宽度Tw比前案的负载电流的脉冲宽度显著提高(如图6与图8所示)，换言之，本发明的发光元件驱动电路可有效提高发光元件LD的亮度或其他参数表现。

此外，在本实施例的发光元件驱动电路200中，当发光元件驱动电路200处于使能阶段时(意即，使能信号EN为高位准时)，由于本实施例包括有取样维持电路15，以如上所述的控制细节，使得反馈信号FB经由取样维持电路15而与第二参考电压VREF_a彼此断开。如此一来，在预设电流上升时间Tr内，反馈信号FB的位准将从一个稍微低于第二参考电压VREF_a的电压位准，借由反馈控制的趋势，逐渐上升至第一参考电压VREF_b。意即，在一实施例中，当发光元件驱动电路200处于使能阶段的稳态时，反馈信号FB的位准大致上等于第一参考电压VREF_b。

需说明的是，在图6的实施例中，第二参考电压VREF_a的位准小于第一参考电压VREF_b的位准，然而根据本发明的精神并不限于此，第二参考电压VREF_a的位准也可等于，或稍大于第一参考电压VREF_b的位准，仍可具有本发明的功效，其中第二参考电压VREF_a的位准等于第一参考电压VREF_b的位准的实施例容后详述。

在本实施例中，当发光元件驱动电路200处于使能阶段时(意即，使能信号EN为高位准时)，由于负载电流iLOAD相关于反馈信号FB(于使能阶段的稳态时，其位准大致上等于第一参考电压VREF_b)，且由于反馈信号FB的位准从第二参考电压VREF_a上升至第一参考电压VREF_b所需的时间很短，因此，相较于现有技术，本实施例的负载电流产生电路14于使能阶段时，可根据负载节点NLD的电压(也就是反馈信号FB的位准)快速决定负载电流iLOAD的第一电流位准Ip，由此，负载电流iLOAD在预设电流上升时间内Tr能够快速上升以达到目标的电流位准Ip。就一观点而言，可适当选择第二参考电压VREF_a与第一参考电压VREF_b的关系(即大小与差值)，使当该发光元件驱动电路转为该使能阶段后，通过该前馈电容维持该取样电压，于该转折时点之后的一预设电流上升时间内，前述的该反馈信号与该第一参考电压之间该足够大的差值小于一预设的电压差值上限，使得负载电流产生电路在一预设电流上升时间内决定该第一电流位准。

请参考图7A、图7B及图8。图7A标出本发明的发光元件驱动电路处于非使能阶段(Disabled Phase)时的另一具体实施例。图7B标出本发明的发光元件驱动电路处于使能阶段(Enabled Phase)时的另一具体实施例。图8示出，对应于图7A-7B，本发明的发光元件驱动电路的操作信号的波形示意图。

图7A-7B所示的发光元件驱动电路300大致类似于图5A-5B所示的发光元件驱动电路200，其差异在于：在图7A-7B所示的发光元件驱动电路300的实施例中，第二参考电压VREF_a的位准等于第一参考电压VREF_b的位准。在图7A-7B所示的发光元件驱动电路300的实施例中，例如但不限于可将第二参考电压VREF_a直接耦接于第一参考电压VREF_b。

如此一来，如图7A所示，在一实施例中，当发光元件驱动电路300处于非使能阶段时，第一开关S1受控于使能信号EN且被使能信号EN控制为不导通，且第二开关S2受控于一反相使能信号ENb且被反相使能信号ENb控制为导通，由此，反馈信号FB经由取样维持电路15而与第一参考电压VREF_b彼此电连接，且反馈信号FB经由取样维持电路而与负载节点NLD彼此断开。由此，发光元件驱动电路300于非使能阶段转为使能阶段的一转折时点Ts(参阅图8的使能信号EN的波形图)时，前馈电容C1取样一取样电压Vsmpl(参阅图8的输出电压VOUT与反馈信号FB的波形图)。值得注意的是，这里所述的取样电压Vsmpl，其中的“Vsmpl”是指前馈电容C1的跨压VC1于非使能阶段的情况下的电压位准。

如图7B所示，在一实施例中，当发光元件驱动电路200处于使能阶段时，第一开关S1受控于使能信号EN且被使能信号EN控制为导通，且第二开关S2受控于一反相使能信号ENb且被反相使能信号ENb控制为不导通，由此，反馈信号FB经由取样维持电路15而与第一参考电压VREF_b彼此断开，且，反馈信号FB经由取样维持电路15而与负载节点NLD彼此耦接。

由此，当发光元件驱动电路300处于使能阶段时，通过前馈电容C1维持取样电压Vsmpl(也就是图8中Vhold约等于Vsmpl)，使得于转折时点Ts之后的预设电流上升时间Tr内(参阅图8的反馈信号FB的波形图)，反馈信号FB与第一参考电压VREF_b具有一足够大的差值，而使得负载电流iLOAD在一预设电流上升时间Tr内上升以达到第一电流位准Ip。

相较于现有技术，本实施例的发光元件驱动电路300的负载电流iLOAD在预设电流上升时间内Tr能够快速上升以达到目标的电流位准Ip。以下利用图6与图8说明本发明与现有技术的差异：也就是，本发明能够提升发光元件驱动电路200的负载瞬时反应(load-transient response)，由此使得负载电流iLOAD在预设电流上升时间内快速上升以达到目标的电流位准。

在本实施例的发光元件驱动电路200与300中，当发光元件驱动电路200处于非使能阶段时(意即，使能信号EN为低位准时)，由于本发明包括有取样维持电路15，如上所述的控制细节，使得反馈信号FB经由取样维持电路15而与第二参考电压VREF_a彼此电连接，其中第二参考电压VREF_a的位准低于(图6)或等于(图8)第一参考电压VREF_b的位准。如此一来，相较于现有技术的反馈信号FB处于一个很高的电压位准(例如但不限于可为1.6V)，本发明的反馈信号FB于非使能阶段时，乃是被耦接至第二参考电压VREF_a或第一参考电压VREF_b，也就是稍低于或等于使能阶段时所欲达到的目标值(第一参考电压VREF_b)。这样的优点是：如图6或图8所示，当本实施例的发光元件驱动电路200或300于非使能阶段转为使能阶段(意即，使能信号EN为高位准时)的一转折时点Ts时，反馈信号FB就不必须从原本很高的电压位准降低至一个很低的电压位准，如此可以有效缩短反馈信号FB的反应时间，进而提高电流上升的速度。

此外，由于输出电压VOUT因负载电流iLOAD而降低，通过前馈电容C1的取样与维持的功能(也就是如图6或图8中的Vsmpl与Vhold))，在转折时点Ts之后的一段时间内(例如图6或图8中预设电流上升时间Tr的前段)，反馈信号FB的位准从第二参考电压VREF_a与输出电压VOUT大致上同步地降低(由于图6或图8中预设电流上升时间Tr的前段内前馈电容C1跨压VC1仍大致上维持为转折时点上所取样而得的电压位准Vhold，约等于Vsmpl)至一个稍微低于第二参考电压VREF_a的电压位准(低于第一参考电压VREF_b)，此时对应的误差放大信号COMP便会快速响应或转态(例如图6中从原本的高位准快速地降低至一低位准)，由此，电源转换电路12将可快速地提供负载电流iLOAD，因此，在预设电流上升时间Tr内，负载电流iLOAD可快速地上升至目标的电流位准Ip。

请参考图10A～10B，其示出本发明提升发光元件驱动电路的负载瞬时反应(load-transient response)的量测波形图。如图10A所示，本实施例的发光元件驱动电路的负载电流iLOAD在预设电流上升时间内Tr能够快速上升以达到目标的电流位准。图10B为图10A的放大示意图，如图10B所示，更可清楚看到本实施例的发光元件驱动电路的负载电流iLOAD在预设电流上升时间内Tr能够快速上升以达到目标的电流位准。

以上已针对较佳实施例来说明本发明，但以上所述，仅为使本领域技术人员易于了解本发明的内容，并非用来限定本发明的权利范围。在本发明的相同精神下，本领域技术人员可以想到各种等效变化。例如，所示直接连接的电路元件间，可插置不影响电路主要功能的电路元件，如开关或电阻等。又例如，前述第一开关S1受控于使能信号EN，且第二开关S2受控于反相使能信号ENb，此仅为举例而非限制，当第一开关S1与第二开关S2为不同型态的晶体管时，也可皆受控于使能信号EN。凡此种种，都可根据本发明的教示类推而得。此外，所说明的各个实施例，并不限于单独应用，也可以组合应用，例如但不限于将两实施例并用，或是以其中一个实施例的局部电路代换另一实施例的对应电路。因此，本发明的范围应涵盖上述及其他所有等效变化。此外，本发明的任一实施型态不必需实现所有的目的或优点，因此，权利要求的任一项也不应以此为限。

Claims (13)

1.一种发光元件驱动电路，用以提供一负载电流至一发光元件，以驱动该发光元件，该发光元件驱动电路包含：

一电源转换电路，用以根据一误差放大信号，转换一输入电压而产生一输出电压于一输出端并且提供该负载电流至该发光元件，该发光元件耦接于该输出端与一负载节点之间；

一误差放大电路，根据一第一参考电压与一反馈信号的一差值，产生该误差放大信号；

一前馈电容，耦接于该输出端与该反馈信号之间；

一取样维持电路，耦接于该反馈信号、该负载节点与一第二参考电压之间；以及

一负载电流产生电路，与该取样维持电路及该发光元件共同耦接于该负载节点，该负载电流产生电路用以于一使能阶段决定该负载电流的一第一电流位准，且用以于一非使能阶段，决定该负载电流的一第二电流位准；

其中，该取样维持电路用以于该非使能阶段，将该反馈信号与该第二参考电压彼此电连接且将该反馈信号与该负载节点彼此断开，由此，于该非使能阶段转为该使能阶段的一转折时点时，该前馈电容对该第二参考电压取样与维持一取样电压，且，该取样维持电路用以于该使能阶段，将该反馈信号与该第二参考电压彼此断开且将该反馈信号与该负载节点通过一延迟阻抗彼此耦接；由此，于该转折时点之后的一预设电流上升时间后，该反馈信号自该取样电压调节至该第一参考电压，且于该转折时点之后的该预设电流上升时间内，该反馈信号与该第一参考电压具有一足够大的差值，而使得该负载电流在该预设电流上升时间内上升以达到该第一电流位准。

2.如权利要求1所述的发光元件驱动电路，其中该第二参考电压的位准小于该第一参考电压的位准。

3.如权利要求1所述的发光元件驱动电路，其中该第二参考电压的位准等于该第一参考电压的位准。

4.如权利要求1所述的发光元件驱动电路，其中于该使能阶段，该负载电流产生电路根据该负载节点的电压而决定该第一电流位准。

5.如权利要求4所述的发光元件驱动电路，其中该第一电流位准相关于该第一参考电压。

6.如权利要求4所述的发光元件驱动电路，其中该负载电流产生电路包括一压控电流源，用以根据该负载节点的电压而调节该负载电流。

7.如权利要求1至6中的任一项所述的发光元件驱动电路，其中该取样维持电路包括：

一电阻；

一第一开关，与该电阻彼此串联耦接于该负载节点与该反馈信号之间；以及

一第二开关，耦接于该反馈信号与该第二参考电压之间；

其中当该发光元件驱动电路处于该非使能阶段时，该第一开关控制为不导通，且该第二开关控制为导通，由此，该反馈信号经由该取样维持电路而与该第二参考电压彼此电连接，且该反馈信号与该负载节点彼此断开，且当该发光元件驱动电路处于该使能阶段时，该第一开关控制为导通，且该第二开关控制为不导通，由此，该反馈信号与该第二参考电压彼此断开，且该反馈信号与该负载节点彼此耦接。

8.如权利要求1所述的发光元件驱动电路，其中该前馈电容于该发光元件驱动电路处于该使能阶段时，提供前馈功能，由此该发光元件驱动电路操作于一稳定状态，且该发光元件驱动电路的带宽高于一预设的频率。

9.如权利要求7所述的发光元件驱动电路，其中该预设电流上升时间相关于该电阻的电阻值与该前馈电容的电容值的乘积。

10.如权利要求1所述的发光元件驱动电路，其中该预设电流上升时间小于1微秒。

11.如权利要求1所述的发光元件驱动电路，其中该电源转换电路包括一线性稳压器或一切换式电源供应器。

12.如权利要求1所述的发光元件驱动电路，其中该第二电流位准为0。

13.如权利要求1所述的发光元件驱动电路，其中该足够大的差值小于一预设的电压差值上限，使得该负载电流在该预设电流上升时间内上升以达到该第一电流位准。

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