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CN117714255A - 用于极性传输器的电路和操作极性传输器的方法 - Google Patents

用于极性传输器的电路和操作极性传输器的方法 Download PDF

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CN117714255A
CN117714255A CN202311172014.7A CN202311172014A CN117714255A CN 117714255 A CN117714255 A CN 117714255A CN 202311172014 A CN202311172014 A CN 202311172014A CN 117714255 A CN117714255 A CN 117714255A
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China
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frequency
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frequency modulated
signal
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CN202311172014.7A
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奥利弗·杰罗姆·塞莱斯廷·贾明
阿芒迪娜·勒塞利耶
维杰·阿赫瓦尔
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Abstract

描述了一种用于极性传输器的电路，所述电路包括：调频路径，其被耦合成接收调频信号(FM(nT))且被配置成基于所述调频信号生成已调频信号(LO(t))；非均匀时钟时间误差计算单元，其被配置成基于所述调频信号确定延迟值(delay(nT))；调幅路径，其被耦合成接收调幅信号(AM(nT))且包括非均匀时钟校正单元，所述非均匀时钟校正单元耦合到所述非均匀时钟时间误差计算单元，且被配置成基于所述调幅信号和所述延迟值生成修改后的调幅信号(AM_mod(nT)、AM_src_mod(nT))；以及传输器，其耦合到所述调频路径和所述调幅路径，其中所述传输器被配置成基于所述已调频信号和所述修改后的调幅信号生成已调制信号。此外，描述了一种操作极性传输器的方法。

Description

用于极性传输器的电路和操作极性传输器的方法
技术领域
本公开涉及RF通信领域。更具体地说，本公开涉及一种用于极性传输器的电路和一种操作极性传输器的方法。
背景技术
低功率最先进的RF收发器可以使用两点PLL调制器概念，以便在PLL中直接应用频率(或相位)调制(FM/PM)，由此避免更耗电且更大的IQ传输器。此RF收发器在只需要传输FM/PM时工作良好。如果调制还包括调幅(AM)(例如，BT EDR 2Mbps和BT EDR 3Mbps)，则此两点PLL调制传输器概念由于其低电流消耗而仍为适当选择，但需要用于调幅的额外路径。然而，两点调制PLL路径和调幅路径的组合具有一些限制。一个限制是AM路径与FM/PM路径之间的静态延迟失配，所述静态延迟失配转化成降级的RF性能(带内发射、差分误差向量幅度(D-EVM)等)，且因此需要静态延迟均衡。虽然此静态问题可以通过在AM路径和FM路径中插入可调整的延迟块来解决，但是仍然存在其它问题。具体地说，如果AM路径用由FM路径生成的LO信号或LO信号的分频版本定时，则由于LO信号在所有两点PLL调制器中携带调频(或调相)的事实而产生FM到AM失真。从另一角度来看，用LO信号(或LO信号的分频版本)对AM路径进行定时会在AM路径与PM/FM路径之间引入可变时间延迟，这导致信号质量降级。在BTEDR2Mbps和3Mbps中，此降级影响带内发射(IBE)和差分误差向量幅度(D-EVM)，这甚至可能妨碍满足蓝牙标准要求。
因此，可能需要一种克服上述问题的方式，优选地采用小面积和低功率的硬件解决方案。
发明内容
可通过根据独立权利要求的主题来满足这种需求。在附属权利要求中阐述本公开的有利实施例。
根据第一方面，提供一种用于极性传输器的电路，所述电路包括：(a)调频路径，所述调频路径被耦合成接收调频信号且被配置成基于所述调频信号生成已调频信号；(b)非均匀时钟时间误差计算单元，所述非均匀时钟时间误差计算单元被配置成基于所述调频信号确定延迟值；(c)调幅路径，所述调幅路径被耦合成接收调幅信号且包括非均匀时钟校正单元，所述非均匀时钟校正单元耦合到所述非均匀时钟时间误差计算单元，且被配置成基于所述调幅信号和所述延迟值生成修改后的调幅信号；以及(d)传输器，所述传输器耦合到所述调频路径和所述调幅路径，其中所述传输器被配置成基于所述已调频信号和所述修改后的调幅信号生成已调制信号。
此方面基于的想法为基于调频信号确定延迟值并将其用于生成修改后的调幅信号。以此方式，可以防止由调幅(AM)路径与调频(FM)路径之间的可变时间延迟引起的信号质量降级。取决于调频是引起频率的增加还是减小，延迟值可为正或负。
在本发明上下文中，术语“调频信号”可表示指示待在给定时间应用的调频量的信号。所述量可具体地指示与参考频率的绝对或相对偏差。在下文中，调频信号也将被称为FM(nT)。
在本发明上下文中，术语“调幅信号”可表示指示待在给定时间应用的调幅量的信号。所述量可具体地指示振幅缩放或增益因数。在下文中，调幅信号也将被称为AM(nT)。
根据实施例，所述传输器被配置成从所述已调频信号导出传输器时钟。
换句话说，传输器使用已调频信号来生成传输器时钟，所述传输器时钟可例如用于在生成已调制信号时对修改后的调幅信号进行采样。
根据另一实施例，所述传输器被配置成通过将所述已调频信号的频率除以预定数目，具体地说，预定整数或预定分数来从所述已调频信号导出所述传输器时钟。
根据另一实施例，所述非均匀时钟时间误差计算单元被配置成通过计算所述传输器时钟相对于参考时钟的瞬时累积时间误差来确定所述延迟值，所述参考时钟用于生成所述调频信号和所述调幅信号。
换句话说，通过累积传输器时钟(其可从已调频信号导出)与参考时钟之间的偏差来计算延迟值。
根据另一实施例，计算所述瞬时累积时间误差包括对所述调频信号进行积分。
根据另一实施例，所述非均匀时钟校正单元包括分数延迟滤波器。
根据另一实施例，所述非均匀时钟校正单元包括被配置为Farrow结构的分数延迟滤波器。
根据另一实施例，所述非均匀时钟校正单元包括被配置成生成上采样调幅信号的采样速率转换器。此外，所述非均匀时钟校正单元被配置成基于所述上采样调幅信号和所述延迟值生成所述修改后的调幅信号。
换句话说，采样速率转换器用于将调幅信号从对应于参考时钟的采样频率转换为更高采样频率。
根据另一实施例，所述采样速率转换器被配置成应用基于所述已调频信号的所述频率的采样速率。
换句话说，上采样调幅信号的采样频率是基于已调频信号，且因此随着已调频信号的频率变化而变化，已调频信号的频率总是显著高于参考时钟。由此，减弱AM图像或复本。
根据另一实施例，所述采样速率转换器包括Farrow采样速率转换器或修改后的Farrow采样速率转换器。
根据另一实施例，所述传输器包括数字RF功率放大器，所述数字RF功率放大器被配置成提供具有取决于修改后的调幅信号的振幅的输出信号。
换句话说，已调制信号的振幅由调制信号的振幅确定。因此，如果调制信号最大，则已调制信号将具有最大振幅，并且如果调制信号最小，则已调制信号将具有最小振幅。
根据另一实施例，所述调频路径包括被配置成生成所述已调频信号的2点调制PLL电路。
根据第二方面，提供一种操作极性传输器的方法，所述方法包括：(a)接收调频信号；(b)基于所述调频信号生成已调频信号；(c)基于所述调频信号确定延迟值；(d)接收调幅信号；(e)基于所述调幅信号和所述延迟值生成修改后的调幅信号；以及(f)基于所述已调频信号和所述修改后的调幅信号生成已调制信号。
此方面基本上基于与上文所论述的第一方面相同的想法，并且在方法方面提供了相同的特征和优点。
根据另一实施例，所述方法另外包括：(a)从所述已调频信号导出传输器时钟；以及(b)在生成所述已调制信号时利用所述传输器时钟对所述修改后的调幅信号进行采样。
如上文所解释，已调频信号因此用于生成传输器时钟，所述传输器时钟可例如用于在生成已调制信号时对修改后的调幅信号进行采样。
根据另一实施例，确定所述延迟值包括计算所述传输器时钟相对于参考时钟的瞬时累积时间误差，所述参考时钟用于生成所述调频信号和所述调幅信号。
如上文所解释，因此通过累积传输器时钟(其可从已调频信号导出)与参考时钟之间的偏差来计算延迟值。
根据另一实施例，计算所述瞬时累积时间误差包括对所述调频信号进行积分。
根据另一实施例，生成所述修改后的调幅信号利用分数延迟滤波器，具体地说，被配置为Farrow结构的分数延迟滤波器。
根据另一实施例，所述方法另外包括：(a)生成上采样调幅信号；以及(b)基于所述上采样调幅信号和所述延迟值生成所述修改后的调幅信号。
换句话说，将调幅信号从对应于参考时钟的采样频率转换为更高采样频率。
根据另一实施例，所述方法另外包括通过利用被配置成应用基于所述已调频信号的所述频率的采样速率的采样速率转换器来生成所述上采样调幅信号，其中所述采样速率转换器具体地包括Farrow采样速率转换器或修改后的Farrow采样速率转换器。
换句话说，上采样调幅信号的采样频率是基于已调频信号，且因此随着已调频信号的频率变化而变化，已调频信号的频率总是显著高于参考时钟。由此，减弱AM图像或复本。
应注意，已参考不同主题描述了示例性实施例。具体地说，一些实施例已参考方法类的权利要求来描述，而其它实施例已参考设备类的权利要求来描述。然而，本领域的技术人员将从上述内容和以下描述了解到，除非另外指明，否则除属于一种类型主题的特征的任何组合外，与不同主题相关的特征的任何组合，具体来说方法类的权利要求的特征与设备类的权利要求的特征的组合，也与此文档一起公开。
如上文所限定的方面和本公开的其它方面将从下文所描述的实施例的例子中显而易见，且参考实施例的例子来解释。将在下文中参考实施例的例子更详细地描述本公开的各方面，然而，本公开不限于所述例子。
附图说明
图1示出根据示例性实施例的电路。
图2示出根据另一示例性实施例的电路。
图3示出根据示例性实施例的非均匀时钟时间误差计算单元的电路图。
图4示出根据示例性实施例的非均匀时钟校正单元的电路图。
图5示出根据另一示例性实施例的电路。
图6示出根据另一示例性实施例的非均匀时钟校正单元的电路图。
图7示出根据示例性实施例的延迟线的电路图。
图8示出根据示例性实施例的方法的流程图。
具体实施方式
图式中的图示为示意性的。应注意，在不同图式中，类似或相同元件具有相同附图标记或具有仅第一位数字不同的附图标记。
图1示出根据示例性实施例的用于极性传输器的电路101。所述电路包括调频路径(或FM路径)110、非均匀时钟时间误差计算单元120(也被称为NUCTEC单元120)、调幅路径(或AM路径)130和RF传输器140。
FM路径110被耦合成经由静态延迟112从调制解调器105接收调频信号FM(nT)。FM路径110包括被配置成基于调频信号FM(nT)生成已调频信号LO(t)的2点调制PLL电路114。
NUCTEC单元120被耦合成接收调频信号FM(nT)且被配置成基于FM(nT)确定延迟值delay(nT)。
AM路径130被耦合成经由静态延迟132从调制解调器105接收调幅信号AM(nT)。AM路径130包括被耦合成从NUCTEC单元120接收延迟值delay(nT)的非均匀时钟校正单元134(也被称为NUCC单元134)。此外，NUCC单元134被配置成基于调幅信号AM(nT)和延迟值delay(nT)生成修改后的(或校正后的)调幅信号AM_cor(nT)。
传输器140耦合到FM路径110和AM路径130两者。由此，传输器140接收已调频信号LO(t)和修改后的调幅信号AM_cor(nT)。此外，传输器140被配置成基于已调频信号LO(t)和修改后的调幅信号AM_cor(nT)生成已调制信号。在这样做时，传输器可从已调频信号LO(t)导出传输器时钟(用于对AM_cor(nT)进行采样)。在这点上，已调频信号LO(t)可经过划分单元142以生成对应的划分的已调频信号LO_divM(t)，所述对应的划分的已调频信号LO_divM(t)被供应到传输器140。划分单元142可被配置成应用除以M，其中M可为整数或分数。来自传输器140的输出，即，涉及根据FM(nT)和AM(nT)的调频和调幅的信号，经过RF前端147和外部滤波器148到达天线149。
返回到NUCTEC单元120，此单元被配置成通过计算传输器时钟相对于参考时钟的瞬时累积时间误差来确定延迟值delay(nT)，所述参考时钟用于生成调频信号和调幅信号。因此，延迟值delay(nT)表示传输器时钟(其用于在传输器140处对修改后的调幅信号AM_cor(nT)进行采样)与用于生成AM_(nT)的时钟之间的瞬时偏差。通过在NUCC单元134中应用延迟值delay(nT)且由此相应地修改调幅信号，当使用从已调频信号LO(t)导出的采样时钟(传输器时钟)时，可以在传输器140处正确地对修改后的调幅信号AM_cor(nT)进行采样。
在没有NUCC单元134的情况下，RF传输器140将简单地以与来自调制解调器105的调幅信号AM(nT)成比例(在线性功率放大器的情况下)的振幅缩放来放大已调频信号LO(t)，即，RF(t)＝LO(t)*AM(t)。由于数字调幅信号AM(nT)以某种方式由RF传输器140内部的LO除以M的时钟LOvdivM(t)定时，所以已调频时钟将误差引入到AM(nT)信号自身，由此导致PM(nT)信号与AM(nT)信号之间的时变延迟。非均匀时钟时间误差计算单元120和非均匀时钟校正单元134解决此问题。
对瞬时累积时间误差的计算优选地包括对调频信号FM(nT)进行积分。
更具体地，可利用以下近似来计算瞬时累积时间误差：
在以上公式中，Ndiv表示已调频的时钟频率与其供采样速率转换器使用的划分版本的频率之间的划分因数，Fch是RF信道频率(通常为2.4GHz)，并且Fs是积分器的采样频率。对应循环数目可如下计算：
图2示出根据另一示例性实施例的电路201，所述电路201特别适用于大信号极性传输器。电路201类似于图1中示出且上文所论述的电路101，并且此实施例仅在电路的传输器部分的结构上有所偏差。在图1将传输器示出为包括用于执行调幅的电路系统的单个单元140的情况下，图2中所示的实施例包括被耦合成从LDO(低压降稳压器)246接收已调幅电源电压Vddpa的传输器241。LDO 246的控制电压由数模转换器(DAC)244和重建滤波器245提供。DAC接收修改后的调幅信号AM_cor(nT)，且通过划分单元242以对应于LO(t)除以M的频率的时钟进行定时。除此结构之外，上文结合图1所描述的功能和原理也同样适用于本实施例。
图3示出根据示例性实施例的非均匀时钟时间误差计算(NUCTEC)单元320的电路图。具体地说，NUCTEC 320可用于图1和图2中所示的实施例中。NUCTEC单元320包括平方单元321、第一乘法器322、减法器323、加法器324、延迟器325、第二乘法器326和任选的舍入单元327。调频信号FM(nT)通过平方单元321求平方，在第一乘法器322处乘以信道频率Flo的倒数值，且被供应到减法器323的正输入。调频信号FM(nT)还被供应到减法器323的负输入，并且减法的结果被供应到加法器324的一个输入。加法器324的另一输入从延迟器325接收先前值，并且加法的结果被供应到第二乘法器326和延迟器325两者。乘法器326将所接收的值乘以PLL 114、214的参考频率Fref的M倍的倒数值，且输出延迟作为多个循环Delay_cycles(nT)，且任选地在舍入单元327中进行舍入之后输出延迟作为延迟值Delay(nT)。换句话说，NUCTEC单元320实施对应于以上公式的计算。可以看出，此实施方案为在低时钟频率下操作而不会对性能造成有问题影响的简单且无划分的硬件实施方案。由乘法器322和326应用的两个因数1/Flo和1/M*Fref并不需要实时乘法，而是可由ALU或CPU离线计算且加载到寄存器中。
图4示出根据示例性实施例的非均匀时钟校正(NUCC)单元434的电路图。更具体地，图4中所示的NUCC单元434由呈Farrow结构形式的分数延迟滤波器构成，所述Farrow结构包括如电路图中所示而耦合的四个有限脉冲响应滤波器FIR、三个乘法器和三个加法器。
图5示出根据另一示例性实施例的电路501。电路501不同于分别在图1和图2中示出且上文所论述的电路101和201，不同之处在于所述电路的NUCC单元134、234替换为组合的SRC和NUCC单元536，所述组合的SRC和NUCC单元536应用与本公开的原理一致的采样速率转换(SRC)和非均匀时钟校正两者。电路501实施于包括数字功率放大器(PA)540的极性传输器中。本公开的实施例可使用任何类型的数字PA。SRC+NUCC单元536对调幅信号AM(nT)进行上采样，且接着应用来自NUCTEC单元520的延迟值delay(nT)来生成上采样且修改后的调幅信号AM_src_cor(nT)，所述上采样且修改后的调幅信号AM_src_cor(nT)被供应到数字功率放大器540的输入。来自数字PA 540的输出信号的振幅由所接收的信号AM_src_cor(nT)控制。通过对调幅信号进行上采样，有效地减弱AM图像或复本。
图6示出根据另一示例性实施例的非均匀时钟校正单元636的电路图。更具体地，NUCC单元636为图5中所示的组合的SRC和NUCC单元536的实施方案。NUCC单元636包括采样速率转换器656和延迟线658。采样速率转换器636被配置成通过将AM(nT)从低采样速率fref(其为PLL电路114、214的参考时钟频率)转换为已调频信号LO(t)的分频版本(即，LO_divM(t))来生成上采样调幅信号AM_src(nT)。SRC656可例如实施为Farrow SRC或实施为修改后的Farrow SRC。然而，也可使用任何其它分数采样速率转换器结构。延迟线658被配置成输出AM输入信号的时间移位版本AM_src_Cor(nT)，其中时间移位是时变的且取决于来自NUCTEC单元520的延迟值delay(nT)。
图7示出根据示例性实施例的延迟线758的电路图。具体地说，图7示出图6中示出且上文所论述的延迟线658的示例性实施方案。延迟线759的输入是在SRC之后的AM信号，即，AM_src(nT)。来自NUCTEC单元114、214的延迟值delay(nT)提供到多路复用器电路760，所述多路复用器电路760如图所示连接到触发器FF的线路，FF的线路形成实际延迟线。时钟非均匀性根据以下原理校正：
·如果不需要校正，则延迟线输出端连接到延迟线的中间抽头；
·如果FM信号为正(Flo_div＞Flo_div0)，则在所述延迟线中拾取过去样本以补偿此过快时钟；
·如果FM信号为负(Flo_div＜Flo_div0)，则在延迟线中拾取下一样本以补偿此过慢时钟。
图8示出根据示例性实施例的方法的流程图800。操作极性传输器的方法800包括多个步骤，除非另外规定，否则所述步骤可以按任何次序且不一定按描述次序执行。在810，方法800包括接收调频信号FM(nT)的步骤。在820，方法800包括基于调频信号FM(nT)生成已调频信号LO(t)的步骤。在830，方法800包括基于调频信号FM(nT)确定延迟值delay(nT)的步骤。在840，方法800包括接收调幅信号AM(nT)的步骤。在850，方法800包括基于调幅信号AM(nT)和延迟值delay(nT)生成修改后的调幅信号AM_mod(nT)的步骤。在860，方法800包括基于已调频信号LO(t)和修改后的调幅信号AM_mod(nT)生成已调制信号RF(t)的步骤。
应注意，除非另有指示，否则例如“上部”、“下部”、“左”和“右”等术语的使用仅仅指对应图式的定向。
应注意，术语“包括”不排除其它元件或步骤，且冠词“一”或“一个”的使用不排除多个。而且，可组合结合不同实施例描述的元件。还应注意，权利要求书中的附图标记不应被解释为限制权利要求的范围。

Claims (10)

1.一种用于极性传输器的电路(101、201、501)，其特征在于，所述电路包括：
调频路径(110、210、510)，所述调频路径被耦合成接收调频信号(FM(nT))且被配置成基于所述调频信号生成已调频信号(LO(t))；
非均匀时钟时间误差计算单元(120、220、320、520)，所述非均匀时钟时间误差计算单元被配置成基于所述调频信号确定延迟值(delay(nT))；
调幅路径(130、230、530)，所述调幅路径被耦合成接收调幅信号(AM(nT))且包括非均匀时钟校正单元(134、234、434、536)，所述非均匀时钟校正单元耦合到所述非均匀时钟时间误差计算单元，且被配置成基于所述调幅信号和所述延迟值生成修改后的调幅信号(AM_mod(nT)、AM_src_mod(nT))；以及
传输器(140、241)，所述传输器耦合到所述调频路径和所述调幅路径，其中所述传输器被配置成基于所述已调频信号和所述修改后的调幅信号生成已调制信号。
2.根据权利要求1所述的电路，其特征在于，所述传输器被配置成从所述已调频信号导出传输器时钟(LO_divM(t))。
3.根据权利要求1或2所述的电路，其特征在于，所述传输器被配置成通过将所述已调频信号的频率除以预定数目M，具体地说，预定整数或预定分数来从所述已调频信号导出所述传输器时钟。
4.根据权利要求1至3中任一权利要求所述的电路，其特征在于，所述非均匀时钟时间误差计算单元被配置成通过计算所述传输器时钟相对于参考时钟的瞬时累积时间误差来确定所述延迟值，所述参考时钟用于生成所述调频信号和所述调幅信号。
5.根据权利要求4所述的电路，其特征在于，计算所述瞬时累积时间误差包括对所述调频信号进行积分。
6.根据权利要求1至5中任一权利要求所述的电路，其特征在于，所述非均匀时钟校正单元包括分数延迟滤波器，具体地说，被配置为Farrow结构的分数延迟滤波器。
7.根据权利要求1至5中任一权利要求所述的电路，其特征在于，所述非均匀时钟校正单元包括采样速率转换器(656)，所述采样速率转换器被配置成生成上采样调幅信号(AM_src(nT))，并且其中所述非均匀时钟校正单元被配置成基于所述上采样调幅信号和所述延迟值生成所述修改后的调幅信号(AM-src_cor(NT))。
8.根据权利要求7所述的电路，其特征在于，所述采样速率转换器被配置成应用基于所述已调频信号的所述频率的采样速率，其中所述采样速率转换器具体地包括Farrow采样速率转换器或修改后的Farrow采样速率转换器。
9.根据权利要求7或8所述的电路，其特征在于，所述传输器包括数字RF功率放大器(540)，所述数字RF功率放大器被配置成提供具有取决于所述修改后的调幅信号的振幅的输出信号。
10.一种操作极性传输器的方法(800)，其特征在于，所述方法包括：
接收(810)调频信号(FM(nT))；
基于所述调频信号生成(820)已调频信号(LO(t))；
基于所述调频信号确定(830)延迟值(delay(nT))；
接收(840)调幅信号(AM(nT))；
基于所述调幅信号和所述延迟值生成(850)修改后的调幅信号(AM_mod(nT))；以及
基于所述已调频信号和所述修改后的调幅信号生成(860)已调制信号(RF(t))。
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